CN108781043A - 电力变换电路 - Google Patents

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Abstract

受光电路(15)接收由发光部(18)产生的光，生成基于光的强度的电信号即通电信号。保持电路(14)构成为在控制电路(16)发送断开信号时，对高电位端子(20A)供给通电信号的电荷，并且，不使高电位端子(20A)的电压降低。进而，保持电路(14)构成为在控制电路(16)发送接通信号时，不对高电位端子(20A)供给通电信号的电荷，并且，维持高电位端子(20A)的电压。比较电路(13)对比较信号和基准信号进行比较，生成基于对比较信号和基准信号进行比较而得到的结果的偏置电压，将偏置电压作为基准信号来反馈。驱动电路(12)在控制电路(16)发送断开信号时，对基准端子(17B)供给偏置电压。

Description

电力变换电路
技术领域
本发明涉及在各种电子仪器中使用的电力变换电路。
背景技术
以下，采用附图对以往的电力变换电路进行说明。图5为表示采用了以往的电力变换电路1的电力变换装置2的结构的电路模块图。电力变换电路1具有低侧开关3、驱动电路4、检测电路5和切换电路6。此外，具有高侧开关7的电力变换电路8与电力变换电路1并联连接。在此，示出了电力变换电路1为了在电力变换装置2的低侧使用而配置的一例。
在电力变换装置2中，高侧开关7和低侧开关3交替地反复接通和断开，从而电力变换电路8和电力变换电路1进行动作。由此，输出端子9交替地反复输出基于电力变换电路8的正电位输出和基于电力变换电路1的负电位输出。即，输出端子9输出交流电压。
此外，驱动电路4控制低侧开关3的接通和断开，以使得高侧开关7和低侧开关3不会同时接通。这是为了防止因高侧开关7和低侧开关3同时接通而产生的贯通电流。进而，检测电路5探测电力变换电路8的输出电压。而且，在电力变换电路8的输出电压为规定的阈值以上的情况下，检测电路5控制切换电路6，以使得低侧开关3不会接通。
此外，作为与本申请的发明相关的在先技术文献信息，例如已知专利文献1。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-23774号公报
发明内容
在以往的电力变换电路1中，由检测电路5、切换电路6和低侧开关3形成闭环L。在闭环L外部产生的噪声容易侵入闭环L。因此，检测电路5、切换电路6或者低侧开关3有可能在动作时受到噪声的影响。
其结果，低侧开关3的动作变得不稳定，会产生贯通电流，因此存在低侧开关3、高侧开关7的寿命发生劣化的可能性。
因而，本发明的目的在于，提供一种难以受到来自噪声的影响地历经长期稳定地进行动作的电力变换电路。
而且，为了实现该目的，本发明所涉及的电力变换电路具备控制电路、电力用开关元件、驱动电路、受光电路、保持电路和比较电路。控制电路交替地反复发送断开信号和接通信号。电力用开关元件具有控制端子、基准端子、和按照通电电流发光的发光部。驱动电路与控制端子以及基准端子连接，驱动电力用开关元件。受光电路接收由发光部产生的光，生成基于光的强度的电信号即通电信号。保持电路具有包含高电位端子的比较信号用电容器。保持电路构成为在控制电路发送断开信号时，对高电位端子供给通电信号的电荷，并且，不使高电位端子的电压降低。进而，保持电路构成为在控制电路发送接通信号时，不对高电位端子供给通电信号的电荷，并且，维持高电位端子的电压。保持电路供给高电位端子的电压作为比较信号。比较电路对比较信号和基准信号进行比较，生成基于对比较信号和基准信号进行比较而得到的结果的偏置电压，并将偏置电压作为基准信号来反馈。驱动电路在控制电路发送断开信号时，对基准端子供给偏置电压。
根据本发明，即使由电力用开关元件产生误引弧，误引弧持续的期间也非常短，并且，误引弧的产生频度也较少，连续的误引弧产生得到抑制。因此，电力用开关元件的动作稳定，并且贯通电流限于在较短的期间内产生一次。
