CN101335484A

CN101335484A - 栅极驱动装置

Info

Publication number: CN101335484A
Application number: CNA2008101289884A
Authority: CN
Inventors: 角田义一; 奥田达也; 福优
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-06-27
Filing date: 2008-06-27
Publication date: 2008-12-31
Anticipated expiration: 2028-06-27
Also published as: EP2009792A3; US8138818B2; KR20080114611A; JP2009011049A; CN101335484B; US20090002054A1; EP2009792B1; EP2009792A2; JP5138287B2; KR101000587B1

Abstract

本发明提供一种栅极驱动装置。本发明的目的在于得到能抑制因用栅极驱动装置驱动的多个开关器件中的Vth、镜电压的分散引起的开关速度的分散，且能使损耗的分散为最小限度的栅极驱动装置。该栅极驱动装置具备：用恒定电流输出作成对开关器件(1)的栅极信号的恒定电流脉冲栅极驱动电路(2)；用恒定电压输出作成栅极信号的恒定电压脉冲栅极驱动电路(3)；以及进行恒定电流脉冲栅极驱动电路(2)的工作和恒定电压脉冲栅极驱动电路(3)的工作的转换的判定/转换电路(4)。

Description

栅极驱动装置

技术领域

本发明涉及在IGBT、FET等电压驱动型的开关器件中使用的栅极驱动电路。

背景技术

在以往的开关器件中，从栅极电源通过驱动器IC或驱动器电路并经栅极电阻驱动了开关器件的栅极(例如，参照专利文献1)。

【专利文献1】特开平8-33315号公报([0008]～[0011]图6)

在这样的以往的栅极驱动装置中，存在开关器件从断开转移到导通的时间根据元件的各自的特性而较大地分散了的问题。

以下，根据图27、图28，关于该转变接通期间中的导通转移时间的分散，以IGBT为例与其工作一起详细地说明。再有，负载是感应负载L，假定电流I(A)用负载和二极管进行了续流(flywheel)。图27是电路结构图，图28是其工作说明图。

如果通过控制信号(栅极控制信号)做出导通的指令，则栅极驱动器IC通过栅极电阻Rg对IGBT1的栅极(G)施加控制电源的电压VDD，对栅极输入电容Cge进行充电。此时，在栅极电压直至达到栅极阈值电压(Vth)之前，IGBT1保持着断开(图28[1])。

如果超过Vth，在IGBT1的C-E间电流开始流动，栅极电压成为Vmirror，则IGBT1的集电极电流Ic成为I(A)(图28[1]～[2]的期间)。

该电流从断开到导通为止的时间与栅极电压超过Vth成为Vmirror(Vmirror称为镜电压)为止的时间相对应，用下式来表示。

t_I-ON＝-CRln(1-Vmirror/VDD)-{-CRln(1-Vth/VDD)}

在此，在镜电压和Vth中根据各自的特性而具有分散，例如在镜电压高的IGBT中，上述时间以指数函数的方式变长，即开关变慢(图28[2]’)。

如果栅极电压成为镜电压进而继续充电，则IGBT1的Vce转移到导通状态(图28[2]～[3]的期间)。

使用对反馈电容(Cgc)充电了的镜电荷(Qgc)，用下式来表示其间的时间。

t_V-ON＝Qgc×Rg/(VDD-Vmirror)

而且，用下式来表示其间的对栅极的充电电流Ig。

Ig＝ΔV/Rg ＝(VDD-Vmirror)/Rg

因此，镜电压越高，到Vce的导通转移的时间越长(图28[2]’～[3]’的期间)。

此外，其后到Vce完全转移到导通状态为止，进一步需要用镜电压进行充电，该期间依赖于Ig电流(图28[4][4]’)。

再有，镜电压如下式所示，由IGBT1的栅极阈值电压Vth、电流放大率gm和输出电流Ic来决定，较大地依赖于Vth。

Vmirror＝Vth+√(Ic/gm)

因而，Vth的分散成为CR充电时间的分散，成为Ic导通转移时间(t_I-ON)的分散。此外，Vth和gm的分散成为镜电压的分散，产生充电电流的分散，由于成为充电时间的分散，故成为Vce导通转移时间(t_V-ON)的分散。

导通转移时间(t_ON＝t_I-ON+t_V-ON)与损耗的关系用下式来表示。

Ploss(on)＝1/2×Ic×Vce×t_I-ON×f+1/2×Ic×Vce×t_V-ON×f

＝1/2×Ic×Vce×t_ON×f

其中，Vce：稳定状态时的Vce电压，Ic：导通后的集电极电流，f：开关频率

如上所述，Ic导通转移时间的分散和Vce导通转移时间的分散一起成为开关损耗的分散。

再有，通过进一步减小栅极电阻值Rg，可减小分散的影响，但在现实中使用的IGBT中，一般显示了为了不使开关速度的过度地升高，而必须连接栅极电阻。此外，作为EMI对策，一般的处置是限制开关时的dV/dt或dI/dt。

因此，在以往，在镜最小电压的条件下设计导通转移时间ton最小值，以决定开关速度(max)时的栅极电阻。而且，在栅极电阻决定了的条件下求出镜电压最大时的开关速度，必须根据该时间设计开关损耗。于是，因镜电压的分散引起的损耗的分散处于变大的趋势。再有，断开转移也是一样，存在同样的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述这样的问题而被进行的，其目的在于得到一种栅极驱动装置，该栅极驱动装置能抑制因用栅极驱动装置驱动的多个开关器件中的Vth、镜电压的分散引起的开关速度的分散，且能使损耗的分散为最小限度。

