JP6671003B2 - 電力変換回路 - Google Patents

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Description

本発明は、各種電子機器に使用される電力変換回路に関する。
以下、従来の電力変換回路について図面を用いて説明する。図５は従来の電力変換回路１を用いた電力変換装置２の構成を示した回路ブロック図である。電力変換回路１は、ローサイドスイッチ３と、駆動回路４と、検出回路５と、切替回路６とを有する。また、ハイサイドスイッチ７を有する電力変換回路８が、電力変換回路１に並列に接続されている。ここでは、電力変換回路１が電力変換装置２のローサイドに用いられるために配置された一例が示されている。
電力変換装置２では、ハイサイドスイッチ７とローサイドスイッチ３とが交互にオンとオフとを繰り返し、電力変換回路８と電力変換回路１とが動作する。これにより出力端子９は、電力変換回路８による正電位出力と電力変換回路１による負電位出力とを交互に繰り返して出力する。すなわち、出力端子９は交流電圧を出力する。
また、ハイサイドスイッチ７とローサイドスイッチ３とが同時にオンしないように、駆動回路４がローサイドスイッチ３のオンとオフとを制御している。これは、ハイサイドスイッチ７とローサイドスイッチ３とが同時にオンすることで生じる貫通電流を防止するためである。さらに、検出回路５が電力変換回路８の出力電圧を検知している。そして、電力変換回路８の出力電圧が所定の閾値以上である場合、検出回路５はローサイドスイッチ３がオンとならないように切替回路６を制御している。
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば特許文献１が知られている。
特開２０１５−２３７７４号公報
従来の電力変換回路１では、検出回路５と切替回路６とローサイドスイッチ３とによって閉ループＬが形成される。閉ループＬの外部で発生したノイズは、閉ループＬに侵入し易い。そのため、検出回路５や切替回路６あるいはローサイドスイッチ３は動作時にノイズの影響を受ける恐れがある。
この結果、ローサイドスイッチ３の動作が不安定となり、貫通電流が発生することによって、ローサイドスイッチ３やハイサイドスイッチ７の寿命が劣化する恐れがある。
そこで本発明は、ノイズからの影響を受け難く長期間にわたり安定して動作する電力変換回路を提供することを目的とする。
そして、この目的を達成するために本発明に係る電力変換回路は、制御回路と、電力用スイッチ素子と、駆動回路と、受光回路と、ホールド回路と、比較回路と、を備える。制御回路は、オフ信号とオン信号とを交互に繰り返し発信する。電力用スイッチ素子は、制御端子と、基準端子と、通電電流に応じて発光する発光部と、を有する。駆動回路は、制御端子および基準端子に接続され、電力用スイッチ素子を駆動する。受光回路は、発光部による光を受光して、光の強度に基づいた電気信号である通電信号を生成する。ホールド回路は、高電位端子を含む比較信号用コンデンサを有する。ホールド回路は、制御回路がオフ信号を発信しているときに、高電位端子に通電信号の電荷を供給するように、かつ、高電位端子の電圧を低下させないように構成されている。さらに、ホールド回路は、制御回路がオン信号を発信しているときに、高電位端子に通電信号の電荷を供給しないように、かつ、高電位端子の電圧を維持するように構成されている。ホールド回路は、高電位端子の電圧を比較信号として供給する。比較回路は、比較信号と基準信号とを比較し、比較信号と基準信号とを比較した結果に基づいたバイアス電圧を生成し、バイアス電圧を基準信号として帰還させる。駆動回路は、制御回路がオフ信号を発信しているときに、バイアス電圧を基準端子に供給する。
本発明によれば、電力用スイッチ素子で誤点弧が生じても、誤点弧が継続する期間は極めて短くなり、かつ、誤点弧の発生頻度も少なくなり、連続した誤点弧の発生が抑制される。このため、電力用スイッチ素子の動作は安定するとともに、貫通電流の発生は短い期間で単発的に限られる。
この結果、電力変換回路の動作は外部からのノイズの影響を受け難い。また、電力変換回路に貫通電流が発生し難い。そのため、電力用スイッチ素子は長期間にわたって安定して動作するとともに、電力用スイッチ素子の長寿命化が可能となる。
