JP3680722B2 - Ｉｇｂｔの過電流保護回路 - Google Patents
Ｉｇｂｔの過電流保護回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3680722B2 JP3680722B2 JP2000285226A JP2000285226A JP3680722B2 JP 3680722 B2 JP3680722 B2 JP 3680722B2 JP 2000285226 A JP2000285226 A JP 2000285226A JP 2000285226 A JP2000285226 A JP 2000285226A JP 3680722 B2 JP3680722 B2 JP 3680722B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- igbt
- overcurrent
- gate
- current
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＩＧＢＴの過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor,ＩＧＢＴと略記)は高耐電圧を持ち、大電流を高速にスイッチングできるため、インバータ回路等に広く用いられている。これらのインバータ回路における異常事態として、直流電源がＩＧＢＴにより短絡され、ＩＧＢＴに過大な電流が流れる、いわゆる短絡事故がある。ＩＧＢＴはこの短絡時にも破壊することなく短絡電流を遮断することが望まれている。そのためＩＧＢＴの過電流を検出して、過電流時にはＩＧＢＴをオフする過電流保護回路が広く用いられている。このときの電流減少率ｄｉ／ｄｔは、ＩＧＢＴが高速なスイッチング特性を持つために非常に大きな値となる。そのために配線のインダクタンスＬによる跳ね上がり電圧Ｌｄｉ／ｄｔが非常に大きくなり、ＩＧＢＴが過電圧破壊するという問題がある。
【０００３】
この問題を解決する従来技術として、特許第２８９２８１５号等がある。この従来技術は過電流遮断時に、ＩＧＢＴのゲート電圧を段階的に低減させるものである。これにより緩やかなスイッチングを実現し、過電流遮断時のｄｉ／ｄｔを低減して、過電圧破壊を防止している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータ回路では通常ＩＧＢＴに並列してスナバ回路が設けられ、過電圧保護等の機能を果たしていた。しかし最近は小型化，低価格化のために、スナバ回路を設けないスナバレスインバータが増えてきている。スナバレスインバータでは過電圧の発生を最小限に抑えるために、配線のインダクタンスを極力減らすように設計されている。ところが配線のインダクタンスは、過電流発生時の電流上昇率ｄｉ／ｄｔを抑える機能があるため、スナバレスインバータでは非常に大きなｄｉ／ｄｔとなってしまう。そのためＩＧＢＴの電流は短時間に上昇し、前記の従来技術のような緩やかなスイッチングでは、遮断動作に移行する以前に過電流破壊するという新たな問題が発生する。
【０００５】
そこで本発明は過電流発生時おける、過電流を抑え、かつ遮断時の電流減少率ｄｉ／ｄｔを抑えて、ＩＧＢＴの過電圧破壊を防止することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明による過電流保護回路では、ＩＧＢＴが過電流状態となると、まずＩＧＢＴのゲート電圧をゲート電流増大手段により設定値まで低減してスイッチング動作を速やかに開始させる。その後はゲート電圧は設定値を保持して、比較的緩やかなスイッチングを実現して、遮断時のｄｉ／ｄｔをおさえて過電圧破壊を防止する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図を示す。駆動回路１３は入力端子Ｔ１から入力される信号によりＩＧＢＴをオンオフさせる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態になると過電流検出信号を出力する。ゲート電圧保持手段１４は過電流が検出されるとＩＧＢＴのゲート電圧を設定値に保持する。またゲート電流増大手段１５は過電流検出信号出力後、ゲート電圧が速やかに設定値になるように一時的にＩＧＢＴのゲート電流を増大する。
【０００８】
ここでゲート電圧の設定値はＩＧＢＴのゲートしきい値電圧と同程度としている。従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値程度となり、速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値を保持するためＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。遅延回路１２は過電流発生後所定の時間経過した後にゲート駆動回路を動作させて、ＩＧＢＴを安定したオフ状態へと移行させる。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【０００９】
図２は本発明の図１の実施例の具体的な回路例を示す。図３には図１の実施例における過電流時の保護動作波形を示す。図中の実線は実施例の過電流保護回路の動作波形を示し、点線は従来の保護回路による動作波形を示している。IGBTは入力端子Ｔ１に入力されるオンオフ信号により駆動される。オンオフ信号がハイになるとトランジスタＱ３はオンとなり、トランジスタＱ２がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ３を介した電流が流れて、ゲート電圧が０Ｖまで低下してオフ状態となる。逆にオンオフ信号がローとなるとトランジスタＱ３はオフとなり、トランジスタＱ１がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ２を介して電流が流れて、ゲート電圧が電源電圧Ｅ１まで上昇してオン状態となる。
【００１０】
ここで時刻ｔ１にＩＧＢＴがオン状態となり、そのまま過電流状態になったとする。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態であると判定して時刻ｔ２に過電流検出信号を出力する。この過電流信号により、トランジスタＱ４がオンする。このときコンデンサＣ１は充電されていないために、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は電源電圧Ｅ１から急激に低下する。これによりトランジスタＱ２がオンしてＩＧＢＴに大きなゲート電流が流れる。その後コンデンサＣ１は抵抗Ｒ４を介した電流により徐々に充電されていく。それに従いＱ１，Ｑ２のゲート電圧が再び上昇しＩＧＢＴのゲート電流は減少していく。そしてＱ１，Ｑ２のゲート電圧は、Ｒ４とＲ５の抵抗値の比率で決まる電圧で一定となり、IGBTのゲート電圧もこの値Ｖset で一定となる。