与本发明有关的栅极驱动装置是下述的栅极驱动装置，该栅极驱动装置连接到电压驱动型的开关器件的栅极上，根据导通/断开栅极控制信号对上述栅极输出使上述开关器件接通/关断的栅极信号，该栅极驱动装置的特征在于，作为用于上述接通工作和上述关断工作的某一方或双方的上述栅极驱动装置，具备：用恒定电流输出作成上述栅极信号的恒定电流脉冲栅极驱动电路；用恒定电压输出作成上述栅极信号的恒定电压脉冲栅极驱动电路；以及进行上述恒定电流脉冲栅极驱动电路的工作和上述恒定电压脉冲栅极驱动电路的工作的转换的判定转换电路。

按照本发明，起到下述那样的在以往没有的显著的效果：通过用恒定电流输出来驱动栅极驱动时的转移时间，可使开关器件中的因栅极阈值电压、镜电压的分散引起的转移时间的分散为最小限度，可大幅度地抑制开关速度、开关损耗的分散，进而通过在具有MOS型的栅极构造的电压驱动型的开关器件中转换为恒定电压驱动，可不损害开关器件的栅极氧化膜的可靠性地来进行驱动。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的栅极驱动装置的整体结构图。

图2是用于说明实施方式1的栅极驱动装置的工作的波形图。

图3是导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21的电路图。

图4是导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-1的电路图。

图5是判定/转换电路4的电路图。

图6是导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-2的电路图。

图7是导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-3的电路图。

图8是断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22的电路图。

图9是断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-1的电路图。

图10是断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-2的电路图。

图11是断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-3的电路图。

图12是表示本发明的实施方式1的栅极驱动装置的第2个例子的整体结构图。

图13是在栅极驱动装置的第2个例子中使用的判定/转换电路4’的电路图。

图14是表示本发明的实施方式1的栅极驱动装置的第3个例子的整体结构图。

图15是在栅极驱动装置的第3个例子中使用的判定/转换电路4”的电路图。

图16是本发明的实施方式2的栅极驱动装置的一部分结构图。

图17是电压限制电路5的电路图。

图18是本发明的实施方式2的栅极驱动装置的整体结构图。

图19是本发明的实施方式3的元件分散的改善电路例1。

图20是本发明的实施方式3的元件分散的改善电路例2。

图21是本发明的实施方式4的电流转换部211的电路图。

图22是本发明的实施方式4的电流转换部221的电路图。

图23是用于说明本发明的实施方式4的工作的波形图。

图24是本发明的实施方式5的第1判定电路41的电路图。

图25是本发明的实施方式5的第2判定电路42的电路图。

图26是本发明的实施方式6的判定电路43的电路图。

图27是以前的栅极驱动电路的结构例。

图28是表示以前的栅极驱动电路的工作状态的波形图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是本发明的实施方式1的栅极驱动装置的整体结构图。在开关器件1的栅极上连接恒定电流脉冲栅极驱动电路2的输出，进而连接恒定电压脉冲栅极驱动电路3的输出。

判定/转换电路4输入控制信号(栅极控制信号)和开关器件1的栅极电压(栅极电压检测电路未图示)，将导通恒定电流/断开恒定电流的控制信号输出并连接到恒定电流脉冲栅极驱动电路2上，将导通恒定电压/断开恒定电压的控制信号输出并连接到恒定电压脉冲栅极驱动电路3上。

在此，将恒定电流脉冲栅极驱动电路2中使用的控制电源的电压VDD2设定得比恒定电压脉冲栅极驱动电路3的控制电源的电压VDD1高。如后面详细地叙述的那样，这是为了抑制因恒定电流脉冲栅极驱动电路2中使用的部件(半导体器件)的固体分散引起的恒定电流设定值的分散。

其次，以利用使用了图1的栅极驱动装置的电路结构来驱动感应负载L的情况为例说明其工作。在图2中表示本结构中的控制信号、栅极电压波形、IGBT的集电极电流Ic和集电极-发射极间电压Vce的曲线图。再有，假定感应负载L以电流I(A)用负载和二极管的闭合电路进行续流。

在图2中，考虑Vmirror(镜电压)的分散，用黑色来表示镜电压为Vmirror1的制品的工作，用灰色来表示镜电压为Vmirror2的制品的工作。

以下，详细地说明导通工作(接通工作)，从而详细地说明对控制信号输入“H”，直到IGBT1导通为止的工作。

如果对控制信号输入“H”，则利用判定/转换电路4的判定，输出导通恒定电流的控制信号。由此，导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21工作，对开关器件1的栅极供给恒定电流Ig，对栅极输入电容Cge进行恒定电流充电。

此时，在栅极电压达到栅极阈值电压(Vth)为止，IGBT1保持断开(图2[1]、[1]’)。如果超过Vth，在IGBT1的C-E间电流开始流动，栅极电压成为镜电压，则IGBT1的集电极电流Ic成I(A)(图2[1]～[2]、[1]’～[2]’的期间)。

再有，在此，Vth(栅极阈值电压)定为作为开关元件额定电流比为0.01％的电流流过开关元件时的栅极电压。

关于该电流从断开到导通为止的时间，在以前的经电阻的恒定电压-电阻驱动的情况下，对已有的公式进行变形，如以下那样来表示，依赖于VDD和Vth。

t_I-ON旧＝-Cge·Rg·ln{1-1/(VDD-Vth)·√(Ic/gm)}

与此相对，如图1中所示，如果用恒定电流驱动，则电流从断开到导通为止的时间用下式来表示，不依赖于VDD或Vth。

t_I-ON＝Cge·1/Ig·√(Ic/gm)

由此，可消除时间t_I-ON的分散。

如果栅极电压成为镜电压，进而继续充电，则IGBT1的Vce转移到导通(图2[2]～[4]、[2]’～[4]’的期间)。

在以往的恒定电压-电阻驱动中，镜电压后的对栅极的充电电流Ig用下式来表示，

Ig_旧＝ΔV/Rg＝(VDD-Vmirror)/Rg

如果使用对反馈电容(Cgc)充电了的镜电荷(Qgc)，则IGBT1的Vce转移到导通状态的时间用下式来表示。

t_V-ON旧＝Qgc×Rg/(VDD-Vmirror)

