KR101000587B1 - 게이트 구동 장치 - Google Patents

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다츠야 오쿠다
마사루 후쿠
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미쓰비시덴키 가부시키가이샤
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Abstract

게이트 구동 장치에서 구동되는 복수개의 스위칭 디바이스에 있어서의 Vth, 미러 전압의 편차에 의한 스위칭 속도의 편차를 억제하고, 또한 손실의 편차를 최소한으로 할 수 있는 게이트 구동 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
스위칭 디바이스(1)로의 게이트 신호를 정전류 출력으로 작성하는 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2), 게이트 신호를 정전압 출력으로 작성하는 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3), 및 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)의 동작과 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 동작의 전환을 행하는 판정/전환 회로(4)를 구비하였다.

Description

게이트 구동 장치{GATE DRIVE APPARATUS}
본 발명은 IGBT나 FET 등의 전압 구동형의 스위칭 디바이스에서 사용하는 게이트 구동 회로에 관한 것이다.
종래의 스위칭 디바이스에 있어서는, 게이트 전원으로부터 드라이브 IC나 드라이브 회로를 통해 게이트 저항을 거쳐서 스위칭 디바이스의 게이트를 구동하고 있다(예컨대 특허 문헌 1 참조).
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평성 제8-33315호 공보([0008]~[0011], 도 6)
이러한 종래의 게이트 구동 장치에 있어서는, 스위칭 디바이스가 OFF에서 ON으로 천이하는 시간이 소자 각각의 특성에 의해 크게 불규칙하게 된다는 문제가 있었다.
이하, 도 27, 도 28에 근거하여, 이 턴 ON 기간에 있어서의 ON 천이 시간의 편차에 대해서, IGBT를 예로 들어 그 동작과 함께 상세히 설명한다. 또, 부하는 유도 부하 L이고, 전류 I(A)가 부하와 다이오드에서 플라이휠하고 있는 것으로 한다. 도 27은 회로 구성도, 도 28은 그 동작 설명도이다.
제어 신호(게이트 제어 신호)로부터 ON의 지령이 이루어지면, 게이트 드라이브 IC는, IGBT1의 게이트(G)에 대하여, 게이트 저항 Rg를 통해 제어 전원의 전압 VDD를 인가하여 게이트 입력 용량 Cge에 충전을 행한다. 이 때, 게이트 전압이 게이트 임계값 전압(Vth)에 이를 때까지는 IGBT1은 OFF인 채로 있다(도 28 [1]).
Vth를 거쳐 IGBT1의 C-E 사이에 전류가 흐르기 시작하여, 게이트 전압이 Vmirror로 되면, IGBT1의 콜렉터 전류 Ic는 I(A)로 된다(도 28 [1]~[2]의 기간).
이 전류가 OFF에서 ON으로 되기까지의 시간은, 게이트 전압이 Vth를 초과하여 Vmirror(Vmirror=미러 전압이라고 부름)로 되기까지의 시간에 대응하고, 하기 식으로 표시된다.
Figure 112008046088660-pat00001
여기서, 미러 전압 및 Vth에는 각각의 특성에 의해 편차가 있어, 예컨대, 미 러 전압이 높은 IGBT에서는, 지수 함수적으로 상기 시간이 길어지고, 즉, 스위칭이 지연된다(도 28 [2]').
게이트 전압이 미러 전압으로 되어 충전을 더 계속하면 IGBT1의 Vce가 ON 상태로 천이한다(도 28 [2]~[3]의 기간).
이 동안의 시간은 귀환 용량(Cgc)에 충전되어 있는 미러 전하(Qgc)를 이용하여 하기 식으로 표시된다.
Figure 112008046088660-pat00002
그리고, 이 동안의 게이트로의 충전 전류 Ig는 다음 식으로 표시된다.
Figure 112008046088660-pat00003
이 때문에, 미러 전압이 높을수록 Vce의 ON 천이까지의 시간이 길어지게 된다(도 28 [2]'~[3]'의 기간).
또한, 그 후 Vce가 완전히 ON 상태로 천이할 때까지는 미러 전압에서의 충전이 더 필요하며, 그 기간은 Ig 전류에 의존한다(도 28 [4] [4]').
또, 미러 전압은, 하기 식과 같이, IGBT1의 게이트 임계값 전압 Vth와 전류 증폭도 gm과 출력 전류 Ic로 결정되며, Vth에 크게 의존한다.
Figure 112008046088660-pat00004
따라서, Vth의 편차가 CR 충전 시간의 편차로 되어, IcON 천이 시간(tI - ON)의 편차로 된다. 또, Vth와 gm의 편차가 미러 전압의 편차로 되어, 충전 전류의 편차를 발생하여, 충전 시간의 편차로 됨으로써, VceON 천이 시간(tV-ON)의 편차로 된 다.
ON 천이 시간
Figure 112008046088660-pat00005
과 손실의 관계는 다음 식으로 표시된다.
Figure 112008046088660-pat00006
단, Vce : 정상시의 Vce 전압, Ic : ON 후의 콜렉터 전류, f : 스위칭 주파수
이상과 같이, IcON 천이 시간의 편차와 VceON 천이 시간의 편차가 모두 스위칭 손실의 편차로 되어 버린다.
또, 게이트 저항값 Rg를 보다 작게 함으로써, 편차의 영향을 작게 하는 것이 가능하지만, 현실에 사용하는 IGBT에서는, 과잉으로 스위칭 속도를 지나치게 높이는 것이 없도록, 게이트 저항의 접속이 필수적인 것은 일반적으로 나타내어져 있다. 또한, EMI 대책으로서 스위칭시의 dV/dt나 dI/dt를 제한하는 것이 일반적인 처치이다.
그 때문에, 종래에는, 미러 최소 전압의 조건에서 ON 천이 시간 ton 최소값을 설계하고, 스위칭 속도(max)시의 게이트 저항을 결정한다. 그리고, 게이트 저항이 결정된 조건에서 미러 전압 최대시의 스위칭 속도를 구하고, 이 시간을 기초로 스위칭 손실을 설계해야만 한다. 따라서, 미러 전압의 편차에 의한 손실의 편차는 커지는 경향이 있다. 또, OFF 천이도 동일하며, 동일한 문제점이 있다.
본 발명은, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해서 이루어진 것으로서, 게이트 구동 장치에서 구동되는 복수개의 스위칭 디바이스에 있어서의 Vth, 미러 전압의 편차에 의한 스위칭 속도의 편차를 억제하고, 또한 손실의 편차를 최소한으로 할 수 있는 게이트 구동 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 게이트 구동 장치는, 전압 구동형의 스위칭 디바이스의 게이트에 접속되고, 온/오프 게이트 제어 신호에 근거하여 스위칭 디바이스를 턴 온/턴 오프시키는 게이트 신호를 게이트에 출력하는 게이트 구동 장치에 있어서, 턴 온 동작 및 턴 오프 동작 중 어느 한쪽 또는 쌍방을 위한 게이트 구동 장치로서, 게이트 신호를 정전류 출력으로 작성하는 정전류 펄스 게이트 구동 회로, 게이트 신호를 정전압 출력으로 작성하는 정전압 펄스 게이트 구동 회로, 및 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 동작과 정전압 펄스 게이트 구동 회로의 동작의 전환을 행하는 판정 전환 회로를 구비한 것이다.
본 발명에 의하면, 게이트 구동시의 천이 기간을 정전류 출력으로 구동함으로써, 스위칭 디바이스에 있어서의 게이트 임계값 전압, 미러 전압의 편차에 의한 천이 기간의 편차를 최소한으로 억제할 수 있어, 스위칭 속도, 스위칭 손실의 편차를 대폭 억제할 수 있다는, MOS형의 게이트 구조를 갖는 전압 구동형의 스위칭 디바이스에 있어서는 정전압 구동으로 전환하는 것에 의해, 스위칭 디바이스의 게이 트 산화막의 신뢰성을 손상하는 일없이 구동할 수 있다는 종래에 없는 현저한 효과를 나타내는 것이다.