【００１１】
ここで抵抗Ｒ４，Ｒ５の比率は、Ｖset が、ＩＧＢＴのしきい値電圧とほぼ一致するように設定している。またＣ１が充電された時点でＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値近くまで減少するようにＣ１の容量及び充電の時定数を設定している。
【００１２】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後速やかにＶset 近くまで低下する。従って、ＩＧＢＴの多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始する。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はＶset を保持するため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。
【００１３】
その後時刻ｔ３になると遅延回路１２は過電流信号をＯＲ回路１６に出力する。これにより通常のオフ時と同じ動作によりＩＧＢＴのゲート電圧が０Ｖまで低下して安定したオフ状態へと移行する。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００１４】
図４に本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図を示す。駆動回路１３は入力端子Ｔ１から入力される信号によりＩＧＢＴをオンオフさせる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態になると過電流検出信号を出力する。ゲート電圧保持手段１４は過電流が検出されるとＩＧＢＴのゲート電圧を設定値に保持する。ゲート電流増大手段１５は過電流検出信号後、速やかに設定値に近付くように一時的にＩＧＢＴのゲート電流を増大する。またゲート電流抑制手段１７はゲート電流増大手段１５が動作した後にゲートの電流を抑制し、ゲート電圧が緩やかに設定値まで減少していくようにゲート電流を抑制する。
【００１５】
ここでゲート電圧の設定値はＩＧＢＴのしきい値電圧が素子によりばらつくことを考慮し、その下限値と同程度としている。またゲート電流増大手段が動作直後のゲート電圧を、しきい値電圧のばらつきの上限値となるように設定している。
【００１６】
従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値の上限値程度となり、その後ＩＧＢＴは速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はゲート電流抑制手段の作用により、徐々にしきい値電圧の下限値まで低下していく。したがって、しきい値が異なるＩＧＢＴの場合でも、この期間に必ずゲート電圧はしきい値電圧以下まで低下することになり、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。これにより特性にばらつきをもつＩＧＢＴでも同じ保護回路で安全に保護することが可能である。遅延回路１２は過電流発生後所定の時間経過した後にゲート駆動回路を動作させて、ＩＧＢＴを安定したオフ状態へと移行させる。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００１７】
図５は本発明の図４の実施例の具体的な回路例を示す。図６には図４の実施例における過電流時の保護動作波形を示す。図中の実線は本発明の過電流保護回路の動作波形を示し、点線は従来の保護回路による動作波形を示している。IGBTは入力端子Ｔ１に入力されるオンオフ信号により駆動される。オンオフ信号がハイになるとトランジスタＱ３はオンとなり、トランジスタＱ２がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ３を介した電流が流れて、ゲート電圧が０Ｖまで低下してオフ状態となる。逆にオンオフ信号がローとなるとトランジスタＱ３はオフとなり、トランジスタＱ１がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ２を介して電流が流れて、ゲート電圧が電源電圧Ｅ１まで上昇してオン状態となる。
【００１８】
ここで時刻ｔ１にＩＧＢＴがオン状態となり、そのまま過電流状態になったとする。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態であると判定して時刻ｔ２に過電流検出信号を出力する。この過電流信号により、トランジスタＱ４がオンする。このときコンデンサＣ１は充電されていないために、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は電源電圧Ｅ１から急激に低下する。これによりトランジスタＱ２がオンしてＩＧＢＴに大きなゲート電流が流れる。その後コンデンサＣ１は抵抗Ｒ４を介した電流により徐々に充電されていく。それに従いトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧が再び上昇しＩＧＢＴのゲート電流は減少していく。
【００１９】
コンデンサＣ２は過電流発生時には電源電圧Ｅ１まで充電されている。トランジスタＱ４がオンすると、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ６，トランジスタＱ２を介して放電する。この時放電の時定数をコンデンサＣ１の充電速度より遅く設定する。これにより、コンデンサＣ１により大きなゲート電流が流れた後、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧はコンデンサＣ２の放電とともに緩やかに低下していく。その後、コンデンサＣ２が放電されると、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の抵抗値の比率で決まる電圧で一定となり、ＩＧＢＴのゲート電圧も、この値Ｖset で一定となる。
【００２０】
ここで抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の比率は、Ｖset が、ＩＧＢＴのしきい値が素子によりばらつくことを考慮し、その下限値に設定している。またコンデンサＣ１によりゲートに大きな電流が流れた後のゲート電圧がＩＧＢＴのしきい値のばらつきの上限値となるように設定している。
【００２１】