其结果，电力变换电路的动作难以受到来自外部的噪声的影响。此外，难以在电力变换电路中产生贯通电流。因此，电力用开关元件能够历经长期稳定地进行动作，并且电力用开关元件能够长寿命化。
附图说明
图1为表示本发明的实施方式的电力变换电路的结构的电路模块图。
图2为表示具备本发明的实施方式的电力变换电路的逆变器装置的结构的电路模块图。
图3为表示本发明的实施方式的电力变换电路的动作的时序图。
图4为本发明的实施方式的电力用开关元件的示意剖视图。
图5为表示以往的电力变换电路的结构的电路模块图。
具体实施方式
以下，采用附图对本发明的实施方式进行说明。
(实施方式)
图1为表示本发明的实施方式的电力变换电路10的结构的电路模块图。
电力变换电路10包含控制电路16、电力用开关元件11、驱动电路12、受光电路15、保持电路14和比较电路13。
控制电路16交替地反复发送断开电平的控制信号(断开信号)和接通电平的控制信号(接通信号)。
电力用开关元件11具有控制端子17A、基准端子17B、按照在电力用开关元件11中流动的通电电流发光的发光部18。在本实施方式中，电力用开关元件11是具有控制端子17A作为栅极端子11G且具有基准端子17B作为源极端子11S的场效应晶体管。此外，在本实施方式中，通电电流是电力用开关元件11中的漏极电流或栅极电流。此外，在本实施方式中，发光部18是电力用开关元件11中的、形成在漏极源极间或栅极源极间的PN结部33。
驱动电路12与控制端子17A以及基准端子17B连接，向电力用开关元件11发送驱动信号。即，驱动电路12驱动电力用开关元件11。
受光电路15接收由发光部18产生的光，生成基于光的强度的电信号即通电信号。
保持电路14具有包含高电位端子20A在内的比较信号用电容器20。保持电路14构成为在控制电路16发送断开电平的控制信号时，对高电位端子20A供给通电信号的电荷，并且，不使高电位端子20A的电压降低。进而，保持电路14构成为在控制电路16发送接通电平的控制信号时，不对高电位端子20A供给通电信号的电荷，并且，维持高电位端子20A的电压。保持电路14供给高电位端子20A的电压作为比较信号。
比较电路13对比较信号和基准信号进行比较，生成基于对比较信号和基准信号进行比较而得到的结果的偏置电压，将偏置电压作为基准信号来反馈。
驱动电路12在控制电路16发送断开电平的控制信号时，将偏置电压供给到基准端子17B。
通过以上的结构以及动作，电力用开关元件11能够历经长期稳定地进行动作。因此，电力用开关元件11能够长寿命化。
即，如后面详细说明的那样，在从控制电路16发出的控制信号为断开电平时，在由于来自外部的噪声叠加到控制信号、驱动信号等而使电力用开关元件11引起误引弧从而产生了贯通电流的情况下，贯通电流得到抑制。在此，在电力用开关元件11发生了误引弧时，与由于误引弧而产生的通电信号的电压相对应的偏置电压在控制信号的断开电平期间被附加到驱动信号。由此，驱动电路12能够更准确地驱动电力用开关元件11。
换句话说，在控制信号为断开电平时，通过不必要的电力用开关元件11的接通(turn on)(引弧)而产生的贯通电流会成为触发，以后的误引弧的产生、伴随着误引弧的贯通电流得到抑制。
其结果，电力变换电路10的动作难以受到来自外部的噪声的影响。此外，难以产生在电力变换电路10中连续或者断续的贯通电流。因此，电力用开关元件11能够历经长期稳定地进行动作，并且电力用开关元件11能够长寿命化。
以下，针对电力变换电路10详细地进行说明。图2为表示具备本发明的实施方式中的电力变换电路10的逆变器装置21的结构的电路模块图。图3为表示本发明的实施方式中的电力变换电路10的动作的时序图。