図１は、本発明の実施の形態における電力変換回路の構成を示す回路ブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態における電力変換回路を備えたインバータ装置の構成を示す回路ブロック図である。 図３は、本発明の実施の形態における電力変換回路の動作を示すタイミングチャートである。 図４は、本発明の実施の形態における電力用スイッチ素子の概要断面図である。 図５は、従来の電力変換回路の構成を示す回路ブロック図である。
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
（実施の形態）
図１は本発明の実施の形態における電力変換回路１０の構成を示す回路ブロック図である。
電力変換回路１０は、制御回路１６と、電力用スイッチ素子１１と、駆動回路１２と、受光回路１５と、ホールド回路１４と、比較回路１３と、を含む。
制御回路１６は、オフレベルの制御信号（オフ信号）とオンレベルの制御信号（オン信号）とを交互に繰り返し発信する。
電力用スイッチ素子１１は、制御端子１７Ａと、基準端子１７Ｂと、電力用スイッチ素子１１に流れる通電電流に応じて発光する発光部１８と、を有する。本実施形態において、電力用スイッチ素子１１は、制御端子１７Ａをゲート端子１１Ｇとして有し、基準端子１７Ｂをソース端子１１Ｓとして有する電界効果トランジスタである。また、本実施形態において、通電電流は、電力用スイッチ素子１１における、ドレイン電流もしくはゲート電流である。また、本実施形態において、発光部１８は、電力用スイッチ素子１１における、ドレインソース間もしくはゲートソース間に形成されたＰＮジャンクション部３３である。
駆動回路１２は、制御端子１７Ａおよび基準端子１７Ｂに接続され、電力用スイッチ素子１１へ駆動信号を発信する。すなわち、駆動回路１２は、電力用スイッチ素子１１を駆動する。
受光回路１５は、発光部１８による光を受光して、光の強度に基づいた電気信号である通電信号を生成する。
ホールド回路１４は、高電位端子２０Ａを含む比較信号用コンデンサ２０を有する。ホールド回路１４は、制御回路１６がオフレベルの制御信号を発信しているときに、高電位端子２０Ａに通電信号の電荷を供給するように、かつ、高電位端子２０Ａの電圧を低下させないように構成されている。さらに、ホールド回路１４は、制御回路１６がオンレベルの制御信号を発信しているときに、高電位端子２０Ａに通電信号の電荷を供給しないように、かつ、高電位端子２０Ａの電圧を維持するように構成されている。ホールド回路１４は、高電位端子２０Ａの電圧を比較信号として供給する。
比較回路１３は、比較信号と基準信号とを比較し、比較信号と基準信号とを比較した結果に基づいたバイアス電圧を生成し、バイアス電圧を基準信号として帰還させる。
駆動回路１２は、制御回路１６がオフレベルの制御信号を発信しているときに、バイアス電圧を基準端子１７Ｂに供給する。
以上の構成および動作により、電力用スイッチ素子１１は長期間にわたって安定して動作できる。そのため、電力用スイッチ素子１１の長寿命化が可能となる。
すなわち、後に詳しく説明するように、制御回路１６から発せられる制御信号がオフレベルであるときに、外部からのノイズが制御信号や駆動信号に重畳することなどに起因して電力用スイッチ素子１１が誤点弧を起こして貫通電流が発生した場合に、貫通電流が抑制される。ここでは、電力用スイッチ素子１１が誤点弧したときに、誤点弧によって生じる通電信号の電圧に対応したバイアス電圧が、制御信号のオフレベル期間において駆動信号へ付加される。これにより、駆動回路１２は、より正確に電力用スイッチ素子１１を駆動することができる。
これは言い換えると、制御信号がオフレベルであるときに、不要な電力用スイッチ素子１１のターンオン（点弧）によって生じる貫通電流がトリガーとなり、以後の誤点弧の発生や、誤点弧に伴う貫通電流が抑制される。
この結果、電力変換回路１０の動作は外部からのノイズの影響を受け難い。また、電力変換回路１０に連続あるいは断続した貫通電流が発生し難い。そのため、電力用スイッチ素子１１は長期間にわたって安定して動作するとともに、電力用スイッチ素子１１の長寿命化が可能となる。
以下で、電力変換回路１０について詳しく説明する。図２は本発明の実施の形態における電力変換回路１０を備えたインバータ装置２１の構成を示す回路ブロック図である。図３は本発明の実施の形態における電力変換回路１０の動作を示すタイミングチャートである。