(실시예 1)
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 게이트 구동 장치의 전체 구성도이다. 스위칭 디바이스(1)의 게이트에 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)의 출력을 접속하고, 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 출력을 더 접속한다.
판정/전환 회로(4)는, 제어 신호(게이트 제어 신호)와 스위칭 디바이스(1)의 게이트 전압(게이트 전압 검출 회로는 도시하지 않음)을 입력하여, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)에 ON 정전류/OFF 정전류의 제어 신호를, 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)에 ON 정전압/OFF 정전압의 제어 신호를 출력 접속한다.
여기서, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)에 사용하는 제어 전원의 전압 VDD2는 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 제어 전원의 전압 VDD1보다도 높게 설정한다. 이것은, 후단에서 상술하는 바와 같이, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)에 사용하는 부품(반도체 디바이스)의 고체 편차에 의한 정전류 설정값의 편차를 억제하기 위해서이다.
다음에, 도 1의 게이트 구동 장치를 사용한 회로 구성에 의해 유도 부하 L을 구동하는 경우를 예로 들어 동작을 설명한다. 도 2에, 본 구성에 있어서의 제어 신호, 게이트 전압 파형, IGBT의 콜렉터 전류 Ic와 콜렉터 에미터간 전압 Vce의 차 트를 나타낸다. 또, 유도 부하 L은 전류 I(A)로 부하와 다이오드의 폐회로에 의해 플라이휠하고 있는 것으로 한다.
도 2에 있어서, Vmirror(미러 전압)의 편차를 고려하여, 미러 전압이 Vmirror1의 제품의 동작을 흑(黑)으로, Vmirror2의 제품의 동작을 회색으로 나타낸다.
이하, ON 동작(턴 온 동작), 따라서, 제어 신호에 "H"가 입력되어 IGBT1이 ON하기까지의 동작에 대하여 상세히 설명한다.
제어 신호에 "H"가 입력되면, 판정/전환 회로(4)의 판정에 의해, ON 정전류의 제어 신호가 출력된다. 이에 따라, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)가 동작하여, 스위칭 디바이스(1)의 게이트에 정전류 Ig가 공급되어 게이트 입력 용량 Cge에 정전류 충전을 행한다.
이 때, 게이트 전압이 게이트 임계값 전압(Vth)에 이를 때까지는, IGBT1은 OFF인 채로 있다(도 2 [1], [1]'). Vth를 지나 IGBT1의 C-E 사이에 전류가 흐르기 시작하여, 게이트 전압이 미러 전압으로 되면, IGBT1의 콜렉터 전류 Ic는 I(A)로 된다(도 2 [1]~[2], [1]'~[2]'의 기간).
또, 여기서, Vth(게이트 임계값 전압)은 스위칭 소자 정격 전류비로서 0.01%의 전류가 스위칭 소자에 흐를 때의 게이트 전압으로 한다.
이 전류가 OFF에서 ON으로 되기까지의 시간에 대해서, 종래의 저항을 거친 정전압-저항 구동의 경우는, 기술한 식을 변형하여 이하와 같이 나타내며, VDD와 Vth에 의존하고 있었다.
Figure 112008046088660-pat00007
이에 반하여, 도 1에 도시하는 바와 같이 정전류로 구동하면, 전류가 OFF에서 ON으로 되기까지의 시간은 다음 식으로 표시되며, VDD나 Vth에 의존하지 않게 된다.
Figure 112008046088660-pat00008
이에 따라, 시간 tI - ON의 편차를 없애는 것이 가능해진다.
게이트 전압이 미러 전압으로 되고, 또 충전을 계속하면 IGBT1의 Vce가 ON으로 천이한다(도 2 [2]~[4], [2]'~[4]'의 기간).
종래의 정전압-저항 구동에 있어서는, 미러 전압 후의 게이트로의 충전 전류 Ig는
Figure 112008046088660-pat00009
로 나타내어지며, 귀환 용량(Cgc)에 충전되어 있는 미러 전하(Qgc)를 이용하면, IGBT1의 Vce가 ON 상태로 천이하는 시간은,
Figure 112008046088660-pat00010
로 표시되기 때문에, 미러 전압이 높을수록 이 시간이 길어지게 되어 있었다.
그러나, 도 1에서 도시하는 바와 같이, 정전류로 구동함으로써, IGBT1의 Vce가 ON 상태로 천이하는 시간은,
Figure 112008046088660-pat00011
로 나타내어지며, 미러 전압의 영향을 받지 않고, 일정 시간에서 ON으로 천이한다.
다음에, 이하, OFF 동작(턴 오프 동작), 따라서, 제어 신호에 "L"이 입력되어 IGBT1가 OFF하기까지의 동작에 대하여 상세히 설명한다. 제어 신호에 "L"이 입력되면, 판정/전환 회로(4)에 의해 OFF 정전류의 제어 신호가 출력된다. 이에 따라, OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)가 동작하여, 스위칭 디바이스(1)의 게이트로부터 정전류로 전하가 방출되어, 게이트 용량 Cge+Cgc이 정전류로 방전된다. 이 때, 게이트 전압이 미러 전압으로 될 때까지는 IGBT1은 ON인 채로 있다(도 2 [5]~[6]의 기간).
게이트 전압이 미러 전압까지 저하하면, 서서히 Vce 전압이 상승하기 시작하여 OFF로 천이한다. 이 때, 귀환 용량(Cgc)에 충전해야 할 미러 전하(Qgc)의 충전 시간이 Vce의 OFF 시간이다.
미러 전하(Qgc)의 충전 시간에 대하여, 종래의 정전압-저항 구동에서는,
Figure 112008046088660-pat00012
로 나타내어지기 때문에, 미러 전압이 높을수록 Vce의 OFF 천이까지의 시간이 단축되게 되어 있었다.
이에 반하여, 도 1에서 도시하는 바와 같이, 정전류로 구동함으로써, Vce의 OFF 천이까지의 시간은,
Figure 112008046088660-pat00013
로 나타내어지며, 미러 전압의 영향을 받지 않고, 일정 시간에서 OFF로 천이한다(도 2 [6]~[8]의 기간).
게이트 전압이 미러 전압보다 낮아지면, Vce가 OFF로 천이하고 있기 때문에, 게이트 구동 장치에서 본 용량은, 그때까지의 Cge+Cgc로부터 Cge로 감소한다.
그리고, 방전을 더 계속하면, IGBT1의 Ic가 OFF로 천이한다. 그 초기시에서는, 게이트 전압이 미러 전압이기 때문에, IGBT1의 콜렉터 전류 Ic는 I(A)이지만, 서서히 게이트 전압이 감소하여, Vth까지 천이하면 Ic는 거의 0(A)로 되어 OFF로 천이한다(도 2 [8]~[9]의 기간).
이 전류가 ON에서 OFF로 되기까지의 시간, 따라서, 게이트 전압이 미러 전압을 하회하여 Vth가 되기까지의 기간은, 종래의 정전압-저항 구동에서는,
Figure 112008046088660-pat00014
로 나타내어지며, Vth에 의존하고 있었다. 이에 반하여, 도 1에 나타낸 바와 같이, 정전류로 구동함으로써, 이 기간은,
Figure 112008046088660-pat00015
으로 나타내어지며, Vth에 의존하지 않게 되어, 일정 시간에서 OFF로 천이한다.