逆变器装置21具备与直流正电位连接的高侧的电力变换电路10以及与直流负电位连接的低侧的电力变换电路10。高侧的电力变换电路10交替地输出0和+V，低侧的电力变换电路10交替地输出0和-V。而且，逆变器装置21从逆变器输出端子22交替地输出基于高侧的电力变换电路10的+V和基于低侧的电力变换电路10的-V。
这样，高侧的电力变换电路10和低侧的电力变换电路10分别交替地反复输出0和规定电位。因此，在高侧的电力变换电路10的电力用开关元件11处于导通状态时，低侧的电力变换电路10的电力用开关元件11成为非导通状态。而且，各个电力用开关元件11交替地反复导通状态和非导通状态。因此，在逆变器装置21中，在通常的动作状态下，不进行低侧的电力用开关元件11以及高侧的电力用开关元件11双方成为导通状态的控制。
在此，高侧的电力变换电路10和低侧的电力变换电路10除了极性不同这一点之外具有大致相同的结构，并同样地进行动作。因而，在以下的说明中，采用低侧的电力变换电路10。而且，图3主要表示低侧的电力变换电路10的时序图。
如上述所述的那样，高侧的电力用开关元件11和低侧的电力用开关元件11通过驱动信号而交替地反复接通、断开。驱动信号由驱动电路12基于从与各个电力用开关元件11相对应的控制电路16发出的接通电平或者断开电平的控制信号来生成。在此，高侧的控制信号和低侧的控制信号相互反转。
在此，首先，说明噪声没有混入到电力变换电路10等从而电力用开关元件11不引起误引弧地进行动作的状态。
如果从控制电路16发送接通电平的控制信号，从驱动电路12向低侧的电力用开关元件11的控制端子17A送出栅极源极间阈值电压Vth以上的电压的驱动信号，则电力用开关元件11成为导通状态。换句话说，漏极电流或栅极电流作为通电电流而流动。特别是，在电力用开关元件11中采用氮化镓半导体(GaN半导体)的情况下，栅极电流作为通电电流而流动。伴随于此，发光部18发光。如果受光电路15的受光部15A探测到发光部18发出的光，则受光电路15生成通电信号。受光电路15向保持电路14发送通电信号。此外，通电信号如上述那样追随于发光部18的发光。因此，通电信号的波形大致与驱动信号的波形同步。
在此，发光部18中的发光的强度与电力用开关元件11中流动的通电电流的大小大致成比例地变化。此外，由受光电路15生成的通电信号的电压与发光部18中的发光的强度大致成比例地变化。
保持电路14具有与受光电路15连接的更新二极管19和在更新二极管19的阴极与高电位端子20A之间配置的更新开关23。通电信号通过受光电路15从保持电路14的更新二极管19经由更新开关23向比较信号用电容器20的高电位端子20A发送。需要说明的是，也可在更新二极管19的阴极与更新开关23之间配置电阻等电子部件。同样地，也可在高电位端子20A与更新开关23之间配置电阻等电子部件。
更新开关23与驱动电路12的断开电平开关24、接通电平开关27同步。在接通电平开关27打开而断开电平开关24闭合时，更新开关23闭合。而且，在接通电平开关27闭合而断开电平开关24打开时，更新开关23打开。接通电平开关27以及断开电平开关24的打开闭合被控制电路16控制。即，保持电路14构成为在控制电路16发送断开电平的控制信号时，闭合更新开关23。此外，保持电路14构成为在控制电路16发送接通电平的控制信号时，打开更新开关23。
断开电平开关24与控制信号的断开电平相对应地闭合，与控制信号的接通电平相对应地打开。在更新开关23闭合时，通常断开电平开关24闭合。由此，值比栅极源极间阈值电压Vth低的栅极源极间电压Vgs被供给到电力用开关元件11。因此，电力用开关元件11成为非导通状态，受光电路15不发送通电信号。因此，不从受光电路15对比较信号用电容器20供给电荷。即，维持高电位端子20A的电位。
比较信号用电容器20具有高电位端子20A和端子20B。在此，高电位端子20A的电位(高电位端子20A与端子20B的电位差)被设定为第一电位。但是，如后面所说明的那样，高电位端子20A的电位在电力变换电路10进行动作的期间，由于电力用开关元件11引起误引弧而被频繁地更新。因此，也可将作为高电位端子20A的电位的第一电位设定为在电力变换电路10起动时成为0电位，来作为比较信号用电容器20没有电荷的状态。