因此，镜电压越高，该时间越长。

但是，如图1中所示，通过用恒定电流来驱动，IGBT1的Vce转移到导通状态的时间用下式来表示。

t_V-ON＝Qgc/Ig

故不受镜电压的影响，在固定时间内转移到导通。

其次，以下详细地说明断开工作(关断工作)，从而详细地说明对控制信号输入“L”，直到IGBT1断开为止的工作。如果对控制信号输入“L”，则利用判定/转换电路4，输出断开恒定电流的控制信号。由此，断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22工作，从开关器件1的栅极以恒定电流放出电荷，栅极电容Cge+Cgc以恒定电流放电。此时，直到栅极电压成为镜电压为止，IGBT1保持导通(图2[5]～[6]的期间)。

如果栅极电压下降到镜电压，则Vce开始逐渐地上升，转移到断开。此时，对反馈电容(Cgc)应充电的镜电荷(Qgc)的充电时间是Vce的断开时间。

关于镜电荷(Qgc)的充电时间，在以往的恒定电压-电阻驱动中，由于用下式来表示，

t_V-OFF旧＝Qgc×Rg/Vmirror

故镜电压越高，直到Vce的断开转移为止的时间越短。

与此相对，如图1中所示，通过用恒定电流驱动，直到Vce的断开转移为止的时间用下式来表示，

t_V-OFF＝Qgc/Ig

因此，不受镜电压的影响，在固定时间内转移到断开。(图2[6]～[8]的期间)。

如果栅极电压比镜电压低，则由于Vce转移到断开，故从栅极驱动装置看到的电容从迄今为止的Cge+Cgc减少为Cge。

然后，如果进一步继续放电，则IGBT1的Ic转移到断开。在其初期时，由于栅极电压是镜电压，故IGBT1集电极电流Ic是I(A)，但如果栅极电压逐渐地减少，转移到Vth，则Ic大致成为0(A)，转移到断开(图2[8]～[9]的期间)。

在以前的恒定电压-电阻驱动中用下式来表示该电流从导通到断开为止的时间、从而是栅极电压低于镜电压、成为Vth为止的期间，

t_I-OFF旧＝Cge·Rg·ln(1+1/Vth·√(Ic/gm))

且依赖于Vth。与此相对，如图1中所示，通过用恒定电流驱动，该期间用下式来表示，

t_I-OFF＝Cge/Ig×√(Ic/gm)

因此，不依赖于Vth，在固定时间内转移到断开。

如以上详细地说明的那样，通过用恒定电流驱动，可大幅度地抑制开关速度的分散。

再有，图2中使用的器件具有下述的特性的例子：在导通工作中，在[2]～[3]的期间内，Vce急剧地转移到导通，直到[4]为止完全转移到导通(Vcesat)。此外，在断开工作中，在[6]～[7]的期间内，Vce平缓地转移到断开，在[7]～[8]的期间内，急剧地转移到断开。根据器件的情况，也存在在[2]～[4]、[6]～[8]的期间内以固定的dV/dt来转移的器件。

其次，说明图1的各结构要素的具体的电路例子。如上所述，因进行恒定电流驱动，可消除依赖于VDD或Vth(和镜电压)的开关速度的分散，但为了实现这一点，需要可进行高速驱动且Ig的分散小的高速恒定电流驱动电路。

图3表示导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21的具体的结构例。能高速地进行恒定电流驱动的导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21接受导通恒定电流工作指令，Q1’断开，Q2导通，高速地输出V0电压。由此，Q1的基极电压成为V0电压，如用下式可了解的那样，可进行恒定电流驱动。

VDD2-R3×(Ib+Ic)-V_EB＝V0

Ib＝Ic/h_FE

根据上述2式，

Ic＝(VDD2-V_EB-V0)/R3×{h_FE/(h_FE+1)}

此外，为了使恒定电流停止，通过使Q2断开，Q1’导通，而高速地输出VDD2电压或大于等于VDD2电压。由此，Q1的基极电流不流动，Q1被断开。

此时，为了以高速恒定电流来驱动，需要「高速地供给V0电压」和「Q1以高速来响应」，这些条件依赖于器件单个的性能，但由于使用分立器件，故因使用低电容的高速开关器件可容易地构成。

其次，说明通过提高恒定电流驱动电路的电源电压来抑制Ig(在图3中，表示为Ic)的分散的现象。

在导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21中，如果利用导通恒定电流的控制信号Q2导通，则V0成为Q1的基极电压，被恒定电流驱动。如果Q1的输出电压大于等于V0，则由于电路不以恒定电流工作，故V0必须定为大于等于考虑了所驱动的开关器件1的分散的最大镜电压。

此时，在恒定电流工作的区域中，成为下式，

Ic＝(VDD2-V_EB-V0)/R3×{h_FE/(h_FE+1)}

但是，V_EB一般来说具有个体差分散，该分散成为恒定电流的分散的原因。如果考虑V_EB的分散，将2个器件的V_EB定为V_EB1和V_EB2，则

I_C1/I_C2＝(VDD2-V0-V_EB1)/(VDD2-V0-V_EB2)

由此，例如在VDD2＝15V、V0＝13.5V、V_EB＝0.8～1.0V的情况下，

I_C1/I_C2＝(15V-13.5V-0.8V)/(15V-13.5V-1.0V)＝0.7V/0.5V＝1.4，约为40％的误差。

但是，如果将VDD2提高了4V定为19V，则

I_C1/I_C2＝(19V-13.5V-0.8V)/(19V-13.5V-1.0V)＝4.7V/4.5V＝1.044...，约为4.4％的误差，可较大地改善恒定电流Ig的分散。

如上所述，可实现高速恒定电流工作和包含了器件的分散的Ig的分散小的高速恒定电流驱动电路。

图4表示作为图3的变形例的导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-1。如果图4的电路的Q2导通，则用R1、R2进行了分压的值V0成为Q1的基极电压，因Q2断开，故可对Q1的基极施加VDD2。