インバータ装置２１は、直流正電位に接続されたハイサイドの電力変換回路１０および直流負電位に接続されたローサイドの電力変換回路１０を備える。ハイサイドの電力変換回路１０は０と＋Ｖとを交互に出力し、ローサイドの電力変換回路１０は０と−Ｖとを交互に出力する。そして、インバータ装置２１は、インバータ出力端子２２から、ハイサイドの電力変換回路１０による＋Ｖと、ローサイドの電力変換回路１０による−Ｖとを交互に出力する。
このように、ハイサイドの電力変換回路１０とローサイドの電力変換回路１０とは、それぞれ、０と所定電位とを交互に繰り返し出力する。そのため、ハイサイドの電力変換回路１０の電力用スイッチ素子１１が導通状態のときには、ローサイドの電力変換回路１０の電力用スイッチ素子１１は非導通状態となる。そして、それぞれの電力用スイッチ素子１１は、導通状態と非導通状態とを交互に繰り返す。したがって、インバータ装置２１において通常の動作状態でローサイドの電力用スイッチ素子１１およびハイサイドの電力用スイッチ素子１１の双方が導通状態となる制御は行われない。
ここで、ハイサイドの電力変換回路１０とローサイドの電力変換回路１０とは、極性が異なる点について以外は概ね同一の構成を有し、同様に動作する。よって、以下の説明では、ローサイドの電力変換回路１０を用いる。そして、図３は主としてローサイドの電力変換回路１０のタイミングチャートを示している。
上記でも述べたように、ハイサイドの電力用スイッチ素子１１とローサイドの電力用スイッチ素子１１とは、駆動信号によってオン、オフを交互に繰り返す。駆動信号は、それぞれの電力用スイッチ素子１１に対応する制御回路１６から発せられるオンレベルあるいはオフレベルの制御信号にもとづいて駆動回路１２で生成される。ここでハイサイドの制御信号とローサイドの制御信号とは、互いに反転している。
ここでまず、電力変換回路１０へノイズの混入などがなく、電力用スイッチ素子１１が誤点弧を起こさずに動作している状態について説明する。
制御回路１６からオンレベルの制御信号が発信されて、ローサイドの電力用スイッチ素子１１の制御端子１７Ａに駆動回路１２からゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈ以上の電圧の駆動信号が送られると、電力用スイッチ素子１１は導通状態となる。いいかえると、通電電流としてドレイン電流もしくはゲート電流が流れる。特に、電力用スイッチ素子１１に窒化ガリウム半導体（ＧａＮ半導体）が用いられた場合には、通電電流としてゲート電流が流れる。これに伴い、発光部１８が発光する。発光部１８が発した光を受光回路１５の受光部１５Ａが検知すると、受光回路１５は通電信号を生成する。受光回路１５は、通電信号をホールド回路１４へと発信する。また、通電信号は上記のように発光部１８の発光に追従する。そのため、通電信号の波形は概ね駆動信号の波形に同期している。
ここで、発光部１８における発光の強度は、電力用スイッチ素子１１に流れる通電電流の大きさに概ね比例して変化する。また、受光回路１５で生成される通電信号の電圧は、発光部１８における発光の強度に概ね比例して変化する。
ホールド回路１４は、受光回路１５に接続されている更新ダイオード１９と、更新ダイオード１９のカソードと高電位端子２０Ａとの間に配置されている更新スイッチ２３とを有する。通電信号は、受光回路１５によって、ホールド回路１４の更新ダイオード１９から更新スイッチ２３を介して比較信号用コンデンサ２０の高電位端子２０Ａへと発信される。なお、更新ダイオード１９のカソードと、更新スイッチ２３との間に、抵抗などの電子部品が配置されていてもよい。同様に、高電位端子２０Ａと、更新スイッチ２３との間に、抵抗などの電子部品が配置されていてもよい。
更新スイッチ２３は、駆動回路１２のオフレベルスイッチ２４やオンレベルスイッチ２７に同期する。オンレベルスイッチ２７が開放してオフレベルスイッチ２４が閉じるときに、更新スイッチ２３は閉じる。そして、オンレベルスイッチ２７が閉じてオフレベルスイッチ２４が開放するときに、更新スイッチ２３は開放する。オンレベルスイッチ２７およびオフレベルスイッチ２４の開閉は制御回路１６によって制御される。すなわち、ホールド回路１４は、制御回路１６がオフレベルの制御信号を発信しているときに、更新スイッチ２３を閉じるように構成されている。また、ホールド回路１４は、制御回路１６がオンレベルの制御信号を発信しているときに、更新スイッチ２３を開放するように構成されている。