従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値の上限値程度となり、その後ＩＧＢＴは速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はコンデンサＣ２の放電とともに、徐々にしきい値電圧の下限値まで低下していく。したがって、しきい値が異なるＩＧＢＴの場合でも、この期間にゲート電圧は必ずしきい値電圧以下まで低下することになり、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。これにより特性にばらつきをもつＩＧＢＴでも同じ保護回路で安全に保護することが可能である。
【００２２】
その後時刻ｔ３になると遅延回路１２は過電流信号をＯＲ回路１３に出力する。これにより通常のオフ時と同じ動作によりＩＧＢＴのゲート電圧が０Ｖまで低下して安定したオフ状態へと移行する。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００２３】
図７は本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴのゲート駆動回路のブロック図を示す。過電流検出回路１１はＩＧＢＴの電流が過電流となると検出信号を出力する。信号作成手段３２は過電流検出信号あるいは入力端子Ｔ１からのオンオフ信号を受けてゲート電流指令信号を出力する。定電流源３１はゲート電流指令信号に応じたゲート電流をＩＧＢＴのゲートに供給する。ここで過電流が検出した場合、信号作成手段３２はゲート電圧がしきい値電圧程度まで低下するまでの期間大きなゲート電流指令を出力する。その後は小さな電流指令を出力する。
【００２４】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後速やかにしきい値電圧まで低下する。これによりＩＧＢＴに多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始することができる。その後はＩＧＢＴのゲート電流が小さくゲート電圧がほぼ一定となるため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、IGBTの過電圧破壊が防止される。
【００２５】
図８は本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴのゲート駆動回路の回路図を示す。抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３，オペアンプＯ１，Ｏ２により定電流回路を構成している。また抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１は定電圧回路を構成している。信号作成手段３２はこれらの定電流源，定電圧回路に指令を与えてる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴの電流が過電流となると検出信号を出力する。信号作成手段３２は過電流検出信号が出力されるとオペアンプＯ２にゲート電流指令信号を出力する。オペアンプＯ２はこの指令信号に応じた電流がＲ１３を介してＩＧＢＴのゲートに流れるようにスイッチング素子Ｑ１３を駆動する。ここでゲート電流指令はゲート電圧がしきい値電圧程度まで低下するまでの期間大きな値とし、その後は小さな電流指令を出力する。その後信号作成手段はＱ１１を駆動してＩＧＢＴを安定したオフ状態を保つ。
【００２６】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後瞬時にしきい値電圧まで低下する。これによりＩＧＢＴに多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始することができる。その後はＩＧＢＴのゲート電流が小さくゲート電圧がほぼ一定となるため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、IGBTの過電圧破壊が防止される。
【００２７】
このときゲート電流の切換えはＩＧＢＴのゲート電圧を検出して行っているが、所定の時間経過した後に切換えても良い。また実施例では、過電流時のみならず、通常のオンオフ制御時にもゲート電流を任意に制御することができる。従って、通常のスイッチング時の電流変化率ｄｉ／ｄｔや電圧変化率ｄＶ／ｄｔや跳ね上がり電圧を任意に制御することができる。通常ｄｉ／ｄｔやｄＶ／ｄｔや跳ね上がり電圧を抑制すると損失の増加を招くが、実施例では電流や電圧が変化する期間のみゲート電流を抑えるために損失の増加は最小限に抑えられる。
【００２８】
図９は本発明の第４の実施例であるスナバレスインバータの回路図を示す。一部省略しているが、ＩＧＢＴ Ｕ〜Ｚにはすべて本発明の第１もしくは第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路もしくは第３の実施例であるゲート駆動回路が接続されている。直列接続されたＩＧＢＴ例えばＵとＸが過って同時にオンする短絡事故がおこると、電源電圧Ｅ２を配線のインダクタンスＬ１で割った値で表される、電流上昇率ｄｉ／ｄｔ＝Ｅ２／Ｌ１をもつ過電流がＩＢＧＴに流れる。スナバレスインバータでは通常、配線のインダクタンスＬ１は従来のスナバ回路のあるインバータにくらべ非常に小さくなっている。そのため、電流上昇率ｄｉ／ｄｔが非常に大きくなる。しかし本実施例では過電流発生後、ただちにスイッチングを開始することが出来るため、過電流による破壊を防止することができる。また同時に遮断時の跳ね上がり電圧も低く押さえることができるため、過電圧による破壊も防止される。
【００２９】
【発明の効果】
このように本発明によれば、過電流によるＩＧＢＴの破壊を防止できる。また配線のインダクタンスによる跳ね上がり電圧によるＩＧＢＴの破壊を防止できる。さらに本発明によればＩＧＢＴの特性にばらつきがある場合でも、安全にIGBTを保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図２】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図３】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の動作波形。
【図４】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図５】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図６】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の動作波形。
【図７】本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図８】本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図９】本発明の第４の実施例であるスナバレスインバータ。