如上所述，因定为VDD2＞VDD1，故可实现高精度化，可大幅度地降低开关速度分散，但如果只用导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21持续驱动，则对IGBT1的栅极施加VDD2的高电压，栅极氧化膜的可靠性下降，在最坏的情况下，存在诱发栅极破坏的危险。

因此，利用观测栅极电压并对恒定电流驱动和恒定电压驱动进行转换控制的判定/转换电路4，在导通或断开的转移时间结束后，将栅极驱动电路从恒定电流脉冲栅极驱动电路2转换为恒定电压脉冲栅极驱动电路3，防止了过电压的施加。再有，将恒定电压脉冲栅极驱动电路3的电源定为VDD1，设定不使栅极氧化膜的可靠性下降的电压。

在图5中表示判定/转换电路4的例子。如果判定/转换电路4接受控制信号(栅极控制信号)“H”，则使断开信号为非激活，输出导通信号。此时，观测IGBT1的栅极电压，根据第1判定电路41，如果栅极电压小于等于作为第1设定值的VH(作为VH，设定大于等于镜电压的分散最大值的值)，则输出导通恒定电流的信号，如果栅极电压超过VH，则转换为导通恒定电压的信号。

此外，如果接受控制信号“L”，则使导通信号为非激活，输出断开信号。此时，观测IGBT1的栅极电压，根据第2判定电路42，如果栅极电压大于等于作为第2设定值的VL(作为VL，设定小于等于Vth最小电压的值)，则输出断开恒定电流的信号，如果栅极电压不到VL，则转换为断开恒定电压的信号。

由此，可进行恒定电流脉冲栅极驱动电路2和恒定电压脉冲栅极驱动电路3的转换驱动控制，防止对栅极施加“过电压”。

再有，考虑了恒定电流脉冲栅极驱动电路21的Ig分散的结果，在镜电压低、VDD2的电压成为VDD2＜IGBT1的栅极推荐电压(VDD1)的情况下，可使VDD2成为与VDD1相同的电压。此外，如在后面表示具体例子那样，也可采用只在导通转移或断开转移中转换恒定电流驱动和恒定电压驱动的方式。

再有，以下介绍在追求以上的恒定电流驱动电路时发明者等为了参考而研究了的专利文献(专利第3680722号公报(主要参照[0025]～[0027]和图8))的内容。

在该专利文献的图8中，在用恒定电流进行驱动中使用由OP放大器形成的恒定电流电路，只在电流或电压变化的期间内进行抑制栅极电流的工作。

但是，即使是由比较高速的OP放大器形成的恒定电流电路，恒定电流对于指令值的响应特性也不是那么高速的，特别是在断开恒定电流时，难以得到发明者等的预期的特性。这一点被推测为由OP放大器内部的响应速度和输出转换速率、作为驱动的对象的MOS-FET的栅极特性、OP放大器的电源电压vs最大输出电压特性等决定的。因此，发生对于恒定电流增大指令的响应延迟、对于恒定电流减少指令(0A)的响应延迟，特别是关于恒定电流减少指令时的响应延迟，因转换速率不足的缘故，在该专利文献图8中记载的Q12的断开工作需要花费时间。而且，存在在关断器件且Q13导通的时刻发生过大的贯通电流通过E1、R12、Q12、Q13、R13流动的状态的可能性和因R12、R13的分压的缘故直到Q12断开为止的期间内IGBT继续导通的可能性。

此外，由于Q12的栅极电容和反馈电容对于OP放大器来说是相当大的电容负载，故存在振荡的可能性或因输出有效电流的增大引起的异常发热的可能性。

因此，本实施方式的图3中表示的高速驱动电路成为必要。再有，导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21的Q1以晶体管为例，但也可定为使用了FET等的能进行电流控制的元件的电路。

作为进一步的使用状态，在想高速地将开关器件1转移到截止序列的分支短路时等异常事态中，存在使栅极电流供给停止之前的时间的延迟成为致命的问题的可能性。

以下，参照图6、图7说明在导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21中恒定电流驱动断开的高速化成为必要的情况的电路例子。

图6的导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-2是使用了可进行电平变换的IC驱动类型的电路，在恒定电流工作中输出“L”，用R1～R3和Q1进行恒定电流工作。在停止恒定电流的时刻，因从IC1供给VDD2，故可瞬时地使晶体管Q1断开。因此，可进一步提高上述的Q1的断开速度。

图7的导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-3在恒定电流工作中将控制信号定为“H”，使Q1’断开、Q2导通，用R1～R3和Q1进行恒定电流工作。在停止恒定电流的时刻，将控制信号定为“L”，使Q2断开、Q1’导通。利用来自Q1’的电流，对Q1的基极直接供给VDD2或大于等于VDD2的电压，在瞬时地使晶体管Q1断开的同时，可对Q2的输出电容或反馈电容进行充电。因此，可进一步提高上述Q1的断开速度。

再有，作为在Q2或Q1’中使用的开关的例子，可举出MOS-FET或晶体管等的半导体开关器件。

在恒定电流脉冲栅极驱动电路2中使用的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22也与导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21同样，需要可进行高速驱动且Ig的分散小的高速恒定电流驱动电路。

图8表示可高速地进行恒定电流驱动的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22。在图中，如果接受断开恒定电流工作指令，则Q3’断开，Q4导通，高速地输出V1电压。由此，Q3的基极电压成为V1电压，如用下式表示的那样，可进行恒定电流驱动。

R6×(Ib+Ic)+V_EB＝V1

Ib＝Ic/h_FE

根据上述2式，

Ic＝(V1-V_EB)/R6×{h_FE/(h_FE+1)}

此外，为了使恒定电流停止，通过使Q4断开，Q3’导通，高速地输出共同电位(Vcom)或小于等于Vcom。由此，Q3的基极电流不流动，Q3被断开。再有，在上式中，将共同电位(Vcom)定为＝0。