オフレベルスイッチ２４は、制御信号のオフレベルに対応して閉じ、制御信号のオンレベルに対応して開放する。更新スイッチ２３が閉じているときには、通常はオフレベルスイッチ２４は閉じている。これによりゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈよりも低い値のゲートソース間電圧Ｖｇｓが電力用スイッチ素子１１に供給される。そのために、電力用スイッチ素子１１は非導通状態となり、受光回路１５は通電信号を発信しない。したがって、比較信号用コンデンサ２０へは受光回路１５から電荷は供給されない。すなわち、高電位端子２０Ａの電位は維持される。
比較信号用コンデンサ２０は、高電位端子２０Ａと端子２０Ｂとを有する。ここで、高電位端子２０Ａの電位（高電位端子２０Ａと端子２０Ｂとの電位差）は、第１電位として設定されている。しかしながら、後に説明するように、高電位端子２０Ａの電位は、電力変換回路１０が動作している間において、電力用スイッチ素子１１が誤点弧を起こすことで頻繁に更新される。このため、高電位端子２０Ａの電位である第１電位を、電力変換回路１０が起動したときに、比較信号用コンデンサ２０の電荷が無い状態として０電位となるように設定するとよい。
オンレベルスイッチ２７は、制御信号のオンレベルに対応して閉じ、制御信号のオフレベルに対応して開放する。更新スイッチ２３が開放しているときには、通常はオンレベルスイッチ２７は閉じている。これにより、駆動回路１２に設けられた正電源３０からゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈよりも高い値のゲートソース間電圧Ｖｇｓが電力用スイッチ素子１１に供給される。そのために、電力用スイッチ素子１１は導通状態となり、受光回路１５は通電信号を発信する。このとき、更新スイッチ２３が開放しているので、受光回路１５が通電信号を発信しても、比較信号用コンデンサ２０へは受光回路１５から電荷は供給されない。すなわち、高電位端子２０Ａの電位は維持される。
図３のタイミングチャートにおけるｔ１以前の期間が、以上の状態に相当する。ｔ１以前では高電位端子２０Ａの電位は常時において当初の第１電位に維持されている。言い換えると、電力用スイッチ素子１１は、誤点弧を起こさずに動作している。
高電位端子２０Ａの電位は、ホールド回路１４から比較回路１３へと、比較信号として伝えられる。比較回路１３は、コンパレータ２８と、比較スイッチ２９と、比較スイッチ２９に接続されたバイアス抵抗３２とを有する。先に述べた比較信号は比較回路１３のコンパレータ２８へ入力される。コンパレータ２８の出力信号は、比較スイッチ２９を制御するために用いられる。比較スイッチ２９の出力は、バイアス電圧として駆動回路１２へ供給される。バイアス電圧は、特に制御信号がオフレベルの際に、バイアス抵抗３２の両端に生じる電位差として、電力用スイッチ素子１１へ供給される。また、バイアス電圧は、コンパレータ２８へコンパレータ２８の基準信号として帰還する。
高電位端子２０Ａの電位が初期の０電位レベルであれば、比較信号の電位はコンパレータ２８の基準信号の電位よりも高くはない。すなわち、コンパレータ２８は出力信号を発信しない。このため比較スイッチ２９は非導通状態となり、バイアス抵抗３２は負電源３１に接続されない。すなわち、バイアス抵抗３２には電位差が生じない。この状態もまた、タイミングチャートにおけるｔ１以前の期間に相当する。したがって、制御信号がオフレベルのときは、バイアス電圧は０Ｖであるため、駆動回路１２から電力用スイッチ素子１１へ供給されるゲートソース間電圧Ｖｇｓは０Ｖとなる。さらに、制御信号がオンレベルのときは、駆動回路１２から電力用スイッチ素子１１へ供給されるゲートソース間電圧Ｖｇｓは正電源３０による＋Ｖｂ０となる。このとき、バイアス電圧は用いられていない。
図３のタイミングチャートにおけるｔ１以前の期間で、制御信号がオフレベルのときにはゲートソース間電圧Ｖｇｓは０Ｖである。すなわち、制御端子１７Ａに相当するゲート端子１１Ｇと、基準端子１７Ｂに相当するソース端子１１Ｓとの電位差は０Ｖとなる。このため電力用スイッチ素子１１におけるドレイン端子１１Ｄとソース端子１１Ｓとの間に電流は流れない。