【符号の説明】
１１…過電流検出回路、１２…遅延回路、１３…ＩＧＢＴの駆動回路、１４…ゲート電圧保持手段、１５…ゲート電流増大手段、１６…ＯＲ回路、１７…ゲート電流抑制手段、２０…過電流時ゲート制御回路、３１…定電流源、３２…信号作成手段、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１…ダイオード、Ｅ１，Ｅ２…直流電源、ＩＧＢＴ…ＩＧＢＴ素子、Ｑ１〜４，Ｑ１０〜１３…スイッチング素子、Ｒ１〜７，Ｒ１０〜１３…抵抗入力端子、ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ…インバータ出力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ…ＩＧＢＴ、Ｖset …設定電圧、インバータ出力端子。
【発明の属する技術分野】
本発明はＩＧＢＴの過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor,ＩＧＢＴと略記)は高耐電圧を持ち、大電流を高速にスイッチングできるため、インバータ回路等に広く用いられている。これらのインバータ回路における異常事態として、直流電源がＩＧＢＴにより短絡され、ＩＧＢＴに過大な電流が流れる、いわゆる短絡事故がある。ＩＧＢＴはこの短絡時にも破壊することなく短絡電流を遮断することが望まれている。そのためＩＧＢＴの過電流を検出して、過電流時にはＩＧＢＴをオフする過電流保護回路が広く用いられている。このときの電流減少率ｄｉ／ｄｔは、ＩＧＢＴが高速なスイッチング特性を持つために非常に大きな値となる。そのために配線のインダクタンスＬによる跳ね上がり電圧Ｌｄｉ／ｄｔが非常に大きくなり、ＩＧＢＴが過電圧破壊するという問題がある。
【０００３】
この問題を解決する従来技術として、特許第２８９２８１５号等がある。この従来技術は過電流遮断時に、ＩＧＢＴのゲート電圧を段階的に低減させるものである。これにより緩やかなスイッチングを実現し、過電流遮断時のｄｉ／ｄｔを低減して、過電圧破壊を防止している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータ回路では通常ＩＧＢＴに並列してスナバ回路が設けられ、過電圧保護等の機能を果たしていた。しかし最近は小型化，低価格化のために、スナバ回路を設けないスナバレスインバータが増えてきている。スナバレスインバータでは過電圧の発生を最小限に抑えるために、配線のインダクタンスを極力減らすように設計されている。ところが配線のインダクタンスは、過電流発生時の電流上昇率ｄｉ／ｄｔを抑える機能があるため、スナバレスインバータでは非常に大きなｄｉ／ｄｔとなってしまう。そのためＩＧＢＴの電流は短時間に上昇し、前記の従来技術のような緩やかなスイッチングでは、遮断動作に移行する以前に過電流破壊するという新たな問題が発生する。
【０００５】
そこで本発明は過電流発生時おける、過電流を抑え、かつ遮断時の電流減少率ｄｉ／ｄｔを抑えて、ＩＧＢＴの過電圧破壊を防止することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明による過電流保護回路では、ＩＧＢＴが過電流状態となると、まずＩＧＢＴのゲート電圧をゲート電流増大手段により設定値まで低減してスイッチング動作を速やかに開始させる。その後はゲート電圧は設定値を保持して、比較的緩やかなスイッチングを実現して、遮断時のｄｉ／ｄｔをおさえて過電圧破壊を防止する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図を示す。駆動回路１３は入力端子Ｔ１から入力される信号によりＩＧＢＴをオンオフさせる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態になると過電流検出信号を出力する。ゲート電圧保持手段１４は過電流が検出されるとＩＧＢＴのゲート電圧を設定値に保持する。またゲート電流増大手段１５は過電流検出信号出力後、ゲート電圧が速やかに設定値になるように一時的にＩＧＢＴのゲート電流を増大する。
【０００８】
ここでゲート電圧の設定値はＩＧＢＴのゲートしきい値電圧と同程度としている。従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値程度となり、速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値を保持するためＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。遅延回路１２は過電流発生後所定の時間経過した後にゲート駆動回路を動作させて、ＩＧＢＴを安定したオフ状態へと移行させる。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【０００９】
図２は本発明の図１の実施例の具体的な回路例を示す。図３には図１の実施例における過電流時の保護動作波形を示す。図中の実線は実施例の過電流保護回路の動作波形を示し、点線は従来の保護回路による動作波形を示している。IGBTは入力端子Ｔ１に入力されるオンオフ信号により駆動される。オンオフ信号がハイになるとトランジスタＱ３はオンとなり、トランジスタＱ２がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ３を介した電流が流れて、ゲート電圧が０Ｖまで低下してオフ状態となる。逆にオンオフ信号がローとなるとトランジスタＱ３はオフとなり、トランジスタＱ１がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ２を介して電流が流れて、ゲート電圧が電源電圧Ｅ１まで上昇してオン状態となる。
【００１０】
ここで時刻ｔ１にＩＧＢＴがオン状態となり、そのまま過電流状態になったとする。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態であると判定して時刻ｔ２に過電流検出信号を出力する。この過電流信号により、トランジスタＱ４がオンする。このときコンデンサＣ１は充電されていないために、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は電源電圧Ｅ１から急激に低下する。これによりトランジスタＱ２がオンしてＩＧＢＴに大きなゲート電流が流れる。その後コンデンサＣ１は抵抗Ｒ４を介した電流により徐々に充電されていく。それに従いＱ１，Ｑ２のゲート電圧が再び上昇しＩＧＢＴのゲート電流は減少していく。そしてＱ１，Ｑ２のゲート電圧は、Ｒ４とＲ５の抵抗値の比率で決まる電圧で一定となり、IGBTのゲート電圧もこの値Ｖset で一定となる。
【００１１】