此时，由于为了以高速恒定电流来驱动而「高速地供给V1电压」和「Q3以高速来响应」，所以虽然依赖于器件单个的性能，但由于使用分立器件，故能够使用低电容的高速开关器件容易地构成。

此外，通过使恒定电流驱动电路的Vcom下降到小于等于0V，也可抑制Ig(在图8中用Ic来表示)的分散。以下说明能够抑制分散的理由。

在断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22中，如果根据断开恒定电流的控制信号Q4导通，则V1成为Q3的基极电压，被恒定电流驱动。如果Q3的输出电压小于等于V1，则由于电路不以恒定电流工作，故V1必须定为小于等于考虑了所驱动的开关器件1的分散的最小Vth电压。

此时，在恒定电流工作的区域中，用下式来表示，

Ic＝(V1-Vcom-V_BE)/R6×{h_FE/(h_FE+1)}

但在此，由于V_BE一般来说具有个体差分散，故该分散成为恒定电流的分散的原因。如果考虑V_EB的分散，将2个器件的V_EB定为V_EB1和V_EB2，则

I_C1/I_C2＝(V1-Vcom-V_BE1)/(V1-V_BE2)

由此，例如在Vcom＝0V、V1＝4.5V、V_BE＝0.8～1.0V的情况下，

I_C1/I_C2＝(4.5V-0V-0.8V)/(4.5V-0V-1.0V)＝3.7V/3.5V＝1.057...，约为5.7％的误差。

但是，如果将Vcom降低了4V定为-4V，则

I_C1/I_C2＝(4.5V-(-4V)-0.8V)/{(4.5V-(-4V)-1.0V)}＝7.7V/7.5V＝1.0266...，约为2.7％的误差，可改善恒定电流Ig的分散。

再有，断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22的Q3以晶体管为例，但也可定为使用了FET等的能进行电流控制的元件的电路。

图9表示作为图8的变形例的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-1。在图9的电路中，如果Q4导通，则用电压跟随器对断开恒定电流信号进行电流放大，用R4、R5进行了分压的值V1成为Q3的基极电压，因Q4断开，故可对Q3的基极施加Vcom。

再有，即使在该电路例中，也可考虑V_BE的分散，将Vcom设定负电压而不是开关器件1的发射极电压以便降低恒定电流的分散。

其次，参照图10、11说明在断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22中使恒定电流驱动停止时的需要高速化的情况的电路例子。

图10的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-2采用在IC1中对断开恒定电流的控制信号进行缓冲以得到输出电压精度和驱动电流的结构。作为驱动电流，需要用于R4、R5分压的电路电流和晶体管Q3的基极电流Ib。

关于图11的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-3，在恒定电流工作中，将控制信号定为“H”，使Q3’断开、Q4导通，用R4～R6和Q3进行恒定电流工作。在停止恒定电流的时刻，将控制信号定为“L”，使Q4断开、Q3’导通。利用朝向Q3’的电流，对Q3的基极直接供给Vcom或小于等于Vcom的电压，在瞬时地使晶体管Q3断开的同时，可对Q4的输出电容或反馈电容进行充电。因此，可进一步提高上述Q3的断开速度。

再有，作为在Q4或Q3’中使用的开关的例子，可举出MOS-FET或晶体管等的半导体开关器件。

此外，有时考虑V_BE的分散，V_BE+R6×Ie比Vth最小值高。此时，将

标记的共同电位定为负电压而不是开关器件1的发射极电压，以便降低恒定电流的分散。

如以上所述，在接通或关断的过渡期间中，因用恒定电流来驱动栅极，故可使因栅极阈值电压Vth、镜电压的分散引起的转移时间的分散限于最小限度，可大幅度地降低开关速度、开关损耗的分散。进而，通过转换为恒定电压驱动，起到可不损害器件的栅极氧化膜的可靠性地来驱动那样的在以往没有的显著的效果。

再有，在以上对接通和关断这两者使用了恒定电流脉冲栅极驱动电路，但也可根据需要只在接通或只在关断中使用。以下说明只在导通转移中进行恒定电流驱动和恒定电压驱动的转换的结构例子。

即，根据使用条件，有时导通时的分散成为问题或断开时的分散成为问题。例如，在以不连续模式使升压变换器(converter)工作的情况下，由于在断开时进行硬开关，故可抑制断开时的分散，可抑制开关损耗的分散。在导通时，虽然伴随电压的急剧变化，但因电流对升压用的电感充电的缘故、与开关速度比较，非常慢，故即使没有导通时的恒定电流驱动电路也不成为问题。

此外，在基于PFN的脉冲发生器等中，导通时的分散成为问题，在关断时，由于即使产生分散，也不对损耗/性能产生影响，故在该情况下，不需要断开的恒定电流驱动电路。

关于逆变器驱动，在对IGBT进行寿命控制、降低了Vcesat的情况下，即使在进行了断开恒定电流驱动的情况下，也有流过尾电流而不能得到恒定电流驱动的效果的情况。在这样的情况下，也不需要断开的恒定电流驱动电路，用导通恒定电流驱动电路可抑制损耗因断开时的分散而分散的部分，可抑制损耗的分散。

特别是在进行器件的串联连接或并列连接的情况下，在导通或断开任意一个中分散变得重要的情形多，故该变形例是有用的。

图12是在接通时转换恒定电流驱动和恒定电压驱动的栅极驱动装置。恒定电流脉冲栅极驱动电路2’使用只在导通时用恒定电流驱动的导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21。同时，判定/转换电路4’输入控制信号(栅极控制信号)和开关器件1的栅极电压，输出导通恒定电流的控制信号、导通恒定电压的控制信号和断开恒定电压的控制信号。