また、制御信号がオンレベルのとき、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは＋Ｖｂ０である。すなわち、制御端子１７Ａに相当するゲート端子１１Ｇと、基準端子１７Ｂに相当するソース端子１１Ｓとの電位差は、ゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈよりも高い。このため電力用スイッチ素子１１におけるドレイン端子１１Ｄとソース端子１１Ｓとの間に電流が流れる。
いいかえると、制御信号がオンレベルであるときのゲートソース間電圧Ｖｇｓの高電位側の値Ｖｕは、＋Ｖｂ０として設定されている。制御信号がオフレベルであるときのゲートソース間電圧Ｖｇｓの低電位側の値Ｖｄは、０Ｖとして設定されている。これにより、ローサイドの電力変換回路１０は、０と−Ｖとを交互に出力する。
先にも述べたように、以上で説明したｔ１以前の期間は、特に制御信号がオンレベルとオフレベルとの双方の場合において外部からのノイズなどが電力変換回路１０に混入していない状態に相当する。この一方で、制御信号が特にオフレベルのときに、外部からのノイズが制御信号や駆動信号に重畳することなどに起因して電力用スイッチ素子１１が誤点弧を起こす場合がある。このとき、電力変換回路１０に貫通電流が発生する。この場合における電力変換回路１０の動作について以下で説明する。
ここで、制御信号がオンレベルであるときは、更新スイッチ２３は開放されている。同時に、オンレベルスイッチ２７が閉じられて電力用スイッチ素子１１には正電源３０から駆動信号が供給される。よって、外部からのノイズなどが電力変換回路１０に混入した場合であっても、電力用スイッチ素子１１はノイズからの影響をほとんど受けることはない。
ここで例えば、タイミングチャートにおけるｔ１の時点で外部からのノイズが駆動信号に重畳すると、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは正電位側へとインパルス状に立ち上がる。ゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈを超越すると、電力用スイッチ素子１１が非導通状態から導通状態になる。そして、電力用スイッチ素子１１において、通電電流が流れる。
これと同時に、電力用スイッチ素子１１の発光部１８が発光する。そして、発光部１８の発光に対応して受光回路１５が通電信号を生成する。この状態は、先にも述べたようにタイミングチャートにおけるｔ１の時点に相当する。このとき、制御信号はオフレベルであるので、ホールド回路１４の更新スイッチ２３は閉じられている。このため、通電信号における電圧上昇は、ｔ１以前において第１電位であった比較信号用コンデンサ２０の高電位端子２０Ａの電位を上昇させる。そして、上昇後の第１電位は、更新された第１電位として比較信号用コンデンサ２０で維持される。さらに、高電位端子２０Ａの第１電位が上昇することによって、比較信号の電位が上昇する。ここで、比較信号の電位がコンパレータ２８の基準信号の電位よりも高くなるため、コンパレータ２８の出力信号の電圧もまた上昇する。そして、比較スイッチ２９は、それまでの非導通状態から導通状態へと切り替わる。
これにより、バイアス抵抗３２が負電源３１に接続されるため、バイアス抵抗３２に負電源３１による−Ｖｂ１の電位差が生じる。電力用スイッチ素子１１のソース端子１１Ｓとゲート端子１１Ｇとが、バイアス抵抗３２とオフレベルスイッチ２４とを介して接続される。以上のように、比較回路１３は、比較信号と基準信号とを比較し、比較信号と基準信号とを比較した結果に基づいた比較スイッチ２９の出力をバイアス電圧として生成する。駆動回路１２は、バイアス電圧をソース端子１１Ｓに供給する。そのため、ゲート端子１１Ｇの電位がソース端子１１Ｓの電位よりも相対的に低くなる。この結果、ｔ１の時点でノイズによってゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなったことに対応して、ｔ２の時点でゲートソース間電圧Ｖｇｓは−Ｖｂ１へと低下する。