ここで抵抗Ｒ４，Ｒ５の比率は、Ｖset が、ＩＧＢＴのしきい値電圧とほぼ一致するように設定している。またＣ１が充電された時点でＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値近くまで減少するようにＣ１の容量及び充電の時定数を設定している。
【００１２】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後速やかにＶset 近くまで低下する。従って、ＩＧＢＴの多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始する。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はＶset を保持するため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。
【００１３】
その後時刻ｔ３になると遅延回路１２は過電流信号をＯＲ回路１６に出力する。これにより通常のオフ時と同じ動作によりＩＧＢＴのゲート電圧が０Ｖまで低下して安定したオフ状態へと移行する。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００１４】
図４に本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図を示す。駆動回路１３は入力端子Ｔ１から入力される信号によりＩＧＢＴをオンオフさせる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態になると過電流検出信号を出力する。ゲート電圧保持手段１４は過電流が検出されるとＩＧＢＴのゲート電圧を設定値に保持する。ゲート電流増大手段１５は過電流検出信号後、速やかに設定値に近付くように一時的にＩＧＢＴのゲート電流を増大する。またゲート電流抑制手段１７はゲート電流増大手段１５が動作した後にゲートの電流を抑制し、ゲート電圧が緩やかに設定値まで減少していくようにゲート電流を抑制する。
【００１５】
ここでゲート電圧の設定値はＩＧＢＴのしきい値電圧が素子によりばらつくことを考慮し、その下限値と同程度としている。またゲート電流増大手段が動作直後のゲート電圧を、しきい値電圧のばらつきの上限値となるように設定している。
【００１６】
従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値の上限値程度となり、その後ＩＧＢＴは速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はゲート電流抑制手段の作用により、徐々にしきい値電圧の下限値まで低下していく。したがって、しきい値が異なるＩＧＢＴの場合でも、この期間に必ずゲート電圧はしきい値電圧以下まで低下することになり、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。これにより特性にばらつきをもつＩＧＢＴでも同じ保護回路で安全に保護することが可能である。遅延回路１２は過電流発生後所定の時間経過した後にゲート駆動回路を動作させて、ＩＧＢＴを安定したオフ状態へと移行させる。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００１７】
図５は本発明の図４の実施例の具体的な回路例を示す。図６には図４の実施例における過電流時の保護動作波形を示す。図中の実線は本発明の過電流保護回路の動作波形を示し、点線は従来の保護回路による動作波形を示している。IGBTは入力端子Ｔ１に入力されるオンオフ信号により駆動される。オンオフ信号がハイになるとトランジスタＱ３はオンとなり、トランジスタＱ２がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ３を介した電流が流れて、ゲート電圧が０Ｖまで低下してオフ状態となる。逆にオンオフ信号がローとなるとトランジスタＱ３はオフとなり、トランジスタＱ１がオンする。するとＩＧＢＴのゲートには抵抗Ｒ２を介して電流が流れて、ゲート電圧が電源電圧Ｅ１まで上昇してオン状態となる。
【００１８】
ここで時刻ｔ１にＩＧＢＴがオン状態となり、そのまま過電流状態になったとする。過電流検出回路１１はＩＧＢＴが過電流状態であると判定して時刻ｔ２に過電流検出信号を出力する。この過電流信号により、トランジスタＱ４がオンする。このときコンデンサＣ１は充電されていないために、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は電源電圧Ｅ１から急激に低下する。これによりトランジスタＱ２がオンしてＩＧＢＴに大きなゲート電流が流れる。その後コンデンサＣ１は抵抗Ｒ４を介した電流により徐々に充電されていく。それに従いトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧が再び上昇しＩＧＢＴのゲート電流は減少していく。
【００１９】
コンデンサＣ２は過電流発生時には電源電圧Ｅ１まで充電されている。トランジスタＱ４がオンすると、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ６，トランジスタＱ２を介して放電する。この時放電の時定数をコンデンサＣ１の充電速度より遅く設定する。これにより、コンデンサＣ１により大きなゲート電流が流れた後、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧はコンデンサＣ２の放電とともに緩やかに低下していく。その後、コンデンサＣ２が放電されると、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧は、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の抵抗値の比率で決まる電圧で一定となり、ＩＧＢＴのゲート電圧も、この値Ｖset で一定となる。
【００２０】
ここで抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７の比率は、Ｖset が、ＩＧＢＴのしきい値が素子によりばらつくことを考慮し、その下限値に設定している。またコンデンサＣ１によりゲートに大きな電流が流れた後のゲート電圧がＩＧＢＴのしきい値のばらつきの上限値となるように設定している。
【００２１】
従って、過電流が発生した直後に、ＩＧＢＴのゲート電圧はしきい値の上限値程度となり、その後ＩＧＢＴは速やかにスイッチングを開始する。そのため過電流によるＩＧＢＴの破壊が防止される。その後ＩＧＢＴのゲート電圧はコンデンサＣ２の放電とともに、徐々にしきい値電圧の下限値まで低下していく。したがって、しきい値が異なるＩＧＢＴの場合でも、この期間にゲート電圧は必ずしきい値電圧以下まで低下することになり、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、ＩＧＢＴの過電圧破壊が防止される。これにより特性にばらつきをもつＩＧＢＴでも同じ保護回路で安全に保護することが可能である。