이상 상세히 설명한 바와 같이, 정전류로 구동함으로써, 스위칭 속도의 편차를 대폭 억제하는 것이 가능해진다.
또, 도 2에서 사용한 장치는, ON 동작에 있어서, [2]~[3]까지의 기간, 급격하게 Vce가 ON으로 천이하여, [4]까지 걸려 완전히 ON(Vcesat)으로 천이한다. 또 한, OFF 동작에 있어서, [6]~[7]의 기간, 완만하게 Vce가 OFF로 천이하여, [7]~[8]의 기간, 급격하게 OFF로 천이하는 특성을 갖는 것의 예이며, 디바이스에 따라서는 [2]~[4], [6]~[8]의 기간, 일정한 dV/dt에서 천이하는 디바이스도 존재한다.
다음에, 도 1의 각 구성요소의 구체적인 회로예에 대하여 설명한다. 전술한 바와 같이, 정전류 구동함으로써, VDD나 Vth(및 미러 전압)에 의존하는 스위칭 속도의 편차를 없앨 수 있지만, 이것을 실현하기 위해서는, 고속 구동 가능하고, 또한 Ig의 편차가 작은 고속 정전류 구동 회로가 필요하게 된다.
도 3은 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)의 구체적 구성예를 나타낸다. 고속으로 정전류 구동 가능한 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)는, ON 정전류 동작 지령을 받아 Q1'이 OFF, Q2가 ON되어, V0 전압을 고속 출력한다. 이에 따라, Q1의 베이스 전압은 V0 전압으로 되어, 하기 식으로 알 수 있는 바와 같이, 정전류 구동 가능해진다.
Figure 112008046088660-pat00016
위 2식으로부터
Figure 112008046088660-pat00017
또한, 정전류를 정지시키기 위해서는, Q2를 OFF하고, Q1'을 ON함으로써, VDD2 전압 또는 VDD2 전압 이상을 고속 출력한다. 이에 따라, Q1의 베이스 전류가 흘러 없어져, Q1이 OFF된다.
이 때, 고속 정전류로 구동하기 위해서는, 「고속으로 V0 전압을 공급하는 것」과 「고속으로 Q1이 응답하는 것」이 필요하게 되어 이들의 조건은 디바이스 단체의 성능에 의존하지만, 디스크리트 디바이스를 사용하기 때문에, 저용량의 고속 스위칭 디바이스를 이용함으로써 용이하게 구성할 수 있다.
다음에, 정전류 구동 회로의 전원 전압을 높임으로써 Ig(도 3 중에서는 Ic라고 표시)의 편차를 억제하는 현상에 대하여 설명한다.
ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)에서, ON 정전류의 제어 신호에 의해 Q2가 ON되면 V0이 Q1의 베이스 전압으로 되어 정전류 구동된다. Q1의 출력 전압이 V0 이상으로 되면 회로는 정전류로 동작하지 않게 되기 때문에, V0은 구동하는 스위칭 디바이스(1)의 편차를 고려한 최대 미러 전압 이상으로 하지 않으면 안된다.
이 때, 정전류 동작하는 영역에서는,
Figure 112008046088660-pat00018
로 된다.
그러나, VEB는, 일반적으로는 개체차 편차를 갖기 때문에, 이것이 정전류의 편차의 원인으로 된다. VEB의 편차를 고려하여, 2개의 디바이스의 VEB를 VEB1과 VEB2라고 하면,
Figure 112008046088660-pat00019
로 되고, 이로부터, 예컨대, VDD2=15V, V0=13.5V, VEB=0.8~10V로 한 경우,
Figure 112008046088660-pat00020
로 되어, 약 40%의 오차로 된다.
그러나, VDD2를 4V 높인 19V로 하면,
Figure 112008046088660-pat00021
로 약 4.4%의 오차로 되어, 정전류 Ig의 편차를 크게 개선할 수 있다.
이상과 같이, 고속 정전류 동작과 디바이스의 편차를 포함한, Ig의 편차가 적은 고속 정전류 구동 회로를 실현할 수 있다.
도 4는 도 3의 변형예인 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-1)를 나타낸다. 도 4의 회로는, Q2가 ON되면 R1, R2에서 분압된 값 V0이 Q1의 베이스 전압으로 되고, Q2가 OFF됨으로써 Q1의 베이스에 VDD2를 인가할 수 있다.
상술한 바와 같이, VDD2>VDD1로 함으로써 고밀도화가 가능해져, 스위칭 속도 편차를 대폭 저감하는 것이 가능해지지만, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)만으로 구동을 계속하면, IGBT1의 게이트에 VDD2의 고전압이 인가되어, 게이트 산화막의 신뢰성이 저하되어, 최악으로 게이트 파괴를 유발할 우려가 있다.
그 때문에, 게이트 전압을 관측하여 정전류 구동과 정전압 구동을 전환하여 제어하는 판정/전환 회로(4)에 의해, ON 또는 OFF의 천이 기간 종료 후, 게이트 구동 회로를 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)로부터 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)로 전환하여 과전압의 인가를 방지하고 있다. 또, 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 전원은 VDD1로 하여, 게이트 산화막의 신뢰성을 저하시키는 것이 없는 전압을 설정한다.
도 5에 판정/전환 회로(4)의 예를 나타낸다. 판정/전환 회로(4)는 제어 신 호(게이트 제어 신호) "H"를 받으면, OFF 신호를 비액티브로 하고, ON 신호를 출력한다. 이 때 IGBT1의 게이트 전압을 관측하여, 제 1 판정 회로(41)에 의해, 게이트 전압이 제 1 설정값인 VH(VH로서는, 미러 전압의 편차 최대값 이상의 값을 설정함) 이하이면 ON 정전류의 신호를 출력하고, 게이트 전압이 VH를 초과하면 ON 정전압의 신호로 전환한다.
또한, 제어 신호 "L"를 받으면, ON 신호는 비액티브로 하고, OFF 신호를 출력한다. 이의 때 IGBT1의 게이트 전압을 관측하여, 제 2 판정 회로(42)에 의해, 게이트 전압이 제 2 설정값인 VL(VL로서는, Vth 최소 전압 이하의 값을 설정함) 이상이면 OFF 정전류의 신호를 출력하고, 게이트 전압이 VL 미만으로 되면 OFF 정전압의 신호로 전환한다.
이에 따라, 정전류 펄스 게이트 회로(2)와 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 전환 구동 제어를 행하여, 게이트에 과전압이 인가되는 것을 방지하고 있다.
또, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)의 Ig 편차를 고려한 결과, 미러 전압이 낮고, VDD2의 전압이 VDD2<IGBT1의 게이트 추장 전압(VDD1)으로 된 경우는, VDD2를 VDD1과 동일한 전압으로 하여도 좋다. 또한, 후단에서 구체예를 나타내는 바와 같이, ON 천이만 또는 OFF 천이에만 정전류 구동과 정전압 구동을 전환하는 방식을 채용할 수도 있다.
또, 이상의 정전류 구동 회로를 추구하는 데 있어서, 발명자 등이 참고까지 검토한 특허 문헌(일본 특허 제3680722호 공보(주로 [0025]~[0027] 도 8 참조)의 내용에 대하여 이하에 소개한다.
동(同) 특허 문헌의 도 8은, 정전류에서의 구동에 OP 앰프에 의한 정전류 회로를 사용하여, 전류나 전압이 변화되는 기간만 게이트 전류를 억제하는 동작을 시킬 수 있는 것이다.