接通电平开关27与控制信号的接通电平相对应地闭合，与控制信号的断开电平相对应地打开。在更新开关23打开时，通常接通电平开关27闭合。由此，值比栅极源极间阈值电压Vth高的栅极源极间电压Vgs从设置于驱动电路12的正电源30供给到电力用开关元件11。因此，电力用开关元件11成为导通状态，受光电路15发送通电信号。此时，更新开关23打开，因此即使受光电路15发送通电信号，也不会从受光电路15向比较信号用电容器20供给电荷。即，维持高电位端子20A的电位。
图3的时序图中的t1以前的期间相当于以上的状态。在t1以前，高电位端子20A的电位始终维持在最初的第一电位。换句话说，电力用开关元件11不引起误引弧地进行动作。
高电位端子20A的电位作为比较信号从保持电路14传送到比较电路13。比较电路13具有比较器28、比较开关29和与比较开关29连接的偏置电阻32。先前所述的比较信号被输入到比较电路13的比较器28。比较器28的输出信号被用于控制比较开关29。比较开关29的输出作为偏置电压被供给到驱动电路12。偏置电压，特别是在控制信号为断开电平时，作为在偏置电阻32的两端产生的电位差，被供给到电力用开关元件11。此外，偏置电压作为比较器28的基准信号被反馈到比较器28。
如果高电位端子20A的电位为初始的0电位电平，则比较信号的电位不比比较器28的基准信号的电位高。即，比较器28不发送输出信号。因此，比较开关29成为非导通状态，偏置电阻32不与负电源31连接。即，在偏置电阻32中不产生电位差。该状态也相当于时序图中的t1以前的期间。因此，在控制信号为断开电平时，偏置电压为0V，因此从驱动电路12向电力用开关元件11供给的栅极源极间电压Vgs成为0V。进而，在控制信号为接通电平时，从驱动电路12向电力用开关元件11供给的栅极源极间电压Vgs成为基于正电源30的+Vb0。此时，偏置电压不被采用。
在图3的时序图中的t1以前的期间，在控制信号为断开电平时，栅极源极间电压Vgs为0V。即，相当于控制端子17A的栅极端子11G与相当于基准端子17B的源极端子11S的电位差成为0V。因此，电流不流过电力用开关元件11中的漏极端子11D与源极端子11S之间。
此外，在控制信号为接通电平时，栅极源极间电压Vgs为+Vb0。即，相当于控制端子17A的栅极端子11G与相当于基准端子17B的源极端子11S的电位差比栅极源极间阈值电压Vth高。因此，电流在电力用开关元件11的漏极端子11D与源极端子11S之间流动。
换句话说，控制信号为接通电平时的栅极源极间电压Vgs的高电位侧的值Vu被设定为+Vb0。控制信号为断开电平时的栅极源极间电压Vgs的低电位侧的值Vd被设定为0V。由此，低侧的电力变换电路10交替地输出0和-V。
如先前所述的那样，以上所说明的t1以前的期间，特别是在控制信号为接通电平和断开电平这两者的情况下，相当于来自外部的噪声等没有混入到电力变换电路10的状态。另一方面，在控制信号特别是断开电平时，有时会由于来自外部的噪声叠加于控制信号、驱动信号等而使电力用开关元件11引起误引弧。此时，在电力变换电路10中产生贯通电流。以下针对该情况下的电力变换电路10的动作进行说明。
在此，在控制信号为接通电平时，更新开关23被打开。同时，接通电平开关27被闭合而从正电源30向电力用开关元件11供给驱动信号。因而，即使在来自外部的噪声等混入到电力变换电路10的情况下，电力用开关元件11也几乎不会受到来自噪声的影响。
在此，例如，如果在时序图中的t1的时刻来自外部的噪声叠加于驱动信号，则栅极源极间电压Vgs向正电位侧立起为脉冲状。如果栅极源极间电压Vgs超越栅极源极间阈值电压Vth，则电力用开关元件11从非导通状态变为导通状态。而且，在电力用开关元件11中，流动通电电流。
与此同时，电力用开关元件11的发光部18发光。并且，与发光部18的发光相对应地，受光电路15生成通电信号。如前所述，该状态相当于时序图中的t1的时刻。此时，控制信号为断开电平，因此保持电路14的更新开关23被闭合。因此，通电信号中的电压上升会使在t1以前作为第一电位的比较信号用电容器20的高电位端子20A的电位上升。而且，上升后的第一电位作为更新后的第一电位由比较信号用电容器20维持。进而，由于高电位端子20A的第一电位上升，因而比较信号的电位上升。在此，比较信号的电位比比较器28的基准信号的电位高，因此比较器28的输出信号的电压也上升。而且，比较开关29从到此为止的非导通状态切换为导通状态。
由此，由于偏置电阻32与负电源31连接，因此在偏置电阻32产生基于负电源31的-Vb1的电位差。电力用开关元件11的源极端子11S和栅极端子11G经由偏置电阻32和断开电平开关24被连接。如上那样，比较电路13对比较信号和基准信号进行比较，将基于对比较信号和基准信号进行比较而得到的结果的比较开关29的输出生成为偏置电压。驱动电路12将偏置电压供给到源极端子11S。因此，栅极端子11G的电位相对地比源极端子11S的电位变低。其结果，在t1的时刻，由于噪声，从而栅极源极间电压Vgs变得比栅极源极间阈值电压Vth高，与此相对应，在t2的时刻，栅极源极间电压Vgs降低为-Vb1。
因此，从t2的时刻起到控制信号被切换为接通电平为止，栅极源极间电压Vgs移位到负侧。此外，栅极源极间阈值电压Vth为被固定了的值。因此，伴随着栅极源极间电压Vgs移位到负侧，栅极源极间电压Vgs在t2以后低于栅极源极间阈值电压Vth。由此，电力用开关元件11在t1的时刻接通(turn on)之后，立即在t2的时刻切断(turn off)。因此，在控制信号为断开电平的期间中，漏极源极电流Ids流动的期间相当于电力用开关元件11成为导通状态的t1到t2的期间。
进而，叠加有噪声的通电信号从t1的时刻一直到t2的时刻使比较信号用电容器20的高电位端子20A的电位上升。增加后的比较信号用电容器20的电荷继续存在。因此，由于比较器28的输出电压继续为上升了的状态，因此比较开关29继续为导通状态。
由此，栅极源极间电压Vgs成为-Vb1。即，栅极源极间电压Vgs继续保持与0V时相比更深的负的偏置不变，从比较电路13供给到驱动电路12。而且，栅极源极间电压Vgs维持-Vb1的状态如先前所述那样会继续到控制信号从断开电平切换到接通电平的te的时刻为止。而且，在该定时下，栅极源极间电压Vgs从负侧切换到高电位侧的值Vu。
在此，在直到控制信号从断开电平切换到接通电平的时刻为止的期间，例如在t3的时刻，即使比在t1的时刻产生的栅极源极间电压Vgs小的栅极源极间电压Vgs由于其它的噪声而产生，在电力变换电路10中也难以产生贯通电流。栅极源极间电压Vgs(-Vb1)以与在t1的时刻产生的噪声的大小相对应地产生的高电位端子20A的电位为基准来生成。因此，即使是与在t1的时刻产生的噪声同等的噪声、或比在t1的时刻产生的噪声低的噪声叠加于栅极源极间电压Vgs，t3的时刻的栅极源极间电压Vgs也不会达到栅极源极间阈值电压Vth。因此，电力用开关元件11维持非导通状态。
或者，虽然未图示，但是在直到te的时刻为止的期间产生了比在t1的时刻产生的栅极源极间电压Vgs大的栅极源极间电压Vgs的情况下，栅极源极间电压Vgs会由于与-Vb1相比更深的负的偏置而进一步向负侧移位。而且，栅极源极间电压Vgs进一步向负侧移位的状态会继续到控制信号从断开电平切换到接通电平的te的时刻为止。
此外，保持电路14具有更新二极管19和更新开关23。由此，保持电路14能够继续维持先前所述的伴随着噪声的大小而蓄积的比较信号用电容器20的电荷。即，保持电路14构成为在控制电路16发送断开电平的控制信号时，不使高电位端子20A的电压降低。此外，保持电路14构成为在控制电路16发送接通电平的控制信号时，维持高电位端子20A的电压。因此，当在te的时刻开始的控制信号的接通电平状态重新切换到断开电平状态时(未图示)，栅极源极间电压Vgs从最初起被设定为-Vb1。
如上那样，在电力用开关元件11由于来自外部的噪声而发生了误引弧时，发光部18发出难以受到电磁的噪声的影响的光。而且，生成与由于误引弧而产生的光的强度相对应的偏置电压。偏置电压在控制信号的断开电平期间被供给到源极端子11S。即，驱动电路12在控制电路16发送断开电平的控制信号时，按照偏置电压而使源极端子11S的电位比栅极端子11G的电位更上升。由此，电力变换电路10从噪声受到的坏影响被抑制，控制电路16能够更准确地控制电力用开关元件11。换句话说，即使产生了在比从t1的时刻到t2的时刻的期间更长的期间继续出现的噪声，噪声所带来的影响也被限定于从t1的时刻到t2的时刻的期间。而且，从t1的时刻到t2的时刻的期间是用于包含比较器28、比较开关29在内的比较电路13进行动作的期间，且是非常短的期间。
其结果，电力变换电路10的动作难以受到来自外部的噪声的影响。此外，在由电力用开关元件11产生了误引弧时，在比较运算所需要的期间之后向驱动电路12附加对误引弧进行抑制的偏置电压。因此，难以在电力变换电路10中产生继续的贯通电流。
此外，在控制信号成为断开电平的期间，偏置电压的深度按照电力变换电路10所受到的噪声的大小而被依次更新。由此，在断开电平期间内，噪声多次产生，当与最初的噪声相比后面的噪声变大时，由于后面的噪声而向驱动电路12施加的偏置电压会通过比较电路13进行动作而进一步变深。此外，通过由于最初的噪声而生成的偏置电压，后面的噪声所带来的影响被预先抑制。因此，在多个噪声连续地或者零星地产生的情况下，贯通电流也被抑制成在较短的期间内以较小水平产生、或者被抑制成零星地产生。
其结果，电力用开关元件11历经长期稳定地进行动作，并且电力用开关元件11能够长寿命化。
此外，图4为本发明的实施方式的电力变换电路10的电力用开关元件11的示意剖视图。电力用开关元件11只要是发光部18的发光强度与通电电流的大小相对应地变化的半导体元件即可。在此，说明对电力用开关元件11采用常断(normally off)的GaN晶体管34的情况。即，在此，电力用开关元件11是包含氮化镓的场效应晶体管。GaN晶体管34具有蓝宝石基板35、缓冲层36、非掺杂GaN层37、n型的非掺杂AlGaN层38、p型控制层39、p型接触层40、绝缘层41、栅极端子11G、漏极端子11D和源极端子11S。缓冲层36被设置于蓝宝石基板35的一面。非掺杂GaN层37被设置于相对于缓冲层36与蓝宝石基板35相反的一侧。非掺杂AlGaN层38被设置于相对于非掺杂GaN层37与缓冲层36相反的一侧。栅极端子11G、漏极端子11D以及源极端子11S被设置于相对于非掺杂AlGaN层38与非掺杂GaN层37相反的一侧。此外，在非掺杂AlGaN层38与栅极端子11G之间，从非掺杂AlGaN层38侧起依次设置用于实现常断功能的p型控制层39和p型接触层40。进而，由绝缘层41覆盖未配置栅极端子11G、漏极端子11D以及源极端子11S的非掺杂AlGaN层38的表面。
在此，如果对栅极端子11G施加正的电位，以使得栅极端子11G的电位与源极端子11S的电位相比高规定的电位差以上，则形成在p型控制层39与非掺杂AlGaN层38的接合部的PN结部33沿着正向被偏置。因此，栅极电流从栅极端子11G流到源极端子11S。此时，在PN结部33中发生电子的重新结合，发出与流动的栅极电流相应的强度的光。换句话说，使用了GaN半导体的电力用开关元件11的发光部18发出与从栅极端子11G流到源极端子11S的通电电流相应的强度的光。因此，在PN结部33中流动的通电电流与栅极端子11G的电位存在相关性。
其结果，通过检测发光部18的发光强度，从而能在早期阶段检测出切断(tum off)期间的伴随着栅极端子11G的电位上升的误引弧。
因此，如上所述那样，在电力用开关元件11由于来自外部的噪声而发生了误引弧时，发光部18发出难以受到电磁的噪声的影响的光。而且，生成与由于误引弧而产生的光的强度相对应的偏置电压。偏置电压在控制信号的断开电平期间被供给到源极端子11S。由此，电力变换电路10从噪声受到的坏影响被抑制，控制电路16能够更准确地控制电力用开关元件11。
工业实用性
本发明所涉及的电力变换电路难以受到来自外部的噪声的影响，而且可抑制贯通电流。因此，电力用开关元件历经长期稳定地进行动作，并且电力用开关元件能够长寿命化。即，本发明所涉及的电力变换电路在各种电子设备中是有用的。
附图标记说明
10 电力变换电路；
11 电力用开关元件；
11G 栅极端子；
11D 漏极端子；
11S 源极端子；
12 驱动电路；
13 比较电路；
14 保持电路；
15 受光电路；
15A 受光部；
16 控制电路；
17A 控制端子；
17B 基准端子；
18 发光部；
19 更新二极管；
20 比较信号用电容器；
20A 高电位端子；
20B 端子；
21 逆变器装置；
22 逆变器输出端子；
23 更新开关；
24 断开电平开关；
27 接通电平开关；
28 比较器；
29 比较开关；
30 正电源；
31 负电源；
32 偏置电阻；
33 PN结部；
34 GaN晶体管；
35 蓝宝石基板；
36 缓冲层；
37 非掺杂GaN层；
38 非掺杂AlGaN层；
39 p型控制层；
40 p型接触层；
41 绝缘层。

Claims (7)

1.一种电力变换电路，具有：
控制电路，交替地反复发送断开信号和接通信号；
电力用开关元件，具有控制端子、基准端子和按照通电电流发光的发光部；
驱动电路，与所述控制端子以及所述基准端子连接，驱动所述电力用开关元件；
受光电路，接收由所述发光部产生的光，生成基于所述光的强度的电信号即通电信号；和
保持电路，具有包含高电位端子的比较信号用电容器，该保持电路构成为在所述控制电路发送所述断开信号时，对所述高电位端子供给所述通电信号的电荷且不使所述高电位端子的电压降低，并且构成为在所述控制电路发送所述接通信号时，不对所述高电位端子供给所述通电信号的电荷且维持所述高电位端子的电压，该保持电路供给所述高电位端子的电压作为比较信号；和
比较电路，对所述比较信号和基准信号进行比较，生成基于对所述比较信号和所述基准信号进行比较而得到的结果的偏置电压，将所述偏置电压作为所述基准信号来反馈，
所述驱动电路在所述控制电路发送所述断开信号时，对所述基准端子供给所述偏置电压。
2.根据权利要求1所述的电力变换电路，其中，
所述驱动电路在所述控制电路发送所述断开信号时，按照所述偏置电压使所述基准端子的电位比所述控制端子的电位更上升。
3.根据权利要求1所述的电力变换电路，其中，
所述保持电路具有：
更新二极管，与所述受光电路连接；和
更新开关，配置在所述更新二极管的阴极与所述高电位端子之间，
所述保持电路构成为在所述控制电路发送所述断开信号时，闭合所述更新开关，
所述保持电路构成为在所述控制电路发送所述接通信号时，打开所述更新开关。
4.根据权利要求1所述的电力变换电路，其中，
所述电力用开关元件是具有所述控制端子作为栅极端子且具有所述基准端子作为源极端子的场效应晶体管。
5.根据权利要求4所述的电力变换电路，其中，
所述通电电流是所述电力用开关元件中的漏极电流或栅极电流。
6.根据权利要求4所述的电力变换电路，其中，
所述发光部是所述电力用开关元件中的、形成在漏极源极间或栅极源极间的PN结部。
7.根据权利要求4所述的电力变换电路，其中，
所述电力用开关元件是包含氮化镓的场效应晶体管。
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