このため、ｔ２の時点から制御信号がオンレベルへと切り替わるまでは、ゲートソース間電圧Ｖｇｓはマイナス側にシフトしている。また、ゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈは固定された値である。そのため、ゲートソース間電圧Ｖｇｓがマイナス側にシフトしたことに伴い、ゲートソース間電圧Ｖｇｓはｔ２以降ではゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈを下回る。これにより、電力用スイッチ素子１１は、ｔ１の時点でターンオンした後に、直ちにｔ２の時点でターンオフする。このため、制御信号がオフレベルの期間においてドレインソース電流Ｉｄｓが流れる期間は、電力用スイッチ素子１１が導通状態となるｔ１からｔ２までの期間に相当する。
さらに、ノイズが重畳した通電信号は、ｔ１の時点からｔ２の時点にかけて比較信号用コンデンサ２０の高電位端子２０Ａの電位を上昇させる。増加した比較信号用コンデンサ２０の電荷は継続して存在する。このため、コンパレータ２８の出力電圧は上昇した状態を継続するため、比較スイッチ２９は導通状態を継続する。
これにより、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、−Ｖｂ１となる。すなわち、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、０Ｖのときに比較して深い負のバイアスを継続したままで、比較回路１３から駆動回路１２へと供給される。そして、ゲートソース間電圧Ｖｇｓが−Ｖｂ１を維持する状態は、先にも述べたように制御信号がオフレベルからオンレベルへと切り替わるｔｅの時点まで継続する。そしてこのタイミングで、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、マイナス側から高電位側の値Ｖｕへと切り替わる。
ここで、制御信号がオフレベルからオンレベルに切り替わる時点までの間に、例えばｔ３の時点で、ｔ１の時点で発生したゲートソース間電圧Ｖｇｓよりも小さいゲートソース間電圧Ｖｇｓが別のノイズによって発生しても、電力変換回路１０には貫通電流が生じにくい。ゲートソース間電圧Ｖｇｓ（−Ｖｂ１）は、ｔ１の時点で発生したノイズの大きさに対応して生じた高電位端子２０Ａの電位を基準に生成されている。このため、ｔ１の時点で発生したノイズと同等のノイズ、もしくはｔ１の時点で発生したノイズよりも低いノイズがゲートソース間電圧Ｖｇｓに重畳しても、ｔ３の時点におけるゲートソース間電圧Ｖｇｓはゲートソース間閾値電圧Ｖｔｈには達しない。したがって、電力用スイッチ素子１１は非導通状態を維持する。
あるいは、図示していないものの、ｔｅの時点までの間に、ｔ１の時点で発生したゲートソース間電圧Ｖｇｓよりも大きいゲートソース間電圧Ｖｇｓが発生した場合は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、−Ｖｂ１よりも深い負のバイアスによってさらにマイナス側へシフトする。そしてゲートソース間電圧Ｖｇｓがさらにマイナス側へシフトした状態は、制御信号がオフレベルからオンレベルに切り替わるｔｅの時点まで継続する。
また、ホールド回路１４は、更新ダイオード１９と更新スイッチ２３とを有する。これにより、ホールド回路１４は、先に述べたノイズの大きさに伴って蓄えられた比較信号用コンデンサ２０の電荷を継続して維持することができる。すなわち、ホールド回路１４は、制御回路１６がオフレベルの制御信号を発信しているときに、高電位端子２０Ａの電圧を低下させないように構成されている。また、ホールド回路１４は、制御回路１６がオンレベルの制御信号を発信しているときに、高電位端子２０Ａの電圧を維持するように構成されている。このため、ｔｅの時点で始まる制御信号のオンレベル状態が改めてオフレベル状態へと切り替わるとき（図示せず）には、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、最初から−Ｖｂ１として設定される。
以上のように、電力用スイッチ素子１１が外部からのノイズによって誤点弧したときに、発光部１８は電磁的ノイズの影響を受けにくい光を発する。そして、誤点弧によって生じる光の強度に対応したバイアス電圧が生成される。バイアス電圧は、制御信号のオフレベル期間にソース端子１１Ｓに供給される。すなわち、駆動回路１２は、制御回路１６がオフレベルの制御信号を発信しているときに、バイアス電圧に応じて、ソース端子１１Ｓの電位をゲート端子１１Ｇの電位よりも上昇させる。これにより、電力変換回路１０がノイズから受ける悪影響は抑制され、制御回路１６は、より正確に電力用スイッチ素子１１を制御することができる。これは言い換えると、ｔ１の時点からｔ２の時点までの期間よりも長く継続するノイズが発生しても、ノイズが及ぼす影響はｔ１の時点からｔ２の時点までの期間に限定される。そして、ｔ１の時点からｔ２の時点までの期間は、コンパレータ２８や比較スイッチ２９を含む比較回路１３が動作するための期間であり、非常に短い期間である。