그러나, 비교적 고속인 OP 앰프에 의한 정전류 회로이더라도, 지령값에 대한 정전류의 응답 특성은 그다지 고속은 아니며, 특히, 정전류를 OFF함에 있어, 발명자 등이 기대하는 특성을 얻는 것은 곤란하였다. 이것은, OP 앰프 내부의 응답 속도와 출력 스루율, 구동 대상인 MOS-FET의 게이트 특성, OP 앰프의 전원 전압 대 최대 출력 전압 특성 등에 의한 것이라 추찰(推察)된다. 그 때문에, 정전류 증대 지령에 대한 응답 지연, 정전류 감소 지령(OA)에 대한 응답 지연이 발생하여, 특히, 정전류 감소 지령시의 응답 지연은 스루율 부족에 의해, 동 특허 문헌 도 8에 기재된 Q12의 OFF 동작에 시간이 걸린다. 그리고, 장치를 턴 OFF 또한 Q13이 ON하는 타이밍에 있어서 과대한 관통 전류가 E1, R12, Q12, Q13, R13을 통하여 흐르는 상태가 발생할 가능성과, R12, R13의 분압에 의해, Q12가 OFF하기까지의 기간 IGBT가 계속 ON할 가능성이 있다.
또한, Q12의 게이트 용량 및 귀환 용량은, OP 앰프에 있어서는 상당히 큰 용량 부하이기 때문에, 발진의 가능성이나, 출력 실효 전류의 증대에 의한 이상 발열의 가능성이 있다.
그 때문에, 본 실시예의 도 3에 나타내는 고속 구동 회로가 필요하게 된다. 또, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)의 Q1은 트랜지스터를 예로 들고 있지만, FET 등의 전류 제어 가능한 소자를 사용한 회로로 하여도 좋다.
한층더의 사용 상태로서, 고속으로 스위칭 디바이스(1)를 차단 시퀀스로 이행하고자 하는 아암 단락시 등의 이상 사태에 있어서, 게이트 전류 공급을 정지시키기까지의 시간 지연은 치명적인 문제로 될 가능성이 있다.
이하에서는, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)에 있어서, 정전류 구동 OFF의 고속화가 필요하게 된 경우의 회로예를 도 6, 도 7을 참조하여 설명한다.
도 6의 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-2)는, 레벨 변환 가능 IC 구동 타입을 사용한 것으로, 정전류 동작에 있어서는 "L"을 출력하고, R1~R3 및 Q1에서 정전류 동작을 행한다. 정전류를 정지하는 타이밍에 있어서는, IC1로부터 VDD2를 공급함으로써, 트랜지스터 Q1을 순간에 OFF시키는 것이 가능해진다. 그 때문에, 전술한 Q1의 OFF 속도를 더욱 향상시킬 수 있다.
도 7의 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-3)는, 정전류 동작에 있어서는, 제어 신호를 "H"로 하고, Q1'을 OFF, Q2를 ON하여, R1~R3 및 Q1에서 정전류 동작을 행한다. 정전류를 정지하는 타이밍에 있어서는, 제어 신호를 "L"로 하고, Q2를 OFF, Q1'을 ON한다. Q1'으로부터의 전류에 의해, Q1의 베이스에 대하여 직접 VDD2 또는 VDD2 이상의 전압을 공급해서, 트랜지스터 Q1을 순간에 OFF 시키는 동시에 Q2의 출력 용량이나 귀환 용량에 충전을 행하는 것이 가능해진다. 그 때문에, 전술한 Q1의 OFF 속도가 더욱 향상된다.
또, Q2나 Q1'에 사용하는 스위치의 예로서, MOS-FET나 트랜지스터 등의 반도체 스위칭 디바이스를 들 수 있다.
정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)에 사용하는 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)도 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)와 마찬가지로 고속 구동 가능하고, 또한 Ig의 편차가 작은 고속 정전류 구동 회로가 필요해진다.
도 8은 고속으로 정전류 구동 가능한 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)를 나타낸다. 도면에 있어서, OFF 정전류 동작 지령을 받으면, Q3'이 OFF, Q4가 ON되어, V1 전압을 고속 출력한다. 이에 따라, Q3의 베이스 전압은 V1로 되어, 이하에 나타내는 바와 같이, 정전류 구동 가능해진다.
Figure 112008046088660-pat00022
위 2식으로부터
Figure 112008046088660-pat00023
또한, 정전류를 정지시키기 위해서는, Q4를 OFF하고, Q3'을 ON함으로써 공통 전위(Vcom) 전압 또는 Vcom 이하를 고속 출력한다. 이에 따라, Q3의 베이스 전류가 흘러 없어져, Q3이 OFF된다. 또, 상기 식에서는, 공통 전위(Vcom)=0V로 하고 있다.
이 때, 고속 정전류로 구동하기 위해서는, 「고속으로 V1 전압을 공급하는 것」과, 「고속으로 Q3이 응답하는 것」이기 때문에, 장치 단체의 성능에 의존하지만, 디스크리트 장치를 사용하므로, 저용량의 고속 스위칭 디바이스를 이용하여 용이하게 구성할 수 있다.
또한, 정전류 구동 회로의 Vcom을 0V 이하로 낮춤으로써 Ig(도 8 중에서는 Ic로 표시)의 편차를 억제하는 것도 가능하다. 편차를 억제하는 것이 가능한 이유 를 이하에 설명한다.
OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)에 있어서, OFF 정전류의 제어 신호에 의해 Q4가 ON되면, V1이 Q3의 베이스 전압으로 되어 정전류 구동된다. Q3의 출력 전압이 V1 이하로 되면, 회로는 정전류로 동작하지 않게 되기 때문에, V1은 구동하는 스위칭 디바이스(1)의 편차를 고려한 최소 Vth 전압 이하로 하지 않으면 안된다.
이 때, 정전류 동작하는 영역에서는,
Figure 112008046088660-pat00024
로 표시되지만, 여기서, VBE는 일반적으로는 개체차 편차를 갖기 때문에, 이것이 정전류의 편차의 원인으로 된다. VEB의 편차를 고려하여, 2개의 장치의 VEB를 VEB1과 VEB2라고 하면,
Figure 112008046088660-pat00025
로 되어, 이로부터, 예컨대, Vcom=0V, V1=4.5V, VBE=0.8~1.0V로 한 경우,
Figure 112008046088660-pat00026
로 되어, 약 5.7%의 오차로 된다.
그러나, Vcom=를 4V 낮춘 -4V로 하면
Figure 112008046088660-pat00027
로 약 2.7%의 오차로 되어, 정전류 Ig의 편차를 개선할 수 있다.
이상과 같이, 고속 정전류 동작과, 장치의 편차를 포함한, Ig의 편차가 적은 고속 정전류 구동 회로를 실현할 수 있다.
또, OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)의 Q3은 트랜지스터를 예로 하고 있지만, FET 등의 전류 제어 가능한 소자를 사용한 회로로 하여도 좋다.
도 9는 도 8의 변형예인 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-1)를 나타낸다. 도 9의 회로는, Q4가 ON되면 OFF 정전류 신호가 전압 팔로워에 의해 전류 증폭되고, R4, R5에서 분압된 값 V1이 Q3의 베이스 전압으로 되어, Q4가 OFF됨으로써 Q3의 베이스에 Vcom을 인가할 수 있다.
또, 이 회로예에 있어서도 VBE의 편차를 고려하여, Vcom은, 정전류의 편차 저감을 위해, 스위칭 디바이스(1)의 에미터 전압이 아니라, 부(負)전압을 설정하도록 하여도 좋다.
다음에, OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)에 있어서, 정전류 구동을 정지시킬 때의 고속화가 필요하게 된 경우의 회로예를 도 10, 도 11을 참조하여 설명한다.
도 10의 OFF 정전류 게이트 구동 회로(22-2)는 OFF 정전류의 제어 신호를 IC1에 의해 버퍼링하여 출력 전압 정밀도와 구동 전류를 얻는 구성을 채용한다. 구동 전류로서는, R4, R5 분압을 위한 회로 전류와 트랜지스터 Q3의 베이스 전류 Ib가 필요하다.
도 11의 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-3)는, 정전류 동작에 있어서 는, 제어 신호를 "H"로 하고, Q3'을 OFF, Q 4를 ON하여, R4~R6 및 Q3에서 정전류 동작을 행한다. 정전류를 정지하는 타이밍에 있어서는, 제어 신호를 "L"로 하고, Q4를 OFF, Q3'을 ON한다. Q3'으로의 전류에 의해, Q3의 베이스에 대하여 직접 Vcom 또는 Vcom 이하의 전압을 공급해서, 트랜지스터 Q3을 순간에 OFF 시키는 동시에 Q4의 출력 용량이나 귀환 용량에 충전을 행하는 것이 가능해진다. 그 때문에, 전술한 Q3의 OFF 속도를 더욱 향상시킬 수 있다.
또, Q4나 Q3'에 사용하는 스위치의 예로서, MOS-FET나 트랜지스터 등의 반도체 스위칭 디바이스를 들 수 있다.
또한, VBE의 편차를 고려하여, VBE+R6×Ie가 Vth 최소값보다 높아지는 경우가 있다. 이 때, ∇ 표시의 공통 전위는 정전류의 편차 저감을 위해, 스위칭 디바이스(1)의 에미터 전압이 아니라 부전압으로 한다.
이상과 같이, 턴 ON이나 턴 OFF 등의 과도기에서는, 정전류로 게이트를 구동함으로써, 게이트 임계값 전압 Vth, 미러 전압의 편차에 의한 천이 기간의 편차를 최소한으로 억제할 수 있어, 스위칭 속도와, 스위칭 손실의 편차를 대폭 저감할 수 있다. 또한, 정전압 구동으로 전환하는 것에 의해, 디바이스의 게이트 산화막의 신뢰성을 손상하지 않고 구동할 수 있다고 한 종래에 없는 현저한 효과를 나타내는 것이다.
또, 이상에서는, 턴 ON 및 턴 OFF의 쌍방에 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 사용했지만, 필요에 따라 턴 ON만이나 턴 OFF만으로 사용하는 것도 가능하다. 이 하에서는, ON 천이만 정전류 구동과 정전압 구동의 전환을 행하는 구성예에 대하여 설명한다.
즉, 사용 조건에 따라 ON시의 편차가 문제로 되는 경우나, OFF시의 편차가 문제로 되는 일이 있다. 예컨대, 승압 컨버터를 불연속 모드로 동작시키는 경우, OFF시에 하드 스위칭을 행하기 위해서, OFF시의 편차를 억제하여, 스위칭 손실의 편차를 억제한다. ON시는, 전압의 급변은 수반되지만 전류는 승압용의 인덕턴스로의 충전을 위해, 스위칭 스피드와 비교하면 매우 느리기 때문에, ON시의 정전류 구동 회로는 없더라도 문제가 되지 않는다.
또한, PFN에 의한 펄스 발생기 등에서는, ON시의 편차가 문제로 되고, OFF시는 편차가 나더라도 손실/성능에 영향을 주지 않기 때문에, 이 경우는 OFF의 정전류 구동 회로는 불필요해진다.
인버터 구동에 관해서도, IGBT를 라이프 타임 콘트롤하여, Vcesat를 저감한 경우에 있어서는, OFF 정전류 구동한 경우에도, 테일 전류가 흘러, 정전류 구동의 효과를 얻을 수 없는 경우도 있다. 이와 같은 경우도, OFF의 정전류 구동 회로는 불필요하고, OFF시의 편차로 손실이 흩어지는 분만큼, ON 정전류 구동 회로로 편차를 억제하여, 손실의 편차를 억제하면 좋다.
특히, 디바이스의 직렬 접속 또는 병렬 접속을 행하는 경우는, ON이나 OFF 중 어느 쪽에 편차가 중요하게 되는 일이 많기 때문에, 이 변형예는 유용하다.
도 12는 턴 ON시에 정전류 구동과 정전압 구동을 전환하는 게이트 구동 장치이다. 정전류 펄스 게이트 회로(2')는 ON만 정전류로 구동하는 ON 정전류 펄스 게 이트 회로(21)를 사용한다. 동시에, 판정/전환 회로(4')는 제어 신호(게이트 제어 신호)와 스위칭 디바이스(1)의 게이트 전압을 입력하여, ON 정전류의 제어 신호와, ON 정전압의 제어 신호, OFF 정전압의 제어 신호를 출력한다.
여기서, 전술한 설명과 마찬가지로, 전압 VDD2는 VDD1보다도 높게 설정하여, 정전류 구동 회로에 사용하는 부품의 고체 편차에 의한 정전류 설정값의 편차를 억제한다.
판정/전환 회로(4')의 구체예를 도 13에 나타낸다. 판정/전환 회로(4')는, 제어 신호 "H"를 받으면 OFF 신호를 비액티브로 하여, ON 신호를 출력한다. 이 때 IGBT1의 게이트 전압을 관측하여, 게이트 전압이 VH(미러 전압 최대값 이상의 값을 설정함) 이하이면 ON 정전류의 제어 신호를 출력하고, 게이트 전압이 VH를 초과하면 ON 정전압의 제어 신호로 전환한다. 제어 신호 "L"를 받으면 ON 신호는 비액티브로 하여, OFF 정전압의 제어 신호를 출력한다.
이에 따라, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2')와 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 구동 제어를 행한다.
본 구성은, 턴 ON시의 스위칭 속도의 안정화나, 턴 ON시의 스위칭 손실의 편차 저감을 중요하다고 하는 경우에 사용할 수 있다. 본 구성에 의해, 턴 ON의 과도기에서 게이트를 정전류로 구동함으로써, Vth, 미러 전압의 편차에 의한 천이 기간의 편차를 최소한으로 억제할 수 있어, 스위칭 속도와 스위칭 손실의 편차를 대폭 저감할 수 있다. 또한, 정전압 구동으로 전환하는 것에 의해, 디바이스의 게이트 산화막의 신뢰성을 손상하는 일없이 구동할 수 있다고 한 종래에 없는 현저한 효과를 나타낸다.
도 14는 턴 OFF시에 정전류 구동과 정전압 구동을 전환하는 게이트 구동 장치이다. 정전류 펄스 게이트 회로(2")는 OFF시만 정전류로 구동하는 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)를 사용한다. 동시에, 판정/전환 회로(4")는, 제어 신호(게이트 제어 신호)와 스위칭 디바이스(1)의 게이트 전압을 입력하여, OFF 정전류의 제어 신호와, ON 정전압의 제어 신호, OFF 정전압의 제어 신호를 출력한다.
여기서, 전술한 설명과 마찬가지로, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2")에 사용하는 ∇ 표시의 공통 전위는 정전류의 편차 저감을 위해 부전압으로 하여도 좋다.
이 경우의 판정/전환 회로(4")의 구체예를 도 15에 나타낸다. 판정/전환 회로(4")는, 제어 신호(게이트 제어 신호) "H"를 받으면 OFF 신호를 비액티브로 하여, ON 정전압의 제어 신호를 출력한다. 또한, 제어 신호 "L"을 받으면 ON 신호는 비액티브로 하여, OFF 신호를 출력한다. 이 때 IGBT1의 게이트 전압을 관측하여, 게이트 전압이 VL(Vth 최소 전압 이하의 값을 설정함) 이상이면 OFF 정전류의 제어 신호를 출력하고, 게이트 전압이 VL 미만으로 되면 OFF 정전압의 제어 신호로 전환한다.
이에 따라, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2")와 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)의 구동 제어를 실행한다.
본 구성은, 턴 OFF시의 스위칭 속도의 안정화나, 턴 OFF시의 스위칭 손실의 편차 저감을 중요하다고 하는 경우에 사용할 수 있다. 본 구성에 의해, 턴 OFF의 과도기에서 게이트를 정전류로 구동함으로써, Vth, 미러 전압의 편차에 의한 천이 기간의 편차를 최소한으로 억제할 수 있어어, 스위칭 속도와, 스위칭 손실의 편차를 대폭 저감할 수 있다고 한 종래에 없는 현저한 효과를 나타낸다.
(실시예 2)
실시예 1에 있어서, 정전류 구동으로부터 정전압 구동으로의 전환을 고속으로 행할 필요가 있는 경우, 판정/전환 회로(4)나 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)의 응답 지연으로 인해, VDD2>IGBT의 게이트 추장 전압으로 한 경우, IGBT1의 게이트에 과전압이 인가되어 게이트 산화막의 신뢰성이 저하되어, 최악으로 게이트 파괴를 유발할 우려가 있다. 그래서, 도 16에 나타내는 전압 제한 회로(5)를 ON 정전류 게이트 펄스 구동 회로(21)와 IGBT1의 게이트 단자 사이에 접합한다.
전압 제한 회로(5)는, 출력단의 게이트 신호를 관측하여, 규정 전압 이상으로 되면 고속 차단 소자를 OFF시킨다. 또, 전압 제한 회로(5)는, 제어 신호와 연동시켜, OFF 동작 기간 동안은 차단 상태를 계속하도록 제어하더라도 좋다. 도 17에 회로예를 나타낸다.
도 17에 있어서, 전압 제한 회로(5)에 사용하는 Q5는 고속이고 또한 Vth가 낮은 FET를 사용하여 구성된다. Q5의 소스 단자를 IGBT1의 게이트 단자에 접속함으로써, Q5의 소스 전압은 Q5의 게이트에 인가하는 전압 이상으로 되지 않는다. 따라서, Q5의 게이트에 연결되는 전압 V2를 R7과 R8에서 분압되는, 출력 보호하고자 하는 전압으로 설정해 놓음으로써, Q1의 OFF 지연이나, 판정/전환 회로(4)의 응 답 지연에 의하여, Q1의 콜렉터측 출력 전압이 상정(想定) 이상으로 상승한 경우이더라도, IGBT1의 게이트를 보호할 수 있다.
예컨대, 정전류 구동을 13V(제 1 판정 회로(41)의 VH를 13V로 설정)까지 행하는 경우, Q5의 게이트 전압으로서, 1.5(Q5의 Vth)+0.5V(Id/gm 상당)를 가하여 15V로 하는 등의 설계예가 있다.
또, Q5의 게이트 전압은, Q5의 소스 단자인 IGBT1의 게이트 전압에 강하게 영향을 받기 때문에, C1 등에서 게이트 전압을 안정화시켜 놓은 필요가 있다. 또한, VDD1로 출력 보호하는 경우는, R7과 R8에 의해 분압할 필요는 없지만, C1 등에서 게이트 전압을 안정화시켜 놓을 필요가 있다.
이상과 같이, 전압 제한 회로(5)를 접합하는 것에 의해, Q1의 OFF 특성을 완화할 수 있는 것이나, 판정/전환 회로(4)의 응답 속도를 완화할 수 있어, 또 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)의 VDD2의 전압을 보다 높게 하는 것이 가능해지기 때문에, Q1의 VEB 전압의 편차나, 온도 특성에 의한 정전류 설정값의 편차를 억제하는 전압 설정이 가능해져, 정전류 회로의 안정성이 향상하고, 더구나 디바이스의 게이트 산화막의 신뢰성을 손상하는 일없이 구동할 수 있다고 한 종래에 없는 현저한 효과를 나타낸다.
또, 도 17에 있어서, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 예로서 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-1)를 사용하고 있지만, 그 외의 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 사용하더라도 좋고, 또, 정전압 펄스 게이트 구동 회로(3)에 사용하더라 도 동일한 효과를 얻을 수 있어, IGBT1의 게이트를 보호할 수 있다. 또한, 도 16의 회로 블럭으로 나타낸 구성에 한정되지 않고 사용할 수 있다.
참고로, 도 18에, 본 실시예 2를 실현한 게이트 구동 장치의 전체 회로 구성의 일례를 나타낸다.
(실시예 3)
기술한 바와 같이, 실시예 1에 사용하는 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)에 있어서, 예컨대, Q1의 VEB의 편차와 온도 특성이 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)의 정전류 편차의 원인으로 될 수 있다.
본 실시예 3은 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)를 구성하는 Q1 등의 반도체 디바이스 자체의 특성 변동을 억제하는 것이다. 그 때문에, 도 19, 도 20에 도시하는 바와 같이, 동일한 IC 칩 내에 동일한 조건으로 Q1과 보상용 반도체 디바이스인 D1(또는 Q1")을 구성한 회로로 한다.
Q1과 D1 또는 Q1"을 동일한 IC 또는 칩 상에 동일한 조건으로 제작함으로써, VEB의 편차 방향(VEB 증가이면 VF 증가)이 일치한 편차 특성으로 되어, 개체차 편차에 대하여, 보정이 가능함과 아울러, 온도 조건이 일치함으로써 온도 보상이 가능해져, 온도 변화에 대하여 정전류 특성의 개선이 가능해진다.
(실시예 4)
본 실시예 4는, 전술한 실시예 1의 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)에 의한 정전류 출력을 전환 가능하게 하는 것에 의해, 운전 조건에 따라 보다 우수한 운전 특성을 얻는 것을 가능하게 하는 것이다.
IGBT 등의 스위칭 디바이스에 있어서, 모터 등을 구동하는 경우, 운전 조건에 따라서는 스위칭에 의해 방사 노이즈량과 손실이 변화된다. 즉, 스위칭 속도를 올리면 노이즈 레벨이 높아지지만, 턴 ON 손실, 턴 OFF 손실은 감소한다. 전자파 노이즈 대책을 위해, 스위칭 속도를 느리게 하면 턴 ON 손실, 턴 OFF 손실이 증가한다. 즉, 노이즈와 스위칭 속도는 트레이드오프의 관계에 있다고 말할 수 있다.
그러나, 종래와 같이 고정된 스위칭 속도로는 가장 노이즈가 나가기 쉬운 운전 조건에서 스위칭 속도를 결정해야 하였다. 즉, 가장 노이즈가 나가기 쉬운 운전 조건에 있어서, EMI(전자 방해)가 문제로 되지 않는 레벨에까지 스위칭 속도를 늦추지(느리게 하지) 없으면 안되어, 결과적으로, 필요 이상으로 스위칭 속도를 제한하게 되어, 필요 이상으로 손실을 늘리는 경향이 있었다.
도 21과 도 22는 본 실시예 4를 나타내는 것으로, 도 21은, ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-1)에 있어서, 정전류를 설정하는 R3과 병렬로, 스위치 SW1과 R3'의 세트를 적어도 1세트 이상 접합하고, 정전류 출력값의 전환 구동을 행하는 전류 전환 회로로서의 전류 전환부(211)를 마련한 것이다. SW1은, 예컨대, FET나, 트랜지스터 등을 사용한다.
OFF측도 마찬가지이며, 도 22는, OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-1)에 있어서, 정전류를 설정하는 R6과 병렬로, 스위치 SW2와 R6'의 세트를 적어도 1세트 이상 접합하고, 정전류 출력값의 전환 구동을 행하는 전류 전환 회로로서의 전류 전환부(221)를 마련한 것이다.
전류 전환부(211) 및 전류 전환부(221)를 접합한 경우의 구동 타이밍차트를 도 23에 나타낸다.
본 실시예 4에서는, 정전류 구동에 의한 스위칭 속도를 안정화시킨 게이트 구동 장치로 스위칭 속도를 가변함으로써, 노이즈와 스위칭 손실의 트레이드오프 관계를 동적으로 제어하는 것이 가능해진다. 이에 따라, 운전 조건에 따른 스위칭 속도의 제어가 가능하게 되어, 스위칭 노이즈에 의한 방사 노이즈량이 커지는 운전 영역/조건에 있어서는 스위칭 속도를 낮추어, 노이즈의 발생을 억제한다. 또한, 스위칭 노이즈에 의한 방사 노이즈량이 작아지는 운전 영역/조건에 있어서는 스위칭 속도를 높여, 손실의 저감을 행한다고 한 제어가 가능해진다.
종래의 정전압-저항 구동 방식을 응용하여 저항을 전환하도록 한 경우, 스위칭 속도의 개체차 편차에 의해, 충분히 효과를 발휘할 수 없을 가능성이 있었지만, 본 실시예 4에서 나타낸 본 방식에 있어서는 개체차 편차를 해소하고 있기 때문에, 정전류 전환에 근거하는 스위칭 속도의 전환에 의한 효과를 충분히 발휘할 수 있다.
또, 이상에서는, 모터 부하의 경우에 대하여 설명했지만, 부하의 노이즈가 나가기 쉬운 운전 조건과 나가기 어려운 운전 조건에 의해 전환함으로써, 모터 부하뿐만 아니라, 인덕턴스 부하나 용량 부하, 저항 부하에 있어서도 적용 가능하다.
또, 본 실시예 4에서는, 전류 전환부(211)와 전류 전환부(221)의 쌍방을 구비한 예를 나타내었지만, 각각 어느 쪽을 장비하는 것도 가능하다.
또한, 도 21의 구성은 Q1에 의한 전류 OFF 동작의 지연에 의한 상정 외의 전류 공급을 완전히 차단하는 구성으로 하여도 사용할 수 있다. 이하, 이 사용 요령에 대하여 설명한다.
이 경우, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)는, 게이트 구동시의 정전류를 R3'으로 설정하고, 정전류 출력을 정지하는 타이밍에서 SW1을 OFF하여, 정전류를 정하는 R3'을 R3에 순간에 전환해서, 정전류 구동 회로의 OFF 지연에 의한 전류가 게이트 회로에 대하여 영향을 주지 않도록 동작시킨다.
구체적으로는, 정전류의 정지 타이밍과 동시에 「전환」 신호를 OFF시켜 SW1을 OFF하고, Q1의 OFF 지연을 고려한 시간 경과 후, 전류를 억제한 상태로부터 본래의 구동 전류를 얻을 수 있는 상태로 조속히 복귀시키기 때문에, OFF 지연 시간을 고려한 후, 「전환」 신호를 ON으로 하여 SW1을 ON시킨다. 이에 따라, Q1의 OFF 지연을 개선할 수 있다.
이 때
R3>>R3'
로 하고, R3은 게이트 OFF 저항보다도 훨씬 큰 값으로 한다.
R3을 사용하지 않은 것도 가능하지만, R3에 값을 갖게 함으로써 Q1의 OFF 상태를 확실한 것으로 하여, Q1의 귀환 용량인 CEB에 안정한 초기 상태를 부여한다. 이것에 의해, 다음에 게이트를 정전류로 ON시키는 타이밍에서, Q1의 CEB가 불안정한 충전 상태에 따라 과도 전류 특성이 악화되는 것을 방지하여, 정전류 펄스 게이트 구동 회로(2)의 고속 정전류 특성을 안정화하는 것이 가능해진다.
(실시예 5)
그런데, 턴 ON 동작에 있어서, 스위칭 디바이스(1)에 과전류가 흐른 경우, 제어 회로가 긴급 정지를 지시하기 전에 외부에 구성한 고속 보호 회로에 의해 강제적으로 게이트를 OFF 천이시키는 구성 등을 채용하는 경우가 있다. 이 때, 전술한 각 실시예에 있어서의 판정/전환 회로(4) 등에서는, 일단은 정전압 구동으로 전환되지만, 고속 보호 회로 등에 의해, 게이트 전압이 저하하여, 재차 정전류 구동으로 되는 경우가 있다. 그리고, 고속 보호 회로의 회로 정수와, 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 회로 정수에 따라서는 재차 게이트 전압이 상승하여, 고속 보호 회로의 기능을 저해할 우려가 있다.
본 실시예 5는, 이상의 불량을 해소하는 것으로, 전술한 판정/전환 회로(4) 등에서 사용하는 제 1 판정 회로(41) 및 제 2 판정 회로(42)에 이른바 히스테리시스 특성을 갖게 하고 있다.
즉, 도 24는 제 1 판정 회로(41)에 제 1 설정값 변경 회로(51)를 마련한 것이다. 게이트 전압이 제 1 설정값(VH : 미러 전압의 편차 최대값 이상의 값을 설정)을 초과하여, 비교기의 출력이 "L"로부터 "H"로 상승하면, Q51이 ON되어 제 1 설정값이 소정량 저감된다.
도 25는 제 2 판정 회로(42)에 제 2 설정값 변경 회로(52)를 마련한 것이다. 게이트 전압이 제 2 설정값(VL : Vth 최소 전압 이하의 값을 설정) 미만으로 되어, 비교기의 출력이 "L"로부터 "H"로 상승하면, Q52가 OFF되어 제 2 설정값이 소정량 증대한다.
이에 따라, 정전류로부터 정전압으로 전환되는 게이트 전압에 있어서, 게이트 구동 조건 전환시에 전술한 바와 같은 문제나, 게이트 전압의 VH 판정 전압 부근에서의 변동에 의한 이상(異常)의 정전류 구동, 저전압 구동 전환 편차 등을 방지할 수 있다.
(실시예 6)
도 26은 실시예 6에 있어서의 판정 회로(43)를 나타내는 것으로, 설정값 변경 회로(53)를 마련하고 있다. 전술한 실시예 5에서의 히스테리시스 특성의 상한값을 VH(미러 전압의 편차 최대값 이상의 값), 하한값을 VL(Vth 최소 전압 이하의 값)로 설정함으로써, 1개의 판정 회로(43)에서 VH 판정과 VL 판정을 출력하는 것이다.
즉, 턴 온 동작에 있어서, 게이트 전압이 VH를 초과하면 비교기의 출력이 "L"로부터 "H"로 상승하여 VH 판정을 출력해서, 정전류 구동으로부터 정전압 구동으로 전환한다. 동시에, Q53이 ON되어 설정값이 VL로 변경된다. 턴 오프 동작에 있어서, 게이트 전압이 VL 미만으로 되면, 비교기의 출력이 "H"로부터 "L"로 하강하여 VL 판정을 출력해서, 정전류 구동으로부터 정전압 구동으로 전환된다. 동시 에, Q53이 OFF되어 설정값이 VH로 변경된다.
이에 따라, 게이트 구동 1펄스당 1회의 정전류 구동으로 제한할 수 있어, 아암 단락이나, 과부하 보호 동작에 있어서, 외부의 게이트 제한 회로의 동작에 의한 게이트 전압의 저하시, 재차 정전류 펄스 게이트 구동 회로로부터 전류가 공급된다고 하는 오동작을 방지할 수 있다.
또한, 실시예 1에서는 2개 회로가 필요한 비교 회로(도 5 참조)를 1개의 회로로 할 수 있다.
또, 상기의 예에서는, 회로의 설명상 비교기의 동작을 액티브 H에서 설명했는데, 당연한 일이지만, 비교기의 출력을 액티브 L로 하고, 그 좌기(左記)의 논리 회로를 수정함으로써, 동일한 효과를 얻을 수 있다.
액티브 L에서 설계하는 예로서는, 예를 들면, 범용의 아날로그 비교기 IC를 사용하는 경우에 있어서, 아날로그 비교기 IC의 대부분은 출력 단자가 오픈 콜렉터 형태로 되어 있다. 그 때문에, 액티브 H보다 액티브 L쪽이 출력 신호의 천이가 고속으로 되는 예가 있다. 이와 같은 경우에 있어서는, 액티브 L 동작을 선택하여 설계함으로써 동작의 지연이 방지된다.
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 게이트 구동 장치의 전체 구성도,
도 2는 실시예 1에 따른 게이트 구동 장치의 동작을 설명하기 위한 파형도,
도 3은 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21)의 회로도,
도 4는 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-1)의 회로도,
도 5는 판정/전환 회로(4)의 회로도,
도 6은 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-2)의 회로도,
도 7은 ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로(21-3)의 회로도,
도 8은 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22)의 회로도,
도 9는 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-1)의 회로도,
도 10은 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-2)의 회로도,
도 11은 OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로(22-3)의 회로도,
도 12는 본 발명의 실시예 1에 따른 게이트 구동 장치의 제 2 예를 나타내는 전체 구성도,
도 13은 게이트 구동 장치의 제 2 예에 사용하는 판정/전환 회로(4')의 회로도,
도 14는 본 발명의 실시예 1에 따른 게이트 구동 장치의 제 3 예를 나타내는 전체 구성도,
도 15는 게이트 구동 장치의 제 3 예에 사용하는 판정/전환 회로(4")의 회로도,
도 16은 본 발명의 실시예 2에 따른 게이트 구동 장치의 일부 구성도,
도 17은 전압 제한 회로(5)의 회로도,
도 18은 본 발명의 실시예 2에 따른 게이트 구동 장치의 전체 구성도,
도 19는 본 발명의 실시예 3에 따른 소자 편차의 개선 회로예 1,
도 20은 본 발명의 실시예 3에 따른 소자 편차의 개선 회로예 2,
도 21은 본 발명의 실시예 4에 따른 전류 전환부(211)의 회로도,
도 22는 본 발명의 실시예 4에 따른 전류 전환부(221)의 회로도,
도 23은 본 발명의 실시예 4에 따른 동작 설명을 위한 파형도,
도 24는 본 발명의 실시예 5에 따른 제 1 판정 회로(41)의 회로도,
도 25는 본 발명의 실시예 5에 따른 제 2 판정 회로(42)의 회로도,
도 26은 본 발명의 실시예 6에 따른 판정 회로(43)의 회로도,
도 27은 종래의 게이트 구동 회로의 구성예,
도 28은 종래의 게이트 구동 회로의 동작 상태를 나타내는 파형도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 스위칭 디바이스
2, 2', 2" : 정전류 펄스 게이트 구동 회로
3 : 정전압 펄스 게이트 구동 회로
4, 4', 4" : 판정/전환 회로
5 : 전압 제한 회로
21, 21-1~3 : ON 정전류 펄스 게이트 구동 회로
22, 22-1~3 : OFF 정전류 펄스 게이트 구동 회로
41 : 제 1 판정 회로
42 : 제 2 판정 회로
43 : 판정 회로
51 : 제 1 설정값 변경 회로
52 : 제 2 설정값 변경 회로
53 : 설정값 변경 회로
211, 221 : 전류 전환부

Claims (9)

  1. 전압 구동형의 스위칭 디바이스의 게이트에 접속되고, 온/오프 게이트 제어 신호에 근거하여 상기 스위칭 디바이스를 턴 온/턴 오프(turn on/turn off)시키는 게이트 신호를 상기 게이트에 출력하는 게이트 구동 장치에 있어서,
    상기 턴 온 동작 및 상기 턴 오프 동작 중 어느 한쪽 또는 양쪽을 위한 상기 게이트 구동 장치로서,
    상기 게이트 신호를 정전류로 출력하는 정전류 펄스 게이트 구동 회로, 상기 게이트 신호를 정전압으로 출력하는 정전압 펄스 게이트 구동 회로, 상기 온/오프 게이트 제어 신호 및 상기 스위칭 디바이스의 게이트 전압에 근거하여, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 동작과 상기 정전압 펄스 게이트 구동 회로의 동작의 전환을 행하는 판정 전환 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 판정 전환 회로는,
    상기 게이트의 전압을 검출하는 게이트 전압 검출 회로,
    상기 게이트 전압과 소정의 제 1 설정값의 대소를 판정하는 제 1 판정 회로,
    상기 게이트 전압과 소정의 제 2 설정값의 대소를 판정하는 제 2 판정 회로, 및
    상기 턴 온 동작에서는, 먼저, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 제 1 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 1 설정값을 초과했다고 판정했을 때 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로로 바꾸어 상기 정전압 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 턴 오프 동작에서는, 먼저, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 제 2 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 2 설정값 미만이라고 판정했을 때 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로로 바꾸어 상기 정전압 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하는 전환 회로
    를 구비한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 턴 온 동작에서 상기 제 1 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 1 설정값을 초과했다고 판정했을 때 상기 제 1 판정 회로의 상기 제 1 설정값을 소정량 저감한 설정값으로 변경하는 제 1 설정값 변경 회로, 및 상기 턴 오프 동작에서 상기 제 2 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 2 설정값 미만이라고 판정했을 때 상기 제 2 판정 회로의 상기 제 2 설정값을 소정량 증대한 설정값으로 변경하는 제 2 설정값 변경 회로를 구비한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 판정 전환 회로는,
    상기 게이트의 전압을 검출하는 게이트 전압 검출 회로,
    상기 게이트 전압과 소정의 제 1 설정값의 대소를 판정하는 판정 회로,
    상기 턴 온 동작에서 상기 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 1 설정값을 초과했다고 판정했을 때 상기 판정 회로의 상기 제 1 설정값을 소정의 제 2 설정값으로 변경하는 설정값 변경 회로, 및
    상기 턴 온 동작에서는, 먼저, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 1 설정값을 초과했다고 판정했을 때 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로로 바꾸어 상기 정전압 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 턴 오프 동작에서는, 먼저, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하고, 상기 판정 회로에 의해 상기 게이트 전압이 상기 제 2 설정값 미만이라고 판정했을 때 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로로 바꾸어 상기 정전압 펄스 게이트 구동 회로를 상기 게이트에 접속하는 전환 회로
    를 구비한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 게이트 구동 장치에 의해서 구동되는 상기 스위칭 디바이스가 복수개로 구성되고, 상기 각 스위칭 디바이스의 미러 전압 및 게이트 임계값 전압이 각각 최대값부터 최소값까지의 편차를 갖는 경우,
    상기 제 1 설정값은 상기 미러 전압의 최대값 이상의 값으로 설정하고, 상기 제 2 설정값은 상기 게이트 임계값 전압의 최소값 이하의 값으로 설정한 것
    을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 제어 전원의 전압을 상기 정전압 펄스 게이트 구동 전원의 제어 전원의 전압보다 높게 설정한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로와 상기 스위칭 디바이스의 게이트 사이에 삽입되고, 상기 게이트 전압을 소정의 전압값 이하로 제한하는 전압 제한 회로를 구비한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로를 구성하는 반도체 디바이스와 동일한 칩 상에 상기 반도체 디바이스에 접속된 보상용 반도체 디바이스를 구비하며, 상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로의 정전류 출력의 온도 변화에 따른 변동을 억제하도록 한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 정전류 펄스 게이트 구동 회로는 그 정전류 출력의 값을 전환하는 전류 전환 회로를 구비한 것을 특징으로 하는 게이트 구동 장치.
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