【００２２】
その後時刻ｔ３になると遅延回路１２は過電流信号をＯＲ回路１３に出力する。これにより通常のオフ時と同じ動作によりＩＧＢＴのゲート電圧が０Ｖまで低下して安定したオフ状態へと移行する。このとき遅延回路の遅延時間はゲート電圧制御手段２０によりＩＧＢＴの電流が通常時の通電電流以下となる時間に設定し、ＩＧＢＴの破壊を防止している。
【００２３】
図７は本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴのゲート駆動回路のブロック図を示す。過電流検出回路１１はＩＧＢＴの電流が過電流となると検出信号を出力する。信号作成手段３２は過電流検出信号あるいは入力端子Ｔ１からのオンオフ信号を受けてゲート電流指令信号を出力する。定電流源３１はゲート電流指令信号に応じたゲート電流をＩＧＢＴのゲートに供給する。ここで過電流が検出した場合、信号作成手段３２はゲート電圧がしきい値電圧程度まで低下するまでの期間大きなゲート電流指令を出力する。その後は小さな電流指令を出力する。
【００２４】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後速やかにしきい値電圧まで低下する。これによりＩＧＢＴに多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始することができる。その後はＩＧＢＴのゲート電流が小さくゲート電圧がほぼ一定となるため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、IGBTの過電圧破壊が防止される。
【００２５】
図８は本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴのゲート駆動回路の回路図を示す。抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３，オペアンプＯ１，Ｏ２により定電流回路を構成している。また抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１は定電圧回路を構成している。信号作成手段３２はこれらの定電流源，定電圧回路に指令を与えてる。過電流検出回路１１はＩＧＢＴの電流が過電流となると検出信号を出力する。信号作成手段３２は過電流検出信号が出力されるとオペアンプＯ２にゲート電流指令信号を出力する。オペアンプＯ２はこの指令信号に応じた電流がＲ１３を介してＩＧＢＴのゲートに流れるようにスイッチング素子Ｑ１３を駆動する。ここでゲート電流指令はゲート電圧がしきい値電圧程度まで低下するまでの期間大きな値とし、その後は小さな電流指令を出力する。その後信号作成手段はＱ１１を駆動してＩＧＢＴを安定したオフ状態を保つ。
【００２６】
このためＩＧＢＴのゲート電圧は過電流発生後瞬時にしきい値電圧まで低下する。これによりＩＧＢＴに多大な過電流が流れて破壊する前に速やかにスイッチングを開始することができる。その後はＩＧＢＴのゲート電流が小さくゲート電圧がほぼ一定となるため、ＩＧＢＴは緩やかな電流下降率ｄｉ／ｄｔでオフ状態へと移行する。その結果配線のインダクタンスによる過電圧は抑制され、IGBTの過電圧破壊が防止される。
【００２７】
このときゲート電流の切換えはＩＧＢＴのゲート電圧を検出して行っているが、所定の時間経過した後に切換えても良い。また実施例では、過電流時のみならず、通常のオンオフ制御時にもゲート電流を任意に制御することができる。従って、通常のスイッチング時の電流変化率ｄｉ／ｄｔや電圧変化率ｄＶ／ｄｔや跳ね上がり電圧を任意に制御することができる。通常ｄｉ／ｄｔやｄＶ／ｄｔや跳ね上がり電圧を抑制すると損失の増加を招くが、実施例では電流や電圧が変化する期間のみゲート電流を抑えるために損失の増加は最小限に抑えられる。
【００２８】
図９は本発明の第４の実施例であるスナバレスインバータの回路図を示す。一部省略しているが、ＩＧＢＴ Ｕ〜Ｚにはすべて本発明の第１もしくは第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路もしくは第３の実施例であるゲート駆動回路が接続されている。直列接続されたＩＧＢＴ例えばＵとＸが過って同時にオンする短絡事故がおこると、電源電圧Ｅ２を配線のインダクタンスＬ１で割った値で表される、電流上昇率ｄｉ／ｄｔ＝Ｅ２／Ｌ１をもつ過電流がＩＢＧＴに流れる。スナバレスインバータでは通常、配線のインダクタンスＬ１は従来のスナバ回路のあるインバータにくらべ非常に小さくなっている。そのため、電流上昇率ｄｉ／ｄｔが非常に大きくなる。しかし本実施例では過電流発生後、ただちにスイッチングを開始することが出来るため、過電流による破壊を防止することができる。また同時に遮断時の跳ね上がり電圧も低く押さえることができるため、過電圧による破壊も防止される。
【００２９】
【発明の効果】
このように本発明によれば、過電流によるＩＧＢＴの破壊を防止できる。また配線のインダクタンスによる跳ね上がり電圧によるＩＧＢＴの破壊を防止できる。さらに本発明によればＩＧＢＴの特性にばらつきがある場合でも、安全にIGBTを保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図２】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図３】本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の動作波形。
【図４】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図５】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図６】本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の動作波形。
【図７】本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路のブロック図。
【図８】本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴの過電流保護回路の回路例。
【図９】本発明の第４の実施例であるスナバレスインバータ。
【符号の説明】