在此，与前面的说明同样，将电压VDD2设定得比VDD1高，抑制在恒定电流驱动电路中使用的部件的因固体分散引起的恒定电流设定值的分散。

在图13中表示判定/转换电路4’的具体例子。如果判定/转换电路4’接受控制信号“H”，则使断开信号为非激活，输出导通信号。此时，观测IGBT1的栅极电压，如果栅极电压小于等于VH(设定大于等于镜电压最大值的值)，则输出导通恒定电流的信号，如果栅极电压超过VH，则转换为导通恒定电压的控制信号。如果接受控制信号“L”，则使导通信号为非激活，输出断开恒定电压的控制信号。

由此，进行恒定电流脉冲栅极驱动电路2’和恒定电压脉冲栅极驱动电路3的驱动控制。

本结构可使用于接通时的开关速度的稳定或接通时的开关损耗的分散降低为重要的情况。利用本结构，通过在接通的过渡期间中用恒定电流来驱动栅极，故可使因Vth、镜电压的分散引起的转移期间的分散限于最小限度，可大幅度地降低开关速度、开关损耗的分散。进而，通过转换为恒定电压驱动，起到可不损害器件的栅极氧化膜的可靠性地进行驱动那样的在以往没有的显著的效果。

图14是在关断时转换恒定电流驱动和恒定电压驱动的栅极驱动装置。恒定电流脉冲栅极驱动电路2”使用只在断开时用恒定电流驱动的断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22。同时，判定/转换电路4”输入控制信号(栅极控制信号)和开关器件1的栅极电压，输出断开恒定电流的控制信号、导通恒定电压的控制信号和断开恒定电压的控制信号。

在此，与前面的说明同样，在恒定电流脉冲栅极驱动电路2”中使用的

标记的共同电位可定为负电压，以便降低恒定电流的分散。

在图15中表示该情况的判定/转换电路4”的具体例。如果判定/转换电路4”接受控制信号(栅极控制信号)“H”，则使断开信号为非激活，输出导通恒定电压的控制信号。此外，如果接受控制信号“L”，则使导通信号为非激活，输出断开信号。此时，观测IGBT1的栅极电压，如果栅极电压大于等于VL(设定小于等于Vth最小电压的值)，则输出断开恒定电流的控制信号，如果栅极电压不到VL，则转换为断开恒定电压的控制信号。

由此，进行恒定电流脉冲栅极驱动电路2”和恒定电压脉冲栅极驱动电路3的驱动控制。

本结构可使用于关断时的开关速度的稳定或关断时的开关损耗的分散降低为重要的情况。利用本结构，通过在关断的过渡期间中用恒定电流来驱动栅极，起到下述的在以往没有的显著的效果：可使因Vth、镜电压的分散引起的转移期间的分散限于最小限度，可大幅度地降低开关速度、开关损耗的分散。

实施方式2.

在实施方式1中，在必须高速地进行从恒定电流驱动至恒定电压驱动的转换的情况下，由于判定/转换电路4或恒定电流脉冲栅极驱动电路2的响应延迟的缘故，在定为VDD2＞IGBT的栅极推荐电压的情况下，对IGBT1的栅极施加过电压，栅极氧化膜的可靠性下降，在最坏的情况下，存在诱发栅极破坏的危险。因此，在导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21与IGBT1的栅极端子之间安装图16中表示的电压限制电路5。

电压限制电路5观测输出端的栅极信号，如果大于等于规定电压，则使高速截止元件断开。再有，电压限制电路5也可与控制信号连动，控制成在断开工作期间中继续截止状态。在图17中表示电路例子。

在图17中，使用高速且Vth低的FET来构成在电压限制电路5中使用的Q5。因将Q5的源端子连接到IGBT1的栅极端子上，故Q5的源电压不大于等于对Q5的栅极施加的电压。因而，通过预先将与Q5的栅极连接的电压V2设定为用R7和R8分压的、想继续输出保护的电压，利用Q1的断开延迟或判定/转换电路4的响应延迟，即使在Q1的集电极侧输出电压上升到大于等于所设想的电压的情况，也可保护IGBT1的栅极。

例如，在将恒定电流驱动进行到13V(将第1判定电路41的VH设定为13V)的情况下，作为Q5的栅极电压，有加上1.5(Q5的Vth)+0.5V(相当于Id/gm)定为15V等的设计例子。

再有，由于Q5的栅极电压对作为Q5的源端子的IGBT1的栅极电压的影响很大，故有必要预先用C1等稳定栅极电压。此外，在用VDD1进行输出保护的情况下，没有必要用R7和R8来分压，但有必要预先用C1等稳定栅极电压。

如上所述，通过安装电压限制电路5，可缓和Q1的断开特性、可缓和判定/转换电路4的响应速度，进而可进一步提高导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21的VDD2的电压，因此，可实现抑制Q1的V_EB电压的分散、因温度特性引起的恒定电流设定值的分散的电压设定，提高恒定电流电路的稳定性，而且起到可不损害器件的栅极氧化膜的可靠性地来进行驱动那样的在以往没有的显著的效果。

再有，在图17中，作为导通恒定电流脉冲栅极驱动电路的例子，使用了导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-1，但也可使用其它的恒定电流脉冲栅极驱动电路，进而，即使使用于恒定电压脉冲栅极驱动电路3，也能得到同样的效果，可保护IGBT1的栅极。此外，可不限于用图16的电路块表示了的结构来使用。

作为参考，在图18中表示实现了本实施方式2的栅极驱动装置的整体电路结构的一个例子。

实施方式3.

如已叙述的那样，在实施方式1中使用的恒定电流脉冲栅极驱动电路21中，例如，Q1的V_EB的分散和温度特性可成为恒定电流脉冲栅极驱动电路2的恒定电流分散的原因。

本实施方式3抑制构成恒定电流脉冲栅极驱动电路21的Q1等的半导体器件本身的特性变动。因此，如图19、图20中所示，作成在同一IC芯片内在同一条件下构成了Q1和作为补偿用半导体器件的D1(或Q1”)的电路。

因在同一IC或芯片上在同一条件下制作Q1和D1或Q1”，故成为V_EB的分散方向(若V_EB增加，则V_F增加)一致的分散特性，对个体差分散可进行校正，同时因温度条件一致，故可进行温度补偿，相对于温度变化可改善恒定电流特性。

实施方式4.

本实施方式4通过能转换前面的实施方式1的恒定电流脉冲栅极驱动电路2的恒定电流输出，可根据运转条件得到优秀的运转特性。

在IGBT等的开关器件中，在驱动电机等的情况下，根据运转条件，放射噪声量和损耗随开关而变化。即，如果提高开关速度，则噪声水平提高，但接通损耗、关断损耗减少。如果因应对电磁波噪声而减慢开关速度，则接通损耗、关断损耗增加。即，可以说噪声与开关速度处于折衷的关系。

但是，在以往那样被固定了的开关速度中，有必要在噪声最容易出现的运转条件下决定开关速度。即，在噪声最容易出现的运转条件下，必须减慢开关速度直到EMI(电磁妨碍)达到不成为问题的水平，作为结果，就以超出必要的程度限制开关速度，存在以超出必要的程度增加损耗的趋势。

图21和图22表示本实施方式4，对于图21来说，在导通恒定电流脉冲栅极驱动电路21-1中设置了与设定恒定电流的R3并列地安装至少1组以上的开关SW1和R3’的组，作为进行恒定电流输出值的转换驱动的电流转换电路的电流转换部211。SW1例如使用FET、晶体管等。

在断开侧也是同样的，对于图22来说，在断开恒定电流脉冲栅极驱动电路22-1中设置了与设定恒定电流的R6并列地安装至少1组以上的开关SW2和R6’的组，作为进行恒定电流输出值的转换驱动的电流转换电路的电流转换部221。

在图23中表示安装了电流转换部211和电流转换部221的情况的驱动时序图。

在本实施方式4中，通过用使基于恒定电流驱动的开关速度稳定的栅极驱动装置使开关速度可变，能以动态的方式控制噪声与开关损耗的折衷关系。由此，可实现与运转条件对应的开关速度的控制，在因开关噪声引起的放射噪声量增大的运转区域中/条件下，降低开关速度，以抑制噪声的发生。此外，在因开关噪声引起的放射噪声量减小的运转区域中/条件下，可实现提高开关速度，进行损耗的降低那样的控制。

在应用以往的恒定电压-电阻驱动方式来转换电阻的情况下，因开关速度的个体差分散，存在不能充分地发挥效果的可能性，但在本实施方式4中表示的本方式中，由于消除了个体差分散，故可充分地发挥由基于恒定电流转换的开关速度的转换得到的效果。

再有，以上说明了电机负载的情况，通过利用负载的噪声容易出现的运转条件和难以出现的运转条件来转换，不仅是电机负载、即使在电感负载或电容负载、电阻负载中也可适用。

此外，在本实施方式4中，表示了具备电流转换部211和电流转换部221这两者的例子，但也可分别装备这两者中的一个。

此外，关于图21的结构，即使作成完全截止因Q1的电流断开工作的延迟引起的设想外的电流供给的结构也可使用。以下说明其使用要领。

在该情况下，恒定电流脉冲栅极驱动电路2用R3’设定栅极驱动时的恒定电流，在停止恒定电流输出的时刻，断开SW1，将决定恒定电流的R3’瞬时地转换为R3，以基于恒定电流驱动电路的断开延迟引起的电流不对栅极电路产生影响的方式使其工作。

具体地说，在与恒定电流的停止时刻的同时，使「转换」信号断开，断开SW1，在经过考虑了Q1的断开延迟的时间后，由于从抑制了电流的状态迅速地返回到可得到原来的驱动电流的状态，故在考虑了断开延迟时间后，使「转换」信号导通，使SW1导通。由此，可改善Q1的断开延迟。

此时，定为

R3＞＞R3’

R3定为比栅极断开电阻大很多的值。

也可不使用R3，但因使R3具有上述的值，可使Q1的断开状态成为可靠的状态，对作为Q1的反馈电容的C_EB给予稳定的初始状态。由此，在其次用恒定电流使栅极导通的时刻，可防止过渡电流特性因Q1的C_EB呈不稳定的充电状态而恶化，可使恒定电流脉冲栅极驱动电路2的高速恒定电流特性变得稳定。

实施方式5.

但是，有时采用在接通工作中在开关器件1中过电流流过的情况下在控制电路指示紧急停止之前用在外部构成了的高速保护电路强制地使栅极进行断开转移的结构等。此时，在前面的各实施方式中的判定/转换电路4等中，虽然一度转换为恒定电压驱动，但有时利用高速保护电路等使栅极电压下降再次成为恒定电流驱动。而且，因高速保护电路的电路常数和恒定电流脉冲栅极驱动电路的电路常数，栅极电压再次上升，存在妨碍高速保护电路的功能的危险。

本实施方式5用来消除以上的不良情况，使前面的判定/转换电路4等中使用的第1判定电路41和第2判定电路42具有所谓的滞后特性。

即、图24表示在第1判定电路41中设置了第1设定值变更电路51。如果栅极电压超过第1设定值(VH：设定大于等于镜电压的分散最大值的值)，比较器的输出从“L”上升到“H”，则Q51导通，第1设定值降低规定量。

图25表示在第2判定电路42中设置了第2设定值变更电路52。如果栅极电压不到第2设定值(VL：设定小于等于Vth最小电压的值)，比较器的输出从“L”上升到“H”，则Q52断开，第2设定值增大规定量。

由此，在从恒定电流朝向恒定电压转换的栅极电压中，可防止在栅极驱动条件转换时上述那样的问题或因栅极电压的VH判定电压附近的起伏引起的异常的恒定电流驱动、低电压驱动转换分散等。

实施方式6.

图26表示实施方式6中的判定电路43，其中设置了设定值变更电路53。因将前面的实施方式5中的滞后特性的上限值设定为VH(大于等于镜电压的分散最大值的值)、将下限值设定为VL(小于等于Vth最小电压的值)，故用1个判定电路43来输出VH判定和VL判定。

即，在接通工作中，如果栅极电压超过VH，则比较器的输出从“L”上升到“H”，输出VH判定，从恒定电流驱动转换为恒定电压驱动。同时，Q53导通，将设定值变更为VL。在关断工作中，如果栅极电压不到VL，则比较器的输出从“H”下降到“L”，输出VL判定，从恒定电流驱动转换为恒定电压驱动。同时，Q53断开，将设定值变更为VH。

由此，栅极驱动的每1个脉冲，可限制为1次恒定电流驱动，在分支短路或过负载保护工作中，在因外部的栅极限制电路的工作引起的栅极电压的下降时，可防止从恒定电流脉冲栅极驱动电路再次供给电流那样的误操作。

此外，可使在实施方式1中需要2个电路的比较电路(参照图5)成为1个电路。

再有，在上述的例子中，在电路的说明方面用激活H说明了比较器的工作，但当然通过将比较器的输出定为激活L并修正其随后的逻辑电路，可得到相同的效果。

作为用激活L设计的例子，例如，在使用通用的模拟比较器IC的情况下，在很多模拟比较器IC中输出端子成为开放集电极的形态。因此，与激活H相比，有激活L的输出信号的转移高速的例子。在这样的情况下，通过选择并设计激活L工作，可防止工作的延迟。

Claims

1.一种栅极驱动装置，该栅极驱动装置连接到电压驱动型的开关器件的栅极上，根据导通/断开栅极控制信号对上述栅极输出使上述开关器件接通/关断的栅极信号，该栅极驱动装置的特征在于，

作为用于上述接通工作和上述关断工作的某一方或双方的上述栅极驱动装置，具备：

用恒定电流输出作成上述栅极信号的恒定电流脉冲栅极驱动电路；

用恒定电压输出作成上述栅极信号的恒定电压脉冲栅极驱动电路；以及

进行上述恒定电流脉冲栅极驱动电路的工作和上述恒定电压脉冲栅极驱动电路的工作的转换的判定转换电路。

2.如权利要求1中所述的栅极驱动装置，其特征在于，

上述判定转换电路具备：

检测上述栅极的电压的栅极电压检测电路；

判定上述栅极电压与规定的第1设定值之间的大小的第1判定电路；

判定上述栅极电压与规定的第2设定值之间的大小的第2判定电路；以及

转换电路，在上述接通工作中，首先将上述恒定电流脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在利用上述第1判定电路判定为上述栅极电压超过了上述第1设定值时，代替上述恒定电流脉冲栅极驱动电路将上述恒定电压脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在上述关断工作中，首先将上述恒定电流脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在利用上述第2判定电路判定为上述栅极电压不到上述第2设定值时，代替上述恒定电流脉冲栅极驱动电路将上述恒定电压脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上。

3.如权利要求2中所述的栅极驱动装置，其特征在于，具备：

第1设定值变更电路，在上述接通工作中在利用上述第1判定电路判定为上述栅极电压超过了上述第1设定值时，将上述第1判定电路的上述第1设定值变更为减少了规定量的设定值；以及

第2设定值变更电路，在上述关断工作中在利用上述第2判定电路判定为上述栅极电压不到上述第2设定值时，将上述第2判定电路的上述第2设定值变更为增大了规定量的设定值。

4.如权利要求1中所述的栅极驱动装置，其特征在于，

上述判定转换电路具备：

检测上述栅极的电压的栅极电压检测电路；

判定上述栅极电压与规定的第1设定值之间的大小的判定电路；

设定值变更电路，在上述接通工作中在利用上述判定电路判定为上述栅极电压超过了上述第1设定值时，将上述判定电路的上述第1设定值变更为规定的第2设定值；以及

转换电路，在上述接通工作中，首先将上述恒定电流脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在利用上述判定电路判定为上述栅极电压超过了上述第1设定值时，代替上述恒定电流脉冲栅极驱动电路将上述恒定电压脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在上述关断工作中，首先将上述恒定电流脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上，在利用上述判定电路判定为上述栅极电压不到上述第2设定值时，代替上述恒定电流脉冲栅极驱动电路将上述恒定电压脉冲栅极驱动电路连接到上述栅极上。

5.如权利要求2至4的任一项中所述的栅极驱动装置，其特征在于：

在利用上述栅极驱动装置驱动的上述开关器件由多个构成且上述各开关器件的镜电压和栅极阈值电压分别具有从最大值至最小值的分散的情况下，将上述第1设定值设定为大于等于上述镜电压的最大值的值，将上述第2设定值设定为小于等于上述栅极阈值电压的最小值的值。

6.如权利要求1中所述的栅极驱动装置，其特征在于：

将上述恒定电流脉冲栅极驱动电路的控制电源的电压设定成比上述恒定电压脉冲栅极驱动电路的控制电源的电压高。

7.如权利要求6中所述的栅极驱动装置，其特征在于：

具备电压限制电路，该电压限制电路插入在上述恒定电流脉冲栅极驱动电路与上述开关器件的栅极之间，将上述栅极电压限制为小于等于规定的电压值。

8.如权利要求1中所述的栅极驱动装置，其特征在于：

在与构成上述恒定电流脉冲栅极驱动电路的半导体器件为同一芯片上具备与上述半导体器件连接的补偿用半导体器件，使其抑制伴随上述恒定电流脉冲栅极驱动电路的恒定电流输出的温度变化的变动。

9.如权利要求1中所述的栅极驱动装置，其特征在于：

上述恒定电流脉冲栅极驱动电路具备转换其恒定电流输出的值的电流转换电路。