この結果、電力変換回路１０の動作は外部からのノイズの影響を受け難い。また、電力用スイッチ素子１１で誤点弧が生じた際には、比較演算に要する期間後に駆動回路１２へ誤点弧を抑制するバイアス電圧が付加される。このため、電力変換回路１０に継続した貫通電流が発生し難い。
また、制御信号がオフレベルとなる期間において、電力変換回路１０が受けたノイズの大きさに応じてバイアス電圧の深さは逐次更新される。これにより、オフレベル期間内でノイズが複数回にわたって発生し、当初のノイズに比較して後のノイズの方が大きくなるとき、後のノイズによって駆動回路１２へ加えられるバイアス電圧は、比較回路１３が動作することによってさらに深くなる。また、当初のノイズによって生成されたバイアス電圧によって、後のノイズによる影響は予め抑制されている。このため、複数のノイズが連続して、あるいは散発的に発生する場合も、貫通電流の発生は、短い期間で小さな水準に、あるいは散発的に抑制される。
この結果、電力用スイッチ素子１１は長期間にわたって安定して動作するとともに、電力用スイッチ素子１１は長寿命化が可能となる。
また、図４は本発明の実施の形態における電力変換回路１０における電力用スイッチ素子１１の概要断面図である。電力用スイッチ素子１１は、通電電流の大きさに対応して発光部１８の発光強度が変化する半導体素子であればよい。ここでは、電力用スイッチ素子１１にノーマリーオフのＧａＮトランジスタ３４が用いられる場合について説明する。すなわち、ここでは、電力用スイッチ素子１１は、窒化ガリウムを含む電界効果トランジスタである。ＧａＮトランジスタ３４は、サファイア基板３５と、バッファ層３６と、アンドープＧａＮ層３７と、ｎ型のアンドープＡｌＧａＮ層３８と、ｐ型コントロール層３９と、ｐ型コンタクト層４０と、絶縁層４１と、ゲート端子１１Ｇと、ドレイン端子１１Ｄと、ソース端子１１Ｓとを有する。バッファ層３６は、サファイア基板３５の一面に設けられている。アンドープＧａＮ層３７は、バッファ層３６に対してサファイア基板３５と反対側に設けられている。アンドープＡｌＧａＮ層３８は、アンドープＧａＮ層３７に対してバッファ層３６と反対側に設けられている。ゲート端子１１Ｇ、ドレイン端子１１Ｄおよびソース端子１１Ｓは、アンドープＡｌＧａＮ層３８に対してアンドープＧａＮ層３７と反対側に設けられている。また、アンドープＡｌＧａＮ層３８とゲート端子１１Ｇとの間にはアンドープＡｌＧａＮ層３８側から順に、ノーマリーオフ機能を実現するためのｐ型コントロール層３９とｐ型コンタクト層４０とが設けられている。さらに、ゲート端子１１Ｇ、ドレイン端子１１Ｄおよびソース端子１１Ｓが配置されていないアンドープＡｌＧａＮ層３８の表面は、絶縁層４１で覆われている。
ここで、ゲート端子１１Ｇの電位がソース端子１１Ｓの電位よりも所定の電位差以上で高くなるようにゲート端子１１Ｇに正の電位が印可されると、ｐ型コントロール層３９とアンドープＡｌＧａＮ層３８との接合部に形成されているＰＮジャンクション部３３が順方向にバイアスされる。そのため、ゲート端子１１Ｇからソース端子１１Ｓにゲート電流が流れる。このとき、ＰＮジャンクション部３３において電子の再結合が起こり、流れるゲート電流に応じた強度の光が発せられる。いいかえると、ＧａＮ半導体が用いられた電力用スイッチ素子１１の発光部１８は、ゲート端子１１Ｇからソース端子１１Ｓに流れる通電電流に応じた強度の光を発する。したがって、ＰＮジャンクション部３３に流れる通電電流は、ゲート端子１１Ｇの電位と相関がある。
この結果、発光部１８の発光強度が検出されることにより、ターンオフ期間のゲート端子１１Ｇの電位の上昇に伴う誤点弧を早期の段階で検出することが可能となる。
このため、先に述べたように、電力用スイッチ素子１１が外部からのノイズによって誤点弧したときに、発光部１８は電磁的ノイズの影響を受けにくい光を発する。そして、誤点弧によって生じる光の強度に対応したバイアス電圧が生成される。バイアス電圧は、制御信号のオフレベル期間にソース端子１１Ｓに供給される。これにより、電力変換回路１０がノイズから受ける悪影響は抑制され、制御回路１６は、より正確に電力用スイッチ素子１１を制御することができる。
本発明に係る電力変換回路は、外部からのノイズの影響を受け難く、そして貫通電流を抑制する。そのため、電力用スイッチ素子は長期間にわたって安定して動作するとともに、電力用スイッチ素子の長寿命化が可能となる。すなわち、本発明に係る電力変換回路は、各種電子機器において有用である。
１０ 電力変換回路
１１ 電力用スイッチ素子
１１Ｇ ゲート端子
１１Ｄ ドレイン端子
１１Ｓ ソース端子
１２ 駆動回路
１３ 比較回路
１４ ホールド回路
１５ 受光回路
１５Ａ 受光部
１６ 制御回路
１７Ａ 制御端子
１７Ｂ 基準端子
１８ 発光部
１９ 更新ダイオード
２０ 比較信号用コンデンサ
２０Ａ 高電位端子
２０Ｂ 端子
２１ インバータ装置
２２ インバータ出力端子
２３ 更新スイッチ
２４ オフレベルスイッチ
２７ オンレベルスイッチ
２８ コンパレータ
２９ 比較スイッチ
３０ 正電源
３１ 負電源
３２ バイアス抵抗
３３ ＰＮジャンクション部
３４ ＧａＮトランジスタ
３５ サファイア基板
３６ バッファ層
３７ アンドープＧａＮ層
３８ アンドープＡｌＧａＮ層
３９ ｐ型コントロール層
４０ ｐ型コンタクト層
４１ 絶縁層

Claims (7)

  1. オフ信号とオン信号とを交互に繰り返し発信する制御回路と、
    制御端子と、基準端子と、通電電流に応じて発光する発光部と、を有する電力用スイッチ素子と、
    前記制御端子および前記基準端子に接続され、前記電力用スイッチ素子を駆動する駆動回路と、
    前記発光部による光を受光して、前記光の強度に基づいた電気信号である通電信号を生成する受光回路と、
    高電位端子を含む比較信号用コンデンサを有し、
    前記制御回路が前記オフ信号を発信しているときに、前記高電位端子に前記通電信号の電荷を供給するように、かつ、前記高電位端子の電圧を低下させないように構成されており、
    前記制御回路が前記オン信号を発信しているときに、前記高電位端子に前記通電信号の電荷を供給しないように、かつ、前記高電位端子の電圧を維持するように構成されており、
    前記高電位端子の電圧を比較信号として供給する、ホールド回路と、
    前記比較信号と基準信号とを比較し、前記比較信号と前記基準信号とを比較した結果に基づいたバイアス電圧を生成し、前記バイアス電圧を前記基準信号として帰還させる比較回路と、を備え、
    前記駆動回路は、
    前記制御回路が前記オフ信号を発信しているときに、前記バイアス電圧を前記基準端子に供給する、
    電力変換回路。
  2. 前記駆動回路は、
    前記制御回路が前記オフ信号を発信しているときに、前記バイアス電圧に応じて、前記基準端子の電位を前記制御端子の電位よりも上昇させる、
    請求項１に記載の電力変換回路。
  3. 前記ホールド回路は、
    前記受光回路に接続されている更新ダイオードと、前記更新ダイオードのカソードと前記高電位端子との間に配置されている更新スイッチと、を有し、
    前記制御回路が前記オフ信号を発信しているときに、前記更新スイッチを閉じるように構成されており、
    前記制御回路が前記オン信号を発信しているときに、前記更新スイッチを開放するように構成されている、
    請求項１に記載の電力変換回路。
  4. 前記電力用スイッチ素子は、前記制御端子をゲート端子として有し、前記基準端子をソース端子として有する電界効果トランジスタである、
    請求項１に記載の電力変換回路。
  5. 前記通電電流は、前記電力用スイッチ素子における、ドレイン電流もしくはゲート電流である、
    請求項４に記載の電力変換回路。
  6. 前記発光部は、前記電力用スイッチ素子における、ドレインソース間もしくはゲートソース間に形成されたＰＮジャンクション部である、
    請求項４に記載の電力変換回路。
  7. 前記電力用スイッチ素子は、窒化ガリウムを含む電界効果トランジスタである、
    請求項４に記載の電力変換回路。
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