１１…過電流検出回路、１２…遅延回路、１３…ＩＧＢＴの駆動回路、１４…ゲート電圧保持手段、１５…ゲート電流増大手段、１６…ＯＲ回路、１７…ゲート電流抑制手段、２０…過電流時ゲート制御回路、３１…定電流源、３２…信号作成手段、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１…ダイオード、Ｅ１，Ｅ２…直流電源、ＩＧＢＴ…ＩＧＢＴ素子、Ｑ１〜４，Ｑ１０〜１３…スイッチング素子、Ｒ１〜７，Ｒ１０〜１３…抵抗入力端子、ＴＵ，ＴＶ，ＴＷ…インバータ出力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ…ＩＧＢＴ、Ｖset …設定電圧、インバータ出力端子。
Claims (3)
- ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路と、
ＩＧＢＴの過電流状態を検出する過電流検出回路と、
過電流発生時にＩＧＢＴのゲート電圧を制御する過電流時ゲート制御回路と、
を有するＩＧＢＴの過電流保護回路において、
前記過電流時ゲート制御回路は、
ゲート電圧を設定値に保持するゲート電圧保持手段と、
ゲート電圧を速やかに低下させるためにゲート電流を一時的に増大させるゲート電流増大手段と、
前記ゲート電流増大手段が動作した後にゲート電圧が前記設定値に緩やかに移行させるためのゲート電流抑制手段と、を有するＩＧＢＴの過電流保護回路。 - ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路と、
ＩＧＢＴの過電流状態を検出する過電流検出回路と、
過電流発生時にＩＧＢＴのゲート電圧を制御する過電流時ゲート制御回路と、
を有するＩＧＢＴの過電流保護回路において、
前記過電流時ゲート制御回路は、
過電流発生からＩＧＢＴのゲート電圧が所定の値に低下するまでの期間のゲート電流を、それ以降の期間より大きくするためのゲート電流増大手段と、
ゲート電圧が所定の値に達してからＩＧＢＴのコレクタ電圧が変化しなくなるまでの期間のゲート電流を他の期間より低く抑えるためのゲート電流抑制手段と、を有するIGBTの過電流保護回路。 - 請求項１または２に記載のＩＧＢＴの過電流保護回路を用いるスナバレスインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000285226A JP3680722B2 (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000285226A JP3680722B2 (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002095151A JP2002095151A (ja) | 2002-03-29 |
| JP3680722B2 true JP3680722B2 (ja) | 2005-08-10 |
Family
ID=18769331
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000285226A Expired - Fee Related JP3680722B2 (ja) | 2000-09-14 | 2000-09-14 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3680722B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2009792A2 (en) | 2007-06-27 | 2008-12-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Gate drive apparatus |
| WO2011052398A1 (ja) | 2009-10-26 | 2011-05-05 | 日産自動車株式会社 | スイッチング素子の駆動回路および電力変換装置 |
| US8766671B2 (en) | 2010-11-22 | 2014-07-01 | Denso Corporation | Load driving apparatus |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4000992B2 (ja) * | 2002-11-11 | 2007-10-31 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱装置 |
| JP4502177B2 (ja) | 2003-10-14 | 2010-07-14 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 出力回路 |
| KR101086974B1 (ko) * | 2009-03-03 | 2011-11-29 | 주식회사 엘지화학 | 전기구동차량의 릴레이 제어 장치 및 방법 |
| JP5252055B2 (ja) * | 2010-11-22 | 2013-07-31 | 株式会社デンソー | 負荷駆動装置 |
| JP5282782B2 (ja) * | 2010-12-14 | 2013-09-04 | 株式会社デンソー | スイッチング素子の駆動回路 |
| US20120242376A1 (en) * | 2011-03-24 | 2012-09-27 | Denso Corporation | Load drive apparatus and semiconductor switching device drive apparatus |
| JP5392291B2 (ja) * | 2011-04-12 | 2014-01-22 | 株式会社デンソー | 半導体スイッチング素子駆動装置 |
| JP2013005231A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Toyota Central R&D Labs Inc | 駆動装置 |
| JP5352708B2 (ja) * | 2012-05-09 | 2013-11-27 | 三菱電機株式会社 | ゲート駆動装置 |
| JP2014073006A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-04-21 | Panasonic Corp | 過電流保護装置及び電動工具 |
| JP5425292B2 (ja) * | 2012-11-14 | 2014-02-26 | 三菱電機株式会社 | ゲート駆動装置 |
| JP6402591B2 (ja) | 2014-10-31 | 2018-10-10 | 富士電機株式会社 | 半導体装置 |
| JPWO2023032430A1 (ja) * | 2021-09-03 | 2023-03-09 |
-
2000
- 2000-09-14 JP JP2000285226A patent/JP3680722B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2009792A2 (en) | 2007-06-27 | 2008-12-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Gate drive apparatus |
| US8138818B2 (en) | 2007-06-27 | 2012-03-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Gate drive apparatus |
| CN101335484B (zh) * | 2007-06-27 | 2012-05-30 | 三菱电机株式会社 | 栅极驱动装置 |
| WO2011052398A1 (ja) | 2009-10-26 | 2011-05-05 | 日産自動車株式会社 | スイッチング素子の駆動回路および電力変換装置 |
| US8513986B2 (en) | 2009-10-26 | 2013-08-20 | Nissan Motor Co., Ltd. | Driving circuit for switching element and power converter |
| US8766671B2 (en) | 2010-11-22 | 2014-07-01 | Denso Corporation | Load driving apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002095151A (ja) | 2002-03-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3141613B2 (ja) | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 | |
| JP3680722B2 (ja) | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 | |
| JP3886876B2 (ja) | 電力用半導体素子の駆動回路 | |
| US7368972B2 (en) | Power transistor control device | |
| US4949213A (en) | Drive circuit for use with voltage-drive semiconductor device | |
| JP6197685B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
| US7151401B2 (en) | Semiconductor apparatus | |
| JP5430608B2 (ja) | 半導体スイッチング素子駆動回路 | |
| CN108809059B (zh) | 半导体元件的驱动装置 | |
| JP4432215B2 (ja) | 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路 | |
| JP5761215B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
| EP0467681A2 (en) | Drive circuit for current sense IGBT | |
| JP3885563B2 (ja) | パワー半導体駆動回路 | |
| JP2005269446A (ja) | 電圧駆動型半導体素子用駆動回路 | |
| JP2002281761A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JP4779549B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路。 | |
| JP4967568B2 (ja) | 電圧駆動型素子のゲート駆動回路 | |
| JP4161737B2 (ja) | 半導体装置の駆動方法および装置 | |
| US5903181A (en) | Voltage-controlled transistor drive circuit | |
| JP4321491B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子の駆動装置 | |
| JP2913699B2 (ja) | 電圧駆動形半導体素子の駆動回路 | |
| JP2000324801A (ja) | 電圧制御形半導体素子の駆動回路 | |
| JP3661813B2 (ja) | 電圧駆動形半導体素子の駆動回路 | |
| JP3337796B2 (ja) | 電圧駆動形素子の駆動回路 | |
| JP2002359546A (ja) | 過電流保護装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050204 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050208 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050408 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050426 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050509 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080527 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090527 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100527 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110527 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110527 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120527 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120527 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130527 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130527 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |