CN102478875A - 负荷驱动装置 - Google Patents

Abstract

一种用于使用恒定电流驱动负荷的负荷驱动装置，包括分流电阻器(20)和驱动器电路(30)。对应于恒定电流的分路电流流过分流电阻器。驱动器电路连接到分流电阻器的第一终端以向负荷提供对应于分路电流的恒定电流。驱动器电路包括用于产生预定参考电压的参考电压源(32)。驱动器电路通过对分路电流的大小执行反馈控制来调整恒定电流的大小，以使对应于参考电压的第一电压和对应于分流电阻器的第一终端处的电压的第二电压变得彼此相等。

Description

负荷驱动装置

技术领域

本发明涉及用于使用恒定电流驱动负荷的负荷驱动装置。

背景技术

对应于JP-A-2009-11049的US 2009/0002054公开了用于使用恒定电流驱动开关设备(作为负荷)的栅极的栅极驱动器电路。在该栅极驱动器电路中，第一电阻器和第二电阻器的串联电路连接到电源，并且PNP晶体管的基极连接到第一电阻器和第二电阻器之间的节点上。此外，MOS晶体管连接到第二电阻器。此外，PNP晶体管的集电极通过第三电阻器被连接到电源，并且PNP晶体管的发射极连接到开关设备的栅极。

在栅极驱动器电路中，当MOS晶体管被导通时，PNP晶体管被导通，以使恒定电流可以通过第三电阻器和PNP晶体管从电源流到开关设备的栅极。这样，开关元件被导通。

然而，在所述栅极驱动器电路中，由于PNP晶体管的增益(即，放大系数)和正向电压Vf的温度依赖性，流向开关设备的恒定电流可以变化。因此，确保恒定电流的精确度是困难的。

此外，因为提供给负荷的恒定电流的大小取决于负荷的类型而变化，所以为需要最大恒定电流的负荷设计栅极驱动器电路。因此，栅极驱动器电路的成本增加了。

US 2009/0002054还公开了两个NPN晶体管连接在达林顿组态中来增大驱动速度。然而，这个配置消耗大量的电流，因为一个NPN晶体管的集电极连接到电源。

JP-3680722公开了另一种用于导通和关闭绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的恒定电流栅极驱动器电路。在该栅极驱动器电路中，构造有MOSFET和电阻器的恒定电流电路连接到IGBT的栅极的高压侧和低压侧中的每一个，并且通过运算放大器控制MOSFET的栅极电压，以控制流到IGBT的栅极的电流。然后，通过过电流检测电路检测在IGBT的集电极和发射极之间流过的电流。当检测过电流时过电流检测电路输出检测信号。检测信号被反馈以调整运算放大器的输出。因此，流到IGBT的栅极的电流被控制以使IGBT能够免受过电流的影响。

在JP-3680722中所公开的栅极驱动器电路中，恒定电流电路执行反馈控制来提高恒定电流的精确度。此外，恒定电流电路构造有MOSFET，可以提高驱动速度。然而，JP-3680722未能公开用于提高驱动速度的具体配置。

发明内容

考虑到以上所述，本发明的目标是提供一种负荷驱动装置，其用于向负荷提供精确的恒定电流，用于提高改变恒定电流的大小的灵活性，用于增大驱动速度和/或用于减少消耗电流。

根据本发明的第一方面，用于使用恒定电流驱动负荷的负荷驱动装置包括分流电阻器和驱动器电路。对应于恒定电流的分路电流流过分流电阻器。驱动器电路被连接到分流电阻器的第一终端以向负荷提供对应于分流的恒定电流。驱动器电路包括用于产生预定参考电压的参考电压源。驱动器电路通过对分路电流的大小执行反馈控制来调整恒定电流的大小，以使对应于参考电压的第一电压变得等于对应于分流电阻器的第一终端处的电压的第二电压。

根据本发明的第二方面，负荷驱动装置包括开关设备、达林顿电路、第一参考电压源、运算放大器和开关。开关元件具有用于接收恒定电流的控制终端。开关元件还具有第一和第二终端，用于在开关设备的控制终端接收到恒定电流时在它们之前传送负荷电流。达林顿电路包括第一晶体管、在达林顿组态中连接到第一晶体管的第二晶体管、连接到第一晶体管的第一终端以使恒定电流流过第一电阻器的感测电阻器、以及连接到第一晶体管的控制终端和第二晶体管的第一终端的上拉构件。第一晶体管和第二晶体管的第二终端连接到开关设备的控制终端。第一参考电压源产生参考电压。运算放大器具有用于接收对应于参考电压的第一电压的第一终端，和用于接收在感测电阻器和第一晶体管之间的第二电压的第二终端。运算放大器对流过感测电阻器的恒定电流执行反馈控制，以使第一电压变得等于第二电压。开关与上拉构件并联，并且被配置为将第一晶体管的控制终端连接到第一晶体管的第一终端以及从第一晶体管的第一终端断开。

根据本发明的第三方面，负荷驱动装置包括开关设备、达林顿电路、第一参考电压源、运算放大器、第一设备和串联电路。开关设备具有用于接收恒定电流的控制终端。开关设备还具有第一和第二终端，其用于在开关设备的控制终端接收到恒定电流时在它们之间传送负荷电流。达林顿电路包括第一晶体管、在达林顿组态中连接到第一晶体管的第二晶体管、连接到第一晶体管的第一终端以使恒定电流流过第一电阻器的感测电阻器、以及连接到第一晶体管的控制终端和第二晶体管的第一终端的上拉构件。第一晶体管的第二终端连接到开关设备的控制终端。第二晶体管的第二终端连接到地面电势。第一参考电压源产生参考电压。运算放大器具有用于接收对应于参考电压的第一电压的第一终端，和用于接收在感测电阻器和第一晶体管之间的第二电压的第二终端。运算放大器对流过感测电阻器的恒定电流执行反馈控制，以使第一电压变得等于第二电压。第一开关与上拉构件并联，并且被配置为将第一晶体管的控制终端连接到第一晶体管的第一终端以及从第一晶体管的第一终端断开。串联电路与第二电阻器并联，并且包括第三电阻器和与第二电阻器串联的第二开关。第二电阻器的电阻比第三电阻器的电阻大。

附图说明

根据以下描述和附图，上述及其他目的、特征和优点将变得更加显而易见，其中，在附图中相同的参考标号描述相同的元件。在附图中：

图1是根据本发明的第一实施例的负荷驱动装置的电路图；

图2是根据第一实施例的负荷驱动装置的时间图；

图3是根据第一实施例的修改的负荷驱动装置的电路图；

图4是根据本发明的第二实施例的负荷驱动装置的电路图；

图5A-C是根据本发明的第三实施例的负荷驱动装置的电路图；

图6A-C是根据本发明的第四实施例的负荷驱动装置的电路图；

图7A-C是根据本发明的第五实施例的负荷驱动装置的电路图；

图8是根据本发明的第六实施例的负荷驱动装置的电路图；

图9是根据第六实施例的修改的负荷驱动装置的电路图；

图10是根据本发明的第七实施例的负荷驱动装置的电路图；

图11是根据本发明的第八实施例的负荷驱动装置的电路图；

图12是图11的负荷驱动装置的时间图，其中，第一开关是无效的；

图13是图11的负荷驱动装置的时间图，其中，第一开关是有效的；

图14是根据本发明的第九实施例的负荷驱动装置的电路图；

图15是根据本发明的第十实施例的负荷驱动装置的电路图；

图16是根据本发明的第十一实施例的负荷驱动装置的电路图；

图17是根据本发明的第十二实施例的负荷驱动装置的电路图；

图18是根据本发明的第十三实施例的负荷驱动装置的电路图；

图19是根据本发明的第十四实施例的负荷驱动装置的电路图；

图20是根据本发明的第十五实施例的负荷驱动装置的电路图；

图21是本发明人研究的负荷驱动装置的电路图；

图22是根据本发明的第十六实施例的负荷驱动装置的电路图；

图23是图11的负荷驱动装置的时间图；

图24是图22的负荷驱动装置的时间图，其中，基于从控制信号被输入到计时器起的消逝时间切换第二开关；

图25是图22的负荷驱动装置的时间图，其中，基于开关设备的栅极电压切换第二开关；

图26是根据本发明的第十七实施例的负荷驱动装置的电路图；

图27是根据本发明的第十八实施例的负荷驱动装置的电路图；

图28是根据本发明的第十九实施例的负荷驱动装置的电路图；

图29是根据实施例的修改的负荷驱动装置的电路图；以及

图30是根据实施例的另一个修改的负荷驱动装置的电路图。

具体实施方式

(第一实施例)

下面参照图1描述根据本发明的第一实施例的负荷驱动装置。

负荷驱动装置被配置为使用恒定电流Ic来驱动负荷10。例如，负荷10可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、功率MOSFET、电容负荷或者电阻负荷。根据第一实施例，负荷10是IGBT。负荷10被连接到诸如发动机等的另一个负荷上，并且另一个负荷被负荷10驱动。

如图1所示，负荷驱动装置包括分流电阻器20和驱动器电路30。

分流电阻器20具有电阻Rout，并且被用作感测电阻器。对应于恒定电流Ic的电流流过分流电阻器20。分流电阻器20的第一终端连接到驱动器电路30，而分流电阻器20的第二终端连接到电源40。

驱动器电路30通过向负荷10提供对应于流过分流电阻器20的电流的恒定电流Ic来驱动负荷10。例如，可以在单独IC芯片中实施驱动器电路30。可替换地，可以在多个IC芯片中实施驱动器电路30。

驱动器电路30包括第一终端31a，第二终端31b，第三终端31c，第四终端31d，第五终端31e，参考电压源32，第一电阻器33，运算放大器34(标记为“OP”)，以及第一开关元件35(标记为“Q1”)。第一到第五终端31a-31e是IC芯片的终端。

参考电压源32产生参考电压Vref。参考电压源32的正极端连接到第一终端31a。电源40和分流电阻器20的第二终端连接到第一终端31a。另一方面，参考电压源32的负极端连接到运算放大器34的非反相输入端(+)。

第一电阻器33是用于关闭第一开关元件35的栅极上拉(pull-up)电阻器。第一电阻器33的第一终端连接到参考电压源32的正极端，并且第一电阻器33的第二终端连接到运算放大器34的输出端。在图1中，第一电阻器33是独立于运算放大器34的部件。可替换地，第一电阻器33可以包含在运算放大器34中。

运算放大器34通过基于参考电压Vref对流过分流电阻器20的电流执行反馈控制来调整提供给负荷10的恒定电流Ic的大小。控制信号Sc控制运算放大器34。控制信号Sc通过第二终端31b从外部电路被输入到驱动器电路30。因此，控制信号Sc控制负荷10。

如前所述，运算放大器34的非反相输入端(+)连接到参考电压源32的负极端。因此，对应于参考电压Vref的第一电压被施加于运算放大器34的非反相输入端(+)。通过从电源40的电源电压VB中减去参考电压Vref来计算第一电压。另一方面，运算放大器34的反相输入端(-)连接到第三终端31c。分流电阻器20的第一终端连接到第三终端31c。因此，分流电阻器20的第一终端处的第二电压被施加于运算放大器34的反相输入端(-)。通过从电源40的电源电压VB中减去横跨分流电阻器20的电压降来计算第二电压。

根据运算放大器34的输出信号切换(即，导通和关闭)第一开关元件35。根据第一实施例，第一开关元件35是P-沟道功率MOSFET。第一开关元件35的栅极连接到运算放大器34的输出终端，并且第一开关元件35的源极连接到第四终端31d。分流电阻器20的第一终端连接到第四终端31d。第一开关元件35的漏极连接到第五终端31e。负荷10的栅极连接到第五终端31e。

然后，下面参照图2描述图1的负荷驱动装置的运行。图2是当负荷10从关闭到导通时观察到的负荷驱动装置的时间图。在图2中，示出了控制信号Sc、负荷10的栅极电压和提供给负荷10的栅极的恒定电流Ic。

首先，，当在时间T1将控制信号Sc从外部电路输入到驱动器电路30时，运算放大器34导通第一开关元件35。因此，建立了从电源40，通过分流电阻器20和第一开关元件35，到负荷10的电流通路，并且恒定电流Ic流向负荷10的栅极。

当恒定电流Ic流向负荷10时，负荷10的栅极电压以取决于恒定电流Ic的大小的速度增大。然后，当负荷10的栅极电压在时间T2达到负荷10的阈值电压Vt时，导通负荷10。然后，当负荷10的栅极电压在时间T3达到镜像(mirror)电压Vmirror时，负荷10的栅极电压从时间T3直到时间T4在镜像电压Vmirror保持恒定。镜像电压取决于负荷10的特性(例如，增益)。从时间T3到时间T4的时间段在下文中被称为“镜像时段”，在该时段中负荷10的栅极电压在镜像电压Vmirror保持恒定。

当镜像时段在时间T4过去时，负荷10的栅极电压再次开始增大。然后，当第一开关元件35在时间T5完全导通时，在第一开关元件35的漏极和源极之间的电压变小以使得能够减小恒定电流Ic。然后，当负荷10的栅极电压在时间T6达到电源40的电源电压VB时，负荷10完全导通，并且恒定电流Ic变得几乎为零。通过这种方式，负荷10被驱动。

在从时间T1到时间T6的时间段内，驱动器电路30运行以向负荷10提供恒定电流Ic。即，在从时间T1到时间T6的时间段内，驱动器电路30对流过分流电阻器20的电流执行反馈控制，以使得对应于参考电压Vref的第一电压能够变得等于对应于分流电阻器20的第一终端处的电压的第二电压。

具体地，驱动器电路30的运算放大器34通过以使得第一电压与第二电压变得相等的方式驱动第一开关元件35来使流过分流电阻器20的电流保持在恒定值。换言之，因为按如下方式给出恒定电流Ic：Ic＝Vref/Rout，所以运算放大器34控制第一开关元件35的栅极以满足下面的等式：Vref＝Rout×Ic。

如果恒定电流Ic变得不稳定，则负荷10的栅极电压增大的速度就会变化。在这种情况下，负荷10不能被稳定地控制。例如，负荷10的栅极电压可能频繁地超过阈值电压Vt或者负荷10可能被延时导通。

为了避免这样的缺点，根据第一实施例，流过分流电阻器20的电流的大小受到反馈控制，以使在时间T1到时间T6的时间段里分流电阻器20的大小可以保持恒定。从而，负荷10的栅极电压增大的速度可以在从时间T1到时间T3的时间段内和从时间T4到时间T5的时间段内保持恒定。因此，负荷10可以被稳定地控制。

如上所述，根据第一实施例，驱动器电路30对流过分流电阻器20的电流执行反馈控制，以使流过分流电阻器20的电流的大小能够保持恒定。从而，从驱动器电路30提供给负荷10的恒定电流Ic保持恒定。因此，可以减少恒定电流Ic中的变化。

驱动器电路30具有运算放大器34并通过使用运算放大器34执行反馈控制。因为运算放大器34被具体地用来执行反馈控制，所以运算放大器34能够精确地执行反馈控制。

根据第一实施例，能够设计第一开关元件35的电流能力而不需要考虑连接到负荷驱动装置的负荷10的最大电流。后面将描述这一点的原因。

第一开关元件35的电流能力被定义为能够流过第一开关元件35的电流的大小。即，当第一开关元件35具有高电流能力时，大量电流能够流过第一开关元件35。

要注意的是，当负荷10是IGBT时，负荷10的栅电容主要取决于负荷10的大小而变化。因此，为了平衡电涌(surge)和开关损耗之间的关系，需要基于负荷10的大小来确定恒定电流Ic的大小。因此，负荷驱动装置需要具有根据负荷10的大小来改变恒定电流Ic的大小的灵活性。

根据第一实施例，可以通过向构造有分流电阻器20和驱动器电路30(即，IC芯片)的基本配置中添加额外的开关元件，来根据负荷10的规模改变恒定电流Ic的大小。由于这个原因，可以在不考虑负荷10的最大电流的情况下，设计第一开关元件35的电流能力。下面参照图3进行详细的描述。

图3是根据第一实施例的修改的负荷驱动装置的电路图。图3中所示的负荷10在规模上比图1中所示的负荷10大。因此，从图3的负荷驱动装置提供给负荷10的恒定电流Ic需要比从图1的负荷驱动装置提供给负荷10的恒定电流Ic大。与图1的负荷驱动装置相比，图3的负荷驱动装置还包括第二开关元件50和具有电阻R2的第二电阻器60。

分流电阻器20的第一终端连接到驱动器电路30和第二开关元件50。第二开关元件50由驱动器电路30驱动。根据第一实施例，第二开关元件50是P-沟道功率MOSFET。

第二开关元件50的栅极连接到第四终端31d。即，第二开关元件50的栅极连接到第一开关元件35的源极。第二开关元件50的源极连接到分流电阻器20的第一终端。第二开关元件50的漏极连接到负荷10。因此，第一开关元件35和第二开关元件50在达林顿组态中连接在一起。因为第二开关元件50连接到负荷10，所以驱动器电路30的第五终端31e连接到预定的参考电势。在图3中，用地面的符号来说明参考电势。然而，参考电势并不局限于地面。

第二开关元件50的电流能力比驱动器电路30的电流能力要高。换言之，第二开关元件50的电流能力高于第一开关元件35的电流能力。第二开关元件50被实施在独立于驱动器电路30的IC芯片的半导体芯片中。

第一开关元件35的电流能力和散热能力取决于驱动器电路30的IC芯片的大小。在制造IC芯片后，第一开关元件35的电流能力不能增大。然而，可以通过将比第一开关元件35具有更大的芯片大小的第二开关元件50连接到驱动器电路30中，来增大提供给负荷10的恒定电流Ic。

第二电阻器60的第一终端连接到第二开关元件50的栅极，并且第二电阻器60的第二终端连接到第二开关元件50的源极。

下面描述图3的负荷驱动装置的运行。图3的负荷驱动装置与图1的负荷驱动装置以同样的方式运行。具体地，当运算放大器34响应控制信号Sc而导通第一开关元件35时，电流流过第二电阻器60以使在第二开关元件50的栅极和源极之间的电压减小。因而，第二开关元件50被导通。因此，建立了从电源40，通过分流电阻器20和第二开关元件50，到负荷10的电流通路，并且流过分流电阻器20的电流作为恒定电流Ic，通过第二开关元件50流向负荷10的栅极。

当恒定电流被提供给负荷10时，驱动器电路30驱动第二开关元件50，以使第一电压和第二电压变得彼此相等。具体地，驱动器电路30通过驱动第一开关元件35来驱动第二开关元件50，以使第一电压和第二电压变得彼此相等。因此，流过分流电阻器20的电流的大小受到反馈控制以使得能够调整提供给负荷10的恒定电流Ic的大小。

图3的负荷驱动装置的时间图与图1的负荷驱动装置的时间图一样。即，图2示出了图1和图3的每个负荷驱动装置的时间图。要注意的是，由图3的负荷驱动装置提供的恒定电流Ic的大小与由图1的负荷驱动装置提供的恒定电流Ic的大小不同。

虽然负荷10的栅电容取决于负荷10的规模，但是通过向负荷驱动装置添加第二开关元件50，可以根据负荷10的规模调整恒定电流Ic的大小。因此，平衡了电涌和开关损耗之间的关系。

如上所述，根据第一实施例的修改，负荷驱动装置除了第一开关元件35以外，还包括第二开关元件50。

用这样的方法，即使当第一开关元件35的电流能力不足以向大规模的负荷10提供大恒定电流Ic时，也可以通过使用第二开关元件50的电流能力向负荷10提供大恒定电流Ic。

因为第二开关元件50是独立于包括第一开关元件35的驱动器电路30的IC芯片的部件，所以可以取决于负荷10的类型容易地将第二开关元件50添加到负荷驱动装置或者将其从负荷驱动装置中移除。即，负荷驱动装置具有改变提供给负荷10的恒定电流Ic的大小的灵活性。

(第二实施例)

下面参照图4描述根据本发明的第二实施例的负荷驱动装置。第一实施例和第二实施例之间的区别如下。

根据第一实施例，如图3所示，当第二开关元件50被添加到负荷驱动装置时，建立了从电源40，通过分流电阻器20、第二电阻器60和第一开关元件35，到参考电势的电流通路。因此，流过第一开关元件35的电流被放电到参考电势。因而，提供给负荷10的恒定电流Ic可能具有误差。具体地，假设电流IQ1流过第一开关元件35，并且电流IQ2流过第二开关元件50，按如下方式给出恒定电流Ic：Ic＝IQ2＝(Vref/Rout)-IQ1。因此，电流IQ1导致了恒定电流Ic中的误差。

根据第二实施例，负荷驱动装置被配置为防止由流过第一开关元件35的电流IQ1导致的误差。具体地，如图4所示，第一开关元件35和第二开关元件50在达林顿组态中连接在一起，以使流过第一开关元件35的电流IQ1被添加到流过第二开关元件50的电流IQ2以形成恒定电流Ic。

更具体地，第五终端31e连接到负荷10和第二开关元件50的漏极，以使第一开关元件35的漏极可以连接到第二开关元件50的漏极。因此，流过第一开关元件35的电流IQ1被添加到流过第二开关元件50的电流IQ2以形成恒定电流Ic。即，按如下方式给出恒定电流Ic：Ic＝IQ1+IQ2＝Vref/Rout。

用这样的方法，使用经由分流电阻器20和第二电阻器60，流过第一开关元件35的电流IQ1形成恒定电流Ic。因此，可以提高提供给负荷10的恒定电流Ic的精确度。

(第三实施例)

下面参照图5A-5C描述根据本发明的第三实施例的负荷驱动装置。第三实施例与前述实施例的区别是，代替第一电阻器33，恒定电流源36连接到第一开关元件35的栅极。

具体地，如图5A所示，恒定电流源36连接在参考电压源32的正极端和一节点之间，该节点在运算放大器34的输出终端和第一开关元件35的栅极之间。流过恒定电流源36的电流从参考电压源32的正极端流向在运算放大器34的输出终端和第一开关元件35的栅极之间的节点。在图5A中，恒定电流源36是独立于运算放大器34的部件。可替换地，恒定电流源36可以包含在运算放大器34中。

当第一电阻器33连接到第一开关元件35的栅极时，第一开关元件35的栅极电压的增大速度取决于时间常量CR。因此，第一开关元件35的栅极电压的过冲(overshoot)可能发生，并且可能发生噪音的增加。为了避免这样的缺点，根据第三实施例，恒定电流源36代替第一电阻器33被使用。因为恒定电流从恒定电流源36被提供给第一开关元件35的栅极，所以第一开关元件35的栅极电压的增大速度可以保持恒定。因此，可以防止第一开关元件35的栅极电压的过冲和噪音的增加。

可以如图5B所示修改图5A的负荷驱动装置，其中，添加了第二开关元件50和第二电阻器60。此外，可以如图5C所示修改图5B的负荷驱动装置，其中，第一开关元件35和第二开关元件50在达林顿组态中连接在一起，以使流过第一开关元件35的电流IQ1被添加到流过第二开关元件50的电流IQ2以形成恒定电流Ic。

(第四实施例)

下面参照图6A-6C描述根据本发明的第四实施例的负荷驱动装置。第四实施例与前述实施例的区别是，第一开关元件35是PNP双极型晶体管，而不是P-沟道功率MOSFET。

具体地，如图6A所示，第一开关元件35的基极连接到运算放大器34的输出终端，第一开关元件35的发射极连接到第四终端31d，并且第一开关元件35的集电极连接到第五终端31e。

可以如图6B所示修改图6A的负荷驱动装置，其中，添加了第二开关元件50(其是PNP双极型晶体管)和第二电阻器60。第二开关元件50的基极连接到第四终端31d，第二开关元件50的发射极连接到分流电阻器20的第一终端，并且第二开关元件50的集电极连接到负荷10。

另外，可以如图6C所示修改图6B的负荷驱动装置，其中，第一开关元件35和第二开关元件50(二者是PNP双极型晶体管)在达林顿组态中连接在一起，以使流过第一开关元件35的电流IQ1被添加到流过第二开关元件50的电流IQ2以形成恒定电流Ic。

如上所述，根据第四实施例，第一开关元件35和第二开关元件50是PNP双极型晶体管而不是P-沟道功率MOSFET。用这样的方法，可以减少第一开关元件35和第二开关元件50的成本。

(第五实施例)

下面参照图7A-7C描述根据本发明的第五实施例的负荷驱动装置。第五实施例与第四实施例的区别是，恒定电流源36代替第一电阻器33连接到第一开关元件35的栅极。即，第五实施例相当于第三实施例和第四实施例的组合。

如图7A所示，可以将图6A的负荷驱动装置的第一电阻器33替换为恒定电流源36。如图7B所示，可以将图6B的负荷驱动装置的第一电阻器33替换为恒定电流源36。如图7C所示，可以将图6C的负荷驱动装置的第一电阻器33替换为恒定电流源36。

(第六实施例)

下面参照图8描述根据本发明的第六实施例的负荷驱动装置。第六实施例与前述实施例的区别如下。根据前述实施例，负荷驱动装置致使恒定电流Ic流向负荷10的栅极。与此相反，根据第六实施例，负荷驱动装置致使恒定电流Ic向反方向流动。

当负荷10是IGBT时，恒定电流Ic向负荷10的栅极的流动可以导通负荷10，而恒定电流Ic向反方向的流动可以关闭负荷10。即，根据第六实施例，负荷驱动装置被配置为关闭负荷10。

通过对比图1和图8可以看到，除了极性是颠倒的以外，以与第一实施例的负荷驱动装置相同的方式配置第六实施例的负荷驱动装置。

具体地，如图8所示，电源40连接到第一终端31a，以使可以由电源40给驱动器电路30供电。运算放大器34的非反相输入端(+)连接到参考电压源32的正极端，而参考电压源32的负极端连接到参考电势。运算放大器34的非反相输入端(+)通过第三终端31c连接到分流电阻器20的第一终端。分流电阻器20的第二终端连接到参考电势。

第一电阻器33的第一终端连接到参考电势，而第一电阻器33的第二终端连接到运算放大器34的输出终端。

根据第五实施例，第一开关元件35是N-沟道功率MOSFET。第一开关元件35的栅极连接到运算放大器34的输出终端，并且第一开关元件35的源极通过第四终端31d连接到分流电阻器20的第一终端。此外，第一开关元件35的漏极通过第五终端31e连接到负荷10。

像第一实施例一样，控制信号Sc从外部电路通过第二终端31b被输入到运算放大器34。

图8的负荷驱动装置如下运行以关闭完全导通的负荷10。当控制信号Sc被输入到驱动器电路30时，运算放大器34导通第一开关元件35，以建立从负荷10，通过第一开关元件35和分流电阻器20，到参考电势的电流通路。因此，恒定电流Ic从负荷10的栅极流出。

当恒定电流Ic从负荷10的栅极流出时，负荷10的栅极电压以取决于恒定电流Ic的大小的速度减小。假设如图2所示的恒定电流Ic向正方向流动，则从负荷10流出的恒定电流Ic向反方向流动。然后，负荷10的栅极电压达到镜像电压Vmirror并且在镜像时段在镜像电压Vmirror保持恒定。然后，当镜像时段过去，负荷10的栅极电压再一次开始减小。然后，当负荷10的栅极电压达到负荷10的阈值电压Vt时，负荷10关闭。

用这种方法，即使当恒定电流Ic从负荷10流出时，驱动器电路30也用这种方式对流过分流电阻器20的电流执行反馈控制，以使对应于参考电压源32的参考电压Vref的第一电压能够变得等于对应于分流电阻器20的第一终端处电压的第二电压。换言之，因为按如下方式给出恒定电流Ic：Ic＝Vref/Rout，所以运算放大器34控制第一开关元件35的栅极以满足下面的等式：Vref＝Rout×Ic。

如上所述，根据第六实施例，负荷驱动装置被配置为关闭负荷10。当负荷10是IGBT时，图1的负荷驱动装置和图8的负荷驱动装置两者都连接到负荷10，以使可以导通和关闭负荷10。

可以如图9所示修改图8的负荷驱动装置，其中，增加了第二开关元件50(其是N-沟道功率MOSFET)和第二电阻器60。

如图9所示，分流电阻器20的第一终端连接到驱动器电路30的第三终端31c和第二开关元件50。

第二开关元件50的栅极连接到第四终端31d，并且通过第四终端31d电连接到第一开关元件35的源极。第二开关元件50的源极连接到分流电阻器20的第一终端。此外，第二开关元件50的漏极连接到负荷10。即，第一开关元件35和第二开关元件50在达林顿组态中连接在一起。

第二电阻器60的第一终端连接到第二开关元件50的栅极，并且第二电阻器60的第二终端连接到第二开关元件50的源极。

由于第二开关元件50，图9的负荷驱动装置的电流能力高于图8的负荷驱动装置的电流能力。图9的负荷驱动装置以与图8的负荷驱动装置相同的方式运行。

具体地，当运算放大器34响应于控制信号Sc而导通第一开关元件35时，电流从电源40通过第一开关元件35流向第二开关元件50的栅极，以使第二开关元件50的栅极电压增大。然后，导通第二开关元件50，以便建立从负荷10，通过第二开关元件50和分流电阻器20，到参考电势的电流通路。因此，流过分流电阻器20的电流受到反馈控制，并且恒定电流Ic从负荷10的栅极流出。

具体地，驱动器电路30通过驱动第一开关元件35来驱动第二开关元件50，以使第一电压和第二电压变得相等。因此，流过分流电阻器20的电流的大小受到反馈控制，以使得能够调整从负荷10流出的恒定电流Ic的大小。

如上所述，因为第二开关元件50的增加提高了负荷驱动装置的电流能力，所以负荷驱动装置可以向负荷10提供更大的恒定电流Ic。

(第七实施例)

下面参照图10描述根据本发明的第七实施例的负荷驱动装置。第七实施例与第六实施例的区别如下。根据第七实施例，像第二实施例一样，负荷驱动装置被配置为防止由流过第一开关元件35的电流IQ1导致的误差。

具体地，如图10所示，第五终端31e被连接到第二开关元件50的漏极和负荷10。因此，从负荷10流出的恒定电流Ic被分成流过第一开关元件35的电流IQ1和流过第二开关元件50的电流IQ2，并且然后电流IQ1和电流IQ2结合起来形成流过分流电阻器20的电流。因此，可以提高恒定电流Ic的精确度。

(第八实施例)

下面参照图11描述根据本发明的第八实施例的负荷驱动装置。

如图11所示，负荷驱动装置包括连接在负荷1和诸如地面等的预定参考电势REF之间的开关设备2。负荷驱动装置还包括用于导通开关设备2以向负荷1供电的导通侧驱动器电路。导通侧驱动器电路包括第一电阻器3、作为上拉构件的第二电阻器4、第一P-沟道MOSFET 5，第二P-沟道MOSFET 6，运算放大器7和参考电压源8。第一电阻器3、第二电阻器4、第一P-沟道MOSFET 5以及第二P-沟道MOSFET 6被连接以形成达林顿电路。参考电压源8产生预定的参考电压Vref。在如图11所示的示例中，达林顿电路包括两个晶体管5、6。达林顿电路中所包括的晶体管的数量并不限于两个。达林顿电路可以包括多于两个的晶体管。

负荷1由基于开关设备2的开关操作提供的电力所驱动。负荷1并不限于特定的设备。例如，当负荷驱动装置具有多个开关设备2时，负荷1可以是三相电动机，其中所述多个开关设备2相连接以形成反相电路。

开关设备2构造有半导体开关元件，例如IGBT、MOSFET或者类似的。根据第八实施例，开关设备2是IGBT。开关设备2基于从达林顿电路提供的恒定电流Ic被驱动。

达林顿电路通过控制流向开关设备2的恒定电流Ic来控制开关设备2，以便可以控制对负荷1的电力供应。具体地，达林顿电路向开关设备2提供恒定电流Ic作为驱动电流以导通开关设备2，以便可以导通对负荷1的电力供应。在达林顿电路中，当开关设备2被驱动时会产生热量。作为应对热量的措施，根据第八实施例，达林顿电路部分地由分立部件构造。具体地，由图11中的虚线所包括的一部分达林顿电路被实施在单独IC芯片9中。因此，第二P-沟道MOSFET 6和运算放大器7被包含在IC芯片9中。另一方面，第一电阻器3、第二电阻器4和第一P-沟道MOSFET 5是独立于IC芯片9的分立部件。

第一电阻器3被连接在电源40和第一P-沟道MOSFET 5的源极之间。当产生恒定电流Ic时第一电阻器3被用作感测电阻器。根据第八实施例，对应于被提供给开关设备2的栅极的恒定电流Ic的电流流过第一电阻器3。例如，假设参考电压源8的参考电压Vref是1伏特，到运算放大器7的输入电压是(VB-1)伏特，并且流过第一电阻器3的电流是1安培，第一电阻器3有1欧姆(1Ω)的电阻。

第二电阻器4被用作上拉构件，并且连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和第二P-沟道MOSFET 6的源极之间。此外，根据第八实施例，第二电阻器4连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间，以产生第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压。第二电阻器4被用来驱动第一P-沟道MOSFET 5。因此，作为应对热量产生的措施，第二电阻器4的电阻要充分大于第一电阻器3的电阻。例如，第二电阻器4可以有一百欧姆(100Ω)的电阻。

第一P-沟道MOSFET 5的栅极连接到第二电阻器4，第一P-沟道MOSFET 5的源极连接到第一电阻器3，并且第一P-沟道MOSFET 5的漏极连接到开关设备2的栅极。第一P-沟道MOSFET 5的电流能力高于第二P-沟道MOSFET 6的电流能力。具体地，第一P-沟道MOSFET 5被实施在独立于IC芯片9的芯片(即，分立部件)中，在所述IC芯片9中第二P-沟道MOSFET 6被实施。第一P-沟道MOSFET 5的芯片规模大于第二P-沟道MOSFET 6的芯片规模，以使流过第一P-沟道MOSFET 5的电流可以比流过第二P-沟道MOSFET 6的电流大。

第二P-沟道MOSFET 6的栅极连接到运算放大器7的输出终端，第二P-沟道MOSFET 6的源极连接到第二电阻器4和第一P-沟道MOSFET 5的栅极，以及第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到第一P-沟道MOSFET 5的漏极和开关设备2的栅极。

基于控制信号Sc驱动运算放大器7，并且运算放大器7控制通过达林顿电路到开关设备2的电流供应。运算放大器7通过基于参考电压源8的参考电压Vref对流过第一电阻器3的电流执行反馈控制，来调整提供给开关设备2的栅极的恒定电流Ic的大小。当负荷1要被驱动时，控制信号Sc从外部电路被输入到IC芯片9。响应于控制信号Sc，运算放大器7通过达林顿电路导通开关设备2来驱动负荷1。

具体地，运算放大器7的非反相输入端(+)连接到参考电压源8，以使对应于参考电压Vref的第一电压可以被施加于运算放大器7的非反相输入端(+)。根据第八实施例，通过从电源电压VB中减去参考电压Vref来计算第一电压。另一方面，运算放大器7的反相输入端(-)连接到第一电阻器3和第二电阻器4之间的节点上，即，连接到第一P-沟道MOSFET 5的源极。因此，在第一电阻器3的负极侧的第二电压被施加于运算放大器7的反相输入端(-)。根据第八实施例，通过从电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降来计算第二电压。运算放大器7通过控制从运算放大器7的输出终端提供给第二P-沟道MOSFET 6的栅极的电流，来执行对流过第一电阻器3的电流的反馈控制，以使输入到非反相输入端(+)的第一电压和输入到反相输入端(-)的第二电压能够彼此相等。

图11的负荷驱动装置的基本运行如下。当控制信号Sc被输入到负荷驱动装置时，运算放大器7导通第二P-沟道MOSFET 6以使电流能够通过第一电阻器3和第二电阻器4在第二P-沟道MOSFET 6的漏极和源极之间流动。结果，第二电阻器4上的电压降发生并被施加在第一P-沟道MOSFET5的栅极和源极之间。当横跨第二电阻器4的电压降，即，第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压变得等于或者大于第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt时，第一P-沟道MOSFET 5被导通以使电流可以在第一P-沟道MOSFET 5的漏极和源极之间流动。因此，恒定电流Ic通过第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6流向开关设备2的栅极。用这种方法，当控制信号Sc被输入到负荷驱动装置时，基于运算放大器7的输出驱动达林顿电路以使得能够驱动开关设备2。

因为不仅第一P-沟道MOSFET的漏极，而且第二P-沟道MOSFET 6的漏极也连接到开关设备2的栅极，所以流过第二P-沟道MOSFET 6的电流被用来驱动开关设备2。因此，减少了消耗电流。此外，因为更大的电流被提供给开关设备2，所以可以以更快的速度驱动开关设备2。

然而，当开关设备2的栅极电压增大并超过值(VB-VR1-Vt)(通过从电源40的电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1和第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt获得该值)时，关闭第一P-沟道MOSFET 5。当第一P-沟道MOSFET 5关闭时，电流通过第一电阻器3、第二电阻器4和第二P-沟道MOSFET 6被提供给开关设备2的栅极，以使可以基于第一电阻器3、第二电阻器4和第二P-沟道MOSFET 6的导通电阻上拉开关设备2。如前所述，作为应对热量产生的措施，第二电阻器4的电阻被设置为比第一电阻器3的电阻足够大。在那之前，当开关设备2被上拉时，开关设备2的驱动速度大大减小。开关设备2的驱动速度的减小导致开关设备2中损耗的增大。

为了避免这样的缺点，根据第八实施例，负荷驱动装置包括开关110和计时器11。开关110连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间。换言之，开关110与第二电阻器4并联。计时器11产生用于导通开关110的切换信号Sw。

开关110将第一P-沟道MOSFET 5的栅极(即，控制终端)连接到第一P-沟道MOSFET 5的第一终端的源极(即，第一终端)，并且将第一P-沟道MOSFET 5的栅极(即，控制终端)从第一P-沟道MOSFET 5的第一终端的源极(即，第一终端)断开。具体地，当开关110关闭时，电流通过第二电阻器4流向第二P-沟道MOSFET 6。与此相反，当开关110导通时，电流通过第二电阻器4和开关110流向第二P-沟道MOSFET 6。这样，当开关110导通时，在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻被给出为第二电阻器4和开关110的导通电阻的组合电阻。因此，可以充分地减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻。因此，当开关设备2被上拉时，可以降低开关设备2的驱动速度的减小。

如图11所示，控制信号Sc不仅被输入到运算放大器7，也被输入到计时器11。从控制信号Sc被输入到计时器11起的预定消逝时间之后，计时器11向开关110输出切换信号Sw。可以根据开关设备2的特性来估计从开关设备2的栅极电压由于开关设备2的导通而开始增大时，到开关设备2的栅极电压变得足够高以关闭第一P-沟道MOSFET 5时所消逝的时间。所估计的时间被设置作为从控制信号Sc被输入到计时器11时到计时器11向开关110输出切换信号Sw时的预定消逝时间。用这样的方法，当开关设备2被上拉时，导通开关110以减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻。

图12是图11的负荷驱动装置的时间图，其中，开关110是无效的。图13是图11的负荷驱动装置的时间图，其中，开关110是有效的。

如图12和13所示，在从控制信号Sc被输入到计时器11起的预定消逝时间之后，在时间T1，第二P-沟道MOSFET 6被导通。然后，第一P-沟道MOSFET 5被导通。当提供给开关设备2的恒定电流Ic增大并达到预定的设定值时，恒定电流Ic保持在该设定值。为了简便，图12和13示出了恒定电流Ic以恒定速度(斜率)增大。实际上，在仅有第二P-沟道MOSFET6导通时和第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6两者都导通时之间，恒定电流Ic增大的速度(斜率)是不同的。然而，从第二P-沟道MOSFET 6导通时到第一P-沟道MOSFET 5导通时的时间非常短。

随着恒定电流Ic流向开关设备2的栅极，开关设备2的栅极电压增大并在时间T2超过开关设备2的阈值电压Vt。然后，开关设备2的栅极电压在时间T3达到镜像电压Vmirror，并在镜像时段保持在镜像电压Vmirror。然后，当在时间T4镜像时段过去时，开关设备2的栅极电压再一次开始增大。

然后，当开关设备2的栅极电压在时间T5超过值(VB-VR1-Vt)(通过从电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1和第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt获得该值)时，第一P-沟道MOSFET 5关闭以使开关设备2可以被上拉。

在这种情况下，如图12所示，如果开关110是无效的，即，如果负荷驱动装置没有用于减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间电阻的机制，则当开关设备2被上拉时开关设备2的驱动速度会大大减小。即，当开关设备2的栅极电压超过值(VB-VR1-Vt)时，如图12中的箭头D1所示，开关设备2的驱动速度大大减小。

相反地，如图13所示，当开关110是有效的时，可以减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻。因此，当开关设备2被上拉时，可以减少开关设备2的驱动速度的减小。

具体地，当开关110是有效的时，在时间T5之后，负荷驱动装置按如下方式运行。在从时间T5到时间T6的时间段内，第一P-沟道MOSFET 5关闭，并且仅通过第二P-沟道MOSFET 6执行对开关设备2的栅极的电流供应。因此，如图13中的箭头D2所示，恒定电流Ic取决于第二P-沟道MOSFET 6的电流能力而减小。因此，开关设备2的栅极电压的增大速度(斜率)在时间T5到时间T6的时间段里小于从时间T4到时间T5的时间段里的增大速度。然后，在时间T6后，随着开关设备2的栅极电压的增大，第二P-沟道MOSFET 6的漏极和源极之间的电压减小。然后，如图13中的箭头D3所示，基于第二P-沟道MOSFET 6的导通电阻以及第一电阻器3、第二电阻器4和开关110的组合电阻上拉开关设备2。在这种情况下，因为开关110被导通以便可以减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻，所以可以降低开关设备2的驱动速度的减小。

如上所述，根据第八实施例，由构造有第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6的达林顿电路驱动开关设备2。第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到开关设备2的栅极。用这样的方法，不仅流过第一P-沟道MOSFET 5的电流，而且流过第二P-沟道MOSFET 6的电流也被用来驱动开关设备2。因此，减小了消耗电流。此外，因为用更大的电流驱动开关设备2，所以可以以更快的速度驱动开关设备2。

另外，根据第八实施例，开关110与第二电阻器4并行连接，第二电阻器4连接在达林顿电路的第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间。当开关设备2被提升时，导通开关110以便可以减小第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间的电阻。用这样的方法，当开关设备2被提升时，可以降低开关设备2的驱动速度的减小。

(第九实施例)

下面参照图14描述根据本发明的第九实施例的负荷驱动装置。第八实施例和第九实施例之间的区别如下。

如图14所示，根据第九实施例，达林顿电路构造有第一PNP晶体管12和第二PNP晶体管13，代替第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6。第二电阻器4连接在第一PNP晶体管12的基极和发射极之间。开关110连接在第一PNP晶体管12的基极和发射极之间。

如上所述，根据第九实施例，导通侧的驱动器电路的达林顿电路构造有PNP晶体管，代替P-沟道MOSFET。即使在这样的情况下，负荷驱动装置也可以以与第八实施例相同的方式运行，以便可以获得与第八实施例同样的优点。

(第十实施例)

下面参照图15描述根据本发明的第十实施例的负荷驱动装置。第十实施例与第八实施例的区别是负荷驱动装置具有用于关闭开关设备2的关闭侧的驱动器电路，代替导通侧的驱动器电路。

以几乎与第八实施例的导通侧的驱动器电路同样的方式配置关闭侧的驱动器电路。在关闭侧的驱动器电路中，达林顿电路连接在开关设备2的栅极和诸如地面等的参考电势REF之间。具体地，达林顿电路连接在开关设备2的栅极和参考电势REF之间，其中，开关设备2的发射极(即，第二终端)连接到所述参考电势REF。运算放大器7的非反相输入端(+)通过参考电压源8被连接到参考电势REF。达林顿电路包括第一N-沟道MOSFET 14和第二N-沟道MOSFET 15。第二电阻器4连接在第一N-沟道MOSFET 14的栅极和源极之间。开关110与第二电阻器4并联。

在关闭侧的驱动器电路中，基于作为第一电压的参考电压Vref和作为第二电压的横跨第一电阻器3的电压降VR1对恒定电流进行反馈控制。

如上所述，根据第十实施例，负荷驱动装置包括用于关闭开关设备的关闭侧驱动器电路。第十实施例的关闭侧驱动器电路以与图13所示的第八实施例的导通侧驱动器电路相反的方式运行。可以根据开关设备2的特性估计从开关设备2的栅极电压由于开关设备2的关闭而开始减小时，到开关设备2的栅极电压变得足够小以关闭第一N-沟道MOSFET 14时消逝的时间。所估计的时间被设置为从控制信号Sc被输入到计时器11时起到计时器11向开关110输出切换信号Sw的预定消逝时间。用这样的方法，当开关设备2关闭时，开关110被导通以便可以减小第一N-沟道MOSFET 14的栅极和源极之间的电阻。因此，当开关设备2被关闭时，降低了开关设备2的驱动速度的减小。

(第十一实施例)

下面参照图16描述根据本发明的第十一实施例的负荷驱动装置。第十一实施例与第十实施例的区别如下。

如图16所示，根据第十一实施例，达林顿电路构造有第一NPN晶体管16和第二NPN晶体管17，代替第一N-沟道MOSFET 14和第二N-沟道MOSFET 15。第二电阻器4连接在第一NPN晶体管16的基极和发射极之间。同样地，开关110连接在第一NPN晶体管16的基极和发射极之间。

如上所述，根据第十一实施例，关闭侧驱动器电路的达林顿电路构造有NPN晶体管，代替N-沟道MOSFET。即使在这样的情况下，负荷驱动装置也可以以与第十实施例同样的方式运行，以便获得与第十实施例同样的优点。

(第十二实施例)

下面参照图17描述根据本发明的第十二实施例的负荷驱动装置。第十二实施例与前述实施例的区别如下。在前述实施例中，从控制信号Sc被输入到计时器11起，在预定的消逝时间之后，计时器11向开关110输出切换信号Sw。与之相反，在第十二实施例中，基于开关设备2的栅极(即，控制终端)的电压将切换信号Sw输出到开关110。

如图17所示，根据第十二实施例，负荷驱动装置包括切换信号发生器，代替计时器11。切换信号发生器构造有比较器120和独立于参考电压源8的参考电压源130。参考电压源8产生预定的参考电压Verf1，并且第一参考电压被输入到运算放大器7的非反相输入端(+)。参考电压源130产生预定的参考电压Verf2，并且参考电压Verf2被输入到比较器120的非反相输入端(+)。开关设备2的栅极电压被输入到比较器120的反相输入端(-)。比较器120执行参考电压Verf2和开关设备2的栅极电压之间的比较，并且基于比较的结果向开关110输出切换信号Sw。具体地，当开关设备2的栅极电压超过参考电压Verf2时，比较器120向开关110输出切换信号Sw。要注意的是，当开关设备2的栅极电压超过参考电压Verf2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。

如上所述，根据第十二实施例，负荷驱动装置包括用于基于开关设备2的栅极(即，控制终端)的电压向开关110输出切换信号Sw的切换信号发生器。具体地，当开关设备2的栅极电压超过参考电压Verf2时，切换信号Sw被输出到开关110。以这样的方式确定参考电压Verf2，以使当开关设备2的栅极电压超过参考电压Verf2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。即使用这样的方法，也可以获得与前述实施例同样的优点。

在图17中，切换信号发生器被添加到第八实施例的负荷驱动装置中。同样地，切换信号发生器可以被添加到第九到第十一实施例中的任何一个的负荷驱动装置中。

(第十三实施例)

下面参照图18描述根据本发明的第十三实施例的负荷驱动装置。第十三实施例与第十二实施例的区别如下。在第十二实施例中，切换信号发生器基于开关设备2的栅极(即，控制终端)的电压向开关110输出切换信号Sw。与此相反，在第十三实施例中，切换信号发生器基于第一P-沟道MOSFET 5(即，第一晶体管)的漏极(即，第一终端)和源极(即，第二终端)之间的电压向开关110输出切换信号Sw。

如图18所示，根据第十三实施例，负荷驱动装置包括构成切换信号发生器(代替计时器11)的比较器120和参考电压源130。P-沟道MOSFET 5的漏极电压被输入到比较器120的反相输入端(-)，并且P-沟道MOSFET 5的源极电压通过参考电压源130被输入到比较器120的非反相输入端(+)。比较器120执行参考电压Verf2和第一P-沟道MOSFET 5的漏-源极电压之间的比较，并基于比较的结果向开关110输出切换信号Sw。具体地，当第一P-沟道MOSFET 5的漏-源极电压减小到低于参考电压Verf2时，比较器120向开关110输出切换信号Sw。要注意的是，当第一P-沟道MOSFET 5的漏-源极电压减小到低于参考电压Verf2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。

如上所述，根据第十三实施例，负荷驱动装置包括用于基于第一P-沟道MOSFET(即，第一晶体管)的漏极(即，第一终端)和源极(即，第二终端)之间的电压向开关110输出切换信号Sw的切换信号发生器。具体地，当第一P-沟道MOSFET 5的漏-源极电压减小到低于可以关闭第一P-沟道MOSFET 5的参考电压Verf2时，切换信号Sw被输出到开关110。以这样的方式确定参考电压Verf2，以使当第一P-沟道MOSFET 5的漏-源极电压减小到低于参考电压Verf2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。即使用这样的方法，也可以获得与前述实施例同样的优点。

在图18中，切换信号发生器被添加到第八实施例的负荷驱动装置中。同样地，切换信号发生器可以被添加到第九到第十一实施例中的任何一个的负荷驱动装置中。

(第十四实施例)

下面参照图19描述本发明的第十四实施例的负荷驱动装置。第十四实施例与第十二和第十三实施例的区别如下。根据第十四实施例，切换信号发生器基于第一P-沟道MOSFET 5(即，第一晶体管)的源极(即，第二终端)和栅极(即，控制终端)之间的电压向开关110输出切换信号Sw。

如图19所示，负荷驱动装置包括构造切换信号发生器(代替计时器11)的比较器120和参考电压源130。P-沟道MOSFET 5的栅极电压被输入到比较器120的反相输入端(-)，并且P-沟道MOSFET 5的源极电压通过参考电压源130被输入到比较器120的非反相输入端。比较器120执行参考电压Verf2和第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压之间的比较，并基于比较的结果向开关110输出切换信号Sw。具体地，当第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压超过参考电压Vref2时，比较器120向开关110输出切换信号Sw。要注意的是，当第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压超过参考电压Vref2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。

如上所述，根据第十四实施例，负荷驱动装置包括用于基于第一P-沟道MOSFET 5(即，第一晶体管)的源极(即，第二终端)和栅极(即，控制终端)之间的电压向开关110输出切换信号Sw的切换信号发生器。具体地，当第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压超过参考电压Vref2时，切换信号Sw被输出到开关110。以这样的方式确定参考电压Vref2，以使当第一P-沟道MOSFET 5的栅-源极电压超过参考电压Vref2时，第一P-沟道MOSFET 5被关闭。即使用这样的方法，也可以获得与前述实施例同样的优点。

在图19中，切换信号发生器被添加到第八实施例的负荷驱动装置中。同样地，切换信号发生器可以被添加到第九到第十一实施例中的任何一个的负荷驱动装置中。

(第十五实施例)

下面参照图20描述根据本发明的第十五实施例的负荷驱动装置。第十五实施例与前述实施例的区别如下。

如图20所示，根据第十五实施例，负荷驱动装置包括箝位(clamp)电路21，代替计时器11。箝位电路21连接到开关设备2的栅极(即，控制终端)，并执行用于将开关设备2的栅极电压箝位到预定的箝位电压的箝位动作。当箝位动作完成时，箝位电路21向开关110输出切换信号Sw。箝位电路21在瞬态(该瞬态发生在开关设备2被驱动时)执行箝位动作，以防止过电流(excessive current)流过开关设备2。由于该箝位动作，开关设备2被半导通，以使过电流不能流过开关设备2。例如，可以在从开关设备2开始被导通起的预定消逝时间之后完成箝位动作。箝位电路21在箝位动作被完成的同一时间向开关110输出切换信号Sw。

如上所述，根据第十五实施例，负荷驱动装置包括箝位电路21，其用于在瞬态执行箝位动作以将开关设备2的栅极(即，控制终端)的电压箝位在预定的箝位电压。箝位电路21在箝位动作被完成的同一时间向开关110输出切换信号Sw。用这样的方法，可以获得与前述实施例同样的优点。

在图20中，箝位电路21被添加到第八实施例的负荷驱动装置中。同样地，箝位电路21可以被添加到第九到第十一实施例中的任何一个的负荷驱动装置中。

(第十六实施例)

下面参照图21和22描述根据本发明的第十六实施例的负荷驱动装置。第十六实施例与第八实施例的区别如下。

图11的负荷驱动装置适合用于在开关设备2的栅电容较大时驱动开关设备2。在图11中，用于驱动开关设备2的第一P-沟道MOSFET 5和用作预驱动器的第二P-沟道MOSFET 6在达林顿组态中连接在一起。在这个配置中，令人担忧的是，当开关设备2的栅极电压变得等于或者大于值(VB-VR2-Vt)时第一P-沟道MOSFET 5被关闭，其中，值(VB-VR2-Vt)是通过从电源40的电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1和第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt获得的。因此，当与仅使用第二P-沟道MOSFET 6而不使用第一P-沟道MOSFET 5时相比，开关设备2的工作电压输入范围变得小了第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压。此外，在这种情况下，基于第一电阻器3、第二电阻器4和第二P-沟道MOSFET 6的导通电阻上拉开关设备2。因为第二电阻器4的电阻R2(例如，100Ω)充分大于第一电阻器3的电阻R1，所以开关设备2的驱动速度大大减小，以使得开关设备2中的损耗可以增加。

为了避免这样的缺点，本发明人已经开发了图21所示的负荷驱动装置。在图21中，第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到地面电势，以便可以通过导通第二P-沟道MOSFET 6来使第一P-沟道MOSFET 5的栅极连接到地面电势。用这样的方法，第一P-沟道MOSFET 5在镜像时段内保持导通以使恒定电流可以被稳定地提供给开关设备2的栅极。

然而，本发明人已经发现图21的负荷驱动装置消耗大量的电流。具体地，在图21中，因为第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到地面电势，所以电流总是流过第二P-沟道MOSFET 6。此外，为了防热和提高电流能力，第一P-沟道MOSFET 5可以被配置为分立部件。此外，需要根据开关设备2的栅电容增大提供给开关设备2的栅极的恒定电流，来以较快的速度驱动开关设备2。在图21中，因为第二P-沟道MOSFET 6的漏极被连接到地面电势，所以流过第二P-沟道MOSFET 6的电流被放电到地面电势。因此，开关设备2的驱动速度的增加导致消耗电流的大量增加。

基于上述研究，本发明人已经开发了图22的负荷驱动装置，其用于在不减小工作电压输入范围的情况下减少消耗电流。

如图22所示，根据第十六实施例，第二P-沟道MOSFET 6的漏极通过开关131被连接到参考电压源130。参考电压源130产生参考电压Vref2，并且独立于产生参考电压Vref1的参考电压源8。第二P-沟道MOSFET 6的源极和开关131之间的节点被连接到开关设备2的栅极和第一P-沟道MOSFET 5的漏极。

在图22的负荷驱动装置中，当开关设备2被驱动时，开关131被导通以使参考电压源130的参考电压Vref2可以被施加于第一P-沟道MOSFET 5的栅极。用这样的方法，确保第一P-沟道MOSFET 5被导通以使恒定电流可以被稳定地提供给开关设备2的栅极。然后，当开关设备2的栅极电压超过镜像电压Vmirror时，开关131被关闭以便减小消耗电流。用这种方法，可以在不减小工作电压输入范围的情况下减少消耗电流。

此外，如图22所示，根据第十六实施例，二极管132被放置在电流通路中，该电流通路将第二P-沟道MOSFET 6的漏极和开关131之间的节点和开关设备2的栅极和第一P-沟道MOSFET 5的漏极之间的节点连接起来。二极管132防止从开关设备2的栅极到参考电压源130的电流的反向流动。

可以基于从控制信号Sc被输入到计时器11时起的消逝时间或者基于开关设备2的栅极电压来输出用于切换(即，导通)开关10和31的切换信号Sw。根据第十六实施例，像第八实施例一样，在从控制信号Sc被输入到计时器11时起的预定消逝时间之后，计时器11向开关10和31输出切换信号Sw。可以根据开关设备2的特性估计从开关设备2的栅极电压由于开关设备2的导通而开始增大时，到开关设备2的栅极电压超过镜像电压Vmirror时消逝的时间。估计的时间被设置作为从控制信号Sc被输入到计时器11时到计时器11向开关10和31输出切换信号Sw时的预定消逝时间。可替换地，像第十二实施例一样，可以基于开关设备2的栅极电压输出切换信号Sw。在这种情况下，当开关设备2的栅极电压超过镜像电压Vmirror时输出切换信号。

从图22可以看出，根据第十六实施例，第二电阻器4连接在第一电阻器3的高压侧(即，电源电压VB侧)和第一P-沟道MOSFET 5的栅极之间。用这样的方法，所有流过第一电阻器3的电流被提供给第一P-沟道MOSFET 5，以使恒定电流可以被稳定地提供给第一P-沟道MOSFET 5。可替换地，像第八实施例一样，第二电阻器4可以连接在第一电阻器3的低电势侧和第一P-沟道MOSFET 5的栅极之间。

将参考电压源130的参考电压Vref2设置为能够导通开关设备2的值。具体地，参考电压Vref2被设置为小于值(VB-VR1-Vt)，其中该值是通过从电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1和第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt获得的。

图23是图11的负荷驱动装置的时间图。图24是图22的负荷驱动装置的时间图，其中，基于从控制信号Sc被输入到计时器11时起的消逝时间切换(即，导通)开关131。图25是图22的负荷驱动装置的时间图，其中，基于开关设备2的栅极电压切换(即，导通)开关131。要注意的是，图23对应于图12或者图13。

如图23所示，在图11的负荷驱动装置中，当开关设备2的栅极电压变得等于或者大于值(VB-VR1-Vt)(通过从电源电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1和第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt获得该值)时，开关设备2的驱动速度大大减小。此外，因为图11的负荷驱动装置没有开关131和参考电压源130，所以将能够稳定地驱动开关设备2的稳定驱动电压范围保持为低于值(VB-VR1-Vt)。在值(VB-VR1-Vt)以上的驱动速度减小电压范围内，开关设备2的驱动速度大大减小。

与此相反，如图24、25所示，在图22的负荷驱动装置中，在从控制信号Sc被输入起的预定消逝时间，在开关110被关闭的同时导通开关131。因此，将第一P-沟道MOSFET 5的栅极连接到参考电压源130以便可以从第一P-沟道MOSFET 5的栅极得到电流。因此，在开关131的导通期间，第二P-沟道MOSFET 6被驱动以使恒定电流可以适当地被提供给开关设备2。即，在开关131的导通期间，能够稳定地驱动开关设备2的稳定驱动电压范围变得低于值(VB-VR1)。因此，增大了工作电压输入范围。

然后，当开关设备2的栅极电压超过镜像电压Vmirror时，开关131关闭。因此，流过第二P-沟道MOSFET 6的电流被提供给开关设备2的栅极，以便可以减小消耗电流。

如图24所示，当基于从控制信号Sc被输入的消逝时间切换开关131时，基于镜像时段(在其间开关设备2的栅极电压保持在镜像电压Vmirror)确定消逝时间。这是因为镜像时段几乎是恒定的。与此相反，如图25所示，当基于开关设备2的栅极电压切换开关131时，当开关设备2的栅极电压超过镜像电压Vmirror时切换开关131。例如，当开关设备2的栅极电压达到值(VB-(VR1+Vt+VF))(通过从电应电压VB中减去横跨第一电阻器3的电压降VR1、第一P-沟道MOSFET 5的阈值电压Vt和二极管132的正向电压VF获得该值)时，可以切换开关131。在这种情况下，如果恒定电流设置值Is超过第二P-沟道MOSFET 6的电流能力，则恒定电流Ic减小到第二P-沟道MOSFET 6的电流能力。然后，当第二P-沟道MOSFET 6的漏-源极电压变为零时，开关设备2被上拉。因此，与图24相比，直到开关设备2被完全导通时为止引起的损耗增加了。

如上所述，根据本发明的第十六实施例，第二P-沟道MOSFET的漏极通过开关131连接到参考电压源130。用这样的方法，在没有减小工作电压输入范围的情况下，减小了电流消耗。此外，第二P-沟道MOSFET 6的漏极和开关131之间的节点连接到开关设备2的栅极和第一P-沟道MOSFET 5的漏极。此外，二极管132被放置在电流通路中，该电流通路将第二P-沟道MOSFET 6的漏极和开关131之间的节点与开关设备2的栅极和第一P-沟道MOSFET 5的漏极之间的节点连接起来。这样，二极管132防止从开关设备2的栅极到参考电压源130的电流的反向流动。

(第十七实施例)

下面参照图26描述根据本发明的第十七实施例的负荷驱动装置。第十七实施例与第十六实施例的区别如下。

如图26所示，根据第十七实施例，达林顿电路构造有第一PNP晶体管12和第二PNP晶体管13，代替第一P-沟道MOSFET 5和第二P-沟道MOSFET 6。开关110连接在第一PNP晶体管12的基极和发射极之间。即，第十七实施例是基于第九实施例的对第十六实施例的修改。

如上所述，根据第十七实施例，导通侧驱动器电路的达林顿电路构造有PNP晶体管，代替P-沟道MOSFET。即使用这样的方法，负荷驱动装置也可以以与第十六实施例同样的方式运行，以便可以获得与第十六实施例一样的优点。

(第十八实施例)

下面参照图27描述根据本发明的第十八实施例的负荷驱动装置。第十八实施例与第十六实施例的区别是，以用于关闭开关设备2的关闭侧驱动器电路替换导通侧驱动器电路。

以与图15中所示的第十实施例的关闭侧驱动器电路几乎同样的方式配置第十八实施例的关闭侧驱动器电路，并且其还包括参考电压源130、开关131和二极管132。即，第十八实施例是基于第十实施例的对第十六实施例的修改。具体地，第二N-沟道MOSFET 15的漏极通过开关131连接到参考电压源130。第二N-沟道MOSFET 15的漏极和开关131之间的节点连接到开关设备2的栅极和第一N-沟道MOSFET 14的漏极。二极管132被放置在电流通路中，该电流通路将第二N-沟道MOSFET 15的漏极和开关131之间的节点和开关设备2的栅极和第一N-沟道MOSFET 14的漏极之间的节点连接起来。

如上所述，根据第十八实施例，负荷驱动装置包括用于关闭开关设备的关闭侧驱动器电路。第十八实施例的关闭侧驱动器电路以与图24和25所示的第十六实施例的导通侧驱动器电路相反的方式运行。即使用这样的方法，也可以获得与第十六实施例同样的优点。

(第十九实施例)

下面参照图28描述根据本发明的第十九实施例的负荷驱动装置。第十九实施例与第十八实施例的区别如下。

如图28所示，根据第十九实施例，达林顿电路构造有第一NPN晶体管16和第二NPN晶体管17，代替第一N-沟道MOSFET 14和第二N-沟道MOSFET 15。开关110连接在第一NPN晶体管16的基极和发射极之间。

即，第十九实施例是基于第十二实施例的对第十八实施例的修改。

如上所述，根据第十九实施例，关闭侧驱动器电路的达林顿电路构造有NPN晶体管，代替N-沟道MOSFET。即使用这样的方法，负荷驱动装置也可以以与第十八实施例同样的方式运行，以便获得与第十八实施例同样的优点。

(修改)

上述实施例可以以不同的方式被修改。例如，诸如第六和第七实施例的开关元件35、50以及第一电阻器33等元件可以被替换为第三到第五实施例的对应元件。要注意的是，当图8-10所示的第一电阻器33被替换为恒定电流源36时，恒定电流源36连接到运算放大器34和第一开关元件35，以使电流可以流到参考电势。

当第二开关元件50被添加到负荷驱动装置时，元件可以被用在不同的组合中。

例如，第一开关元件35可以是功率MOSFET，并且第二开关元件可以是双极型晶体管。在这种情况下，第一电阻器33可以被替换为恒定电流源36。另外，如图4和10所示，第一开关元件35可以连接到第二开关元件50，以使流过第一开关元件35的电流可以与流过第二开关元件50的电流汇合。

如另一示例，第一开关元件35可以是双极型晶体管，并且第二开关元件可以是功率MOSFET。在这种情况下，第一电阻器33可以被替换为恒定电流源36。此外，第一开关元件35可以连接到第二开关元件50，以使流过第一开关元件35的电流可以与流过第二开关元件50的电流汇合。

当第一开关元件35和第二开关元件50是MOSFET时，可以以较快的速度驱动第一开关元件35和第二开关元件50。当第一开关元件35和第二开关元件50是双极型晶体管时，可以减少第一开关元件35和第二开关元件50的成本。

可以用图1-7的导通驱动(ON-drive)负荷驱动装置和图8-10的关闭驱动(OFF-drive)负荷驱动装置的组合来驱动负荷10。可替换地，可以用导通驱动负荷驱动装置和关闭驱动负荷驱动装置中的一个和另一个开关元件的组合来驱动负荷10。例如，可以用导通驱动负荷驱动装置和用于关闭负荷10的MOSFET的组合来驱动负荷10。如另一示例，可以用关闭驱动负荷驱动装置和用于导通负荷10的MOSFET的组合来驱动负荷10。

第八、第九、第十六和第十七实施例的负荷驱动装置具有导通侧驱动器电路，而第十、第十一、第十八和第十九实施例的负荷驱动装置具有关闭侧驱动器电路。可替换地，负荷驱动装置可以具有导通侧驱动器电路和关闭侧驱动器电路二者。

在第八到第十九实施例中，第二电阻器4被用作上拉构件。可替换地，恒定电流源可以被用作上拉构件。

在第八到第十九实施例中，第二电阻器4连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间。可替换地，第二电阻器4可以连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和电源40之间。要注意的是，代替第二电阻器4，恒定电流源可以连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和电源40之间。在这些情况下，流过第一电阻器3的电流可能具有关于开关设备的栅极电流的误差。然而，该误差非常小并且可以忽略不计。可替换地，通过考虑该误差可以检测流过第一电阻器3的电流。

在第八到第十九实施例中，开关设备2被放置在负荷1的低压侧。可替换地，开关设备2可以被放置在负荷1的高压侧。

图29是说明根据实施例的修改的负荷驱动装置的图。在图29中，两个开关设备2A和2B串联连接以驱动负荷1。负荷驱动装置包括驱动电路90A和驱动电路90B。驱动电路90A是实施例的导通侧驱动器电路的任何一个。驱动电路90B是实施例的关闭侧驱动器电路的任何一个。例如，驱动电路90A可以是第八实施例的驱动侧驱动器电路，并且驱动电路90B可以是第十实施例的关闭侧驱动器电路。如另一示例，驱动器电路90A可以是第九实施例的导通侧驱动器电路，并且驱动电路90B是第十一实施例的关闭侧驱动器电路。

如图29所示，开关设备2A连接到负荷1的高压侧，并且开关设备2B连接到负荷1的低压侧。

驱动电路90B和开关设备B基于相对于高电压VH(例如，650V)的参考电势REF2运行。用于驱动电路90B的电源电压VB2是相对于参考电势REF2的电压(例如，15V)。与此相反，驱动电路90B和开关设备2B基于参考电势REF1运行，该参考电势REF1根据开关设备2A和2B的情况而变化。具体地，当开关设备2A导通时，参考电势REF1是基于高电压VH的。另一方面，当开关设备2B导通时，参考电势REF1是基于参考电势REF2的。用这种方式，参考电势REF1根据开关设备2A和2B的情况而变化。

在第八到第十九实施例中，作为应对热量的措施，第一电阻器3、第二电阻器4、第一P-沟道MOSFET 5、第一PNP晶体管12、第一N-沟道MOSFET14和第一NPN晶体管16是独立于IC芯片9的分立部件。可替换地，根据热量的数量，第一电阻器3、第二电阻器4、第一P-沟道MOSFET 5、第一PNP晶体管12、第一N-沟道MOSFET 14和第一NPN晶体管16可以被包含在IC芯片9中。

在第八到第十五实施例中，第二电阻器4连接在第一电阻器3的低压侧和第一电阻器之间。例如，第二电阻器4连接在第一电阻器3的低压侧和第一P-沟道MOSFET 5的栅极之间，以使它可以连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间。可替换地，像第十六实施例一样，第二电阻器4可以连接在第一电阻器3的高压侧(即，电源电压VB侧)和第一P-沟道MOSFET 5的栅极之间。用这样的方法，所有流过第一电阻器3的电流都被提供给第一P-沟道MOSFET 5，以使恒定电流可以被稳定地提供给第一P-沟道MOSFET 5。

此外，可以如图30所示修改实施例。图30的负荷驱动装置与图11的负荷驱动装置相似。它们之间的区别如下。

在图11中，第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到开关设备2的栅极。与此相反，在图30中，第二P-沟道MOSFET 6的漏极连接到参考电势(例如，地面)。此外，电阻器150和开关140的串联电路与第二电阻器4并联。即，电阻器150和开关140的串联电路连接在第一P-沟道MOSFET 5的栅极和源极之间。电阻器150的电阻比第二电阻器4的电阻小。用这样的方法，有效地减小了消耗电流。要注意的是，图30所示的配置可以被应用于任何实施例中。

(实施例和权利要求之间的对应)

IGBT的栅极、发射极和集电极分别对应于开关设备的控制终端、第一终端和第二终端。第一P-沟道MOSFET 5的栅极、源极和漏极分别对应于第一晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第二P-沟道MOSFET的栅极、源极和漏极分别对应于第二晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第一PNP晶体管12的基极、发射极和集电极分别对应于第一晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第二PNP晶体管12的基极、发射极和集电极分别对应于第二晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第一N-沟道MOSFET 5的栅极、源极和漏极分别对应于第一晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第二N-沟道MOSFET 6栅极、源极和漏极分别对应于第二晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第一NPN晶体管16的基极、发射极和集电极分别对应于第一晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。第二NPN晶体管17的基极、发射极和集电极分别对应于第二晶体管的控制终端、第一终端和第二终端。

这些改变和修改应当被理解为在由所附权利要求所限定的本发明的范围内。

Claims (20)

1.一种用于使用恒定电流驱动负荷(10)的负荷驱动装置，所述负荷驱动装置包括：

分流电阻器(20)，其被对应于所述恒定电流的分路电流流过；以及

驱动器电路(30)，其连接到所述分流电阻器的第一终端以向所述负荷提供对应于所述分路电流的所述恒定电流，所述驱动器电路包括用于产生预定的参考电压的参考电压源(32)，其中

所述驱动器电路通过对所述分路电流的大小执行反馈控制来调整所述恒定电流的大小，以使对应于所述参考电压的第一电压和对应于所述分流电阻器的第一终端处的电压的第二电压变得相等。

2.根据权利要求1所述的负荷驱动装置，其中

所述驱动器电路还包括运算放大器(34)和第一开关元件(35)，

所述第一电压被施加于所述运算放大器的第一终端，

所述第二电压被施加于所述运算放大器的第二终端，

根据所述运算放大器的输出切换所述第一开关元件，以及

所述运算放大器通过切换所述第一开关元件来将所述分路电流的大小保持在恒定值，以使所述第一电压和所述第二电压变得彼此相等。

3.根据权利要求1或者2所述的负荷驱动装置，还包括：

连接到所述负荷的第二开关元件(50)，其中

所述分流电阻器被连接到所述驱动器电路和所述第二开关元件，以使所述分路电流作为所述恒定电流，通过所述第二开关元件，被提供给所述负荷，以及

所述驱动器电路通过切换所述第二开关元件来对所述分路电流的大小执行所述反馈控制，以使所述第一电压和所述第二电压变得彼此相等。

4.根据权利要求2所述的负荷驱动装置，还包括：

第二开关元件(50)，其被连接到所述负荷并且具有比所述第一开关元件更高的电流能力，其中

所述分流电阻器的第一终端被连接到所述驱动器电路和所述第二开关元件，以使所述分路电流作为所述恒定电流，通过所述第二开关元件，被提供给所述负荷，

所述第一开关元件和所述第二开关元件连接在达林顿组态中，以使所述第二开关元件被所述第一开关元件驱动，并且将流过所述第一开关元件的第一电流添加到流过所述第二开关元件的第二电流中以形成所述恒定电流，以及

所述驱动器电路通过驱动所述第一开关元件来驱动所述第二开关元件以对所述分路电流的大小执行所述反馈控制，从而使得所述第一电压和所述第二电压变得彼此相等。

5.一种负荷驱动装置包括：

开关设备(2)，其具有用于接收恒定电流的控制终端，所述开关设备具有第一终端和第二终端，用于在由所述开关设备的所述控制终端接收到所述恒定电流时在它们之间传送负荷电流；

达林顿电路，包括第一晶体管(5、12、14、16)、在达林顿组态中连接到所述第一晶体管的第二晶体管(6、13、15、17)、连接到所述第一晶体管的第一终端以使所述恒定电流流过所述第一电阻器的感测电阻器(3)、以及连接到所述第一晶体管的控制终端和所述第二晶体管的第一终端的上拉构件(4)，所述第一晶体管和所述第二晶体管的第二终端连接到所述开关设备的所述控制终端；

第一参考电压源，其用于产生第一参考电压(Vref1)；

运算放大器(7)，其具有用于接收对应于所述第一参考电压的第一电压的第一终端和用于接收所述感测电阻器和所述第一晶体管之间的第二电压的第二终端，所述运算放大器对流过所述感测电阻器的所述恒定电流执行反馈控制，以使所述第一电压和所述第二电压变得彼此相等；以及

第一开关(110)，其与所述上拉构件并联，并且被配置为将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端以及从所述第一晶体管的所述第一终端断开。

6.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，还包括：

计时器(11)，其被配置为向所述第一开关输出切换信号(Sw)，其中

所述运算放大器响应于输入的控制信号(Sc)，通过所述达林顿电路控制所述开关设备，

在从所述控制信号被输入到所述运算放大器起的预定的消逝时间之后，所述计时器向所述第一开关输出所述切换信号，以及

响应于所述切换信号，所述第一开关被导通并将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端。

7.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，还包括：

切换信号发生器(120)，其被配置为检测所述开关设备的所述控制终端的电压，并且当所检测的电压达到预定的电压时向所述第一开关输出切换信号(Sw)，其中

响应于所述切换信号，所述第一开关被导通并将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端。

8.根据权利要求5-7的任何一个所述的负荷驱动装置，还包括：

第二参考电压源(130)，其独立于所述第一参考电压源，并且被配置为产生第二参考电压；以及

第二开关(131)，其中

所述第二晶体管的所述第二终端通过所述第二开关被连接到所述第二电压源。

9.根据权利要求8所述的负荷驱动装置，其中

响应于输入的控制信号，所述第二开关被导通，以使所述第二晶体管的所述第二终端连接到所述第二电压源，

当所述开关设备的所述控制终端的电压超过镜像(镜像？)电压(Vmirror)时，所述第二开关被关闭以使电流从所述第二晶体管的所述第二终端流向所述开关设备的所述控制终端。

10.根据权利要求8所述的负荷驱动装置，还包括：

二极管，其被放置在电流通路中，所述电流通路将所述第二晶体管的所述第二终端和所述第二开关之间的第一节点与所述开关设备的所述控制终端和所述第一晶体管的所述第二终端之间的第二节点连接起来。

11.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，还包括：

切换信号发生器(120)，其被配置为检测所述第一晶体管的所述第一终端和所述第一晶体管的所述第二终端之间的电压，并且当所检测的电压达到预定的电压时向所述第一开关输出切换信号(Sw)，其中

响应于所述切换信号，所述第一开关被导通并将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端。

12.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，还包括：

切换信号发生器(120)，其被配置为检测所述第一晶体管的所述控制终端和所述第一晶体管的所述第一终端之间的电压，并且当所检测的电压达到预定的电压时向所述第一开关输出切换信号(Sw)，其中

响应于所述切换信号，所述第一开关被导通并将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端。

13.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，还包括：

箝位电路(21)，其被配置为执行箝位动作以用于将所述开关设备的所述控制终端的电压箝位在预定的箝位电压，其中

当所述箝位动作完成时，所述箝位电路向所述第一开关输出切换信号(Sw)，以及

响应于所述切换信号，所述第一开关被导通并将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端。

14.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，其中

所述达林顿电路、所述运算放大器、所述第一参考电压源和所述第一开关连接在电源(40)和所述开关设备的所述控制终端之间，并且被配置作为导通侧驱动器电路，其用于通过将所述恒定电流从所述达林顿电路提供到所述开关设备的所述控制终端来导通所述开关设备，

所述感测电阻器和所述第一参考电压源被连接到所述电源，

通过从所述电源的电源电压(VB)中减去所述第一参考电压获得所述第一电压，以及

通过从所述电源电压中减去横跨所述感测电阻器的电压降(VR1)来获得所述第二电压。

15.根据权利要求14所述的负荷驱动装置，其中

所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每一个是P-沟道MOSFET(5、6)，

所述感测电阻器被连接在所述电源和所述第一晶体管的源极之间，

所述上拉构件和所述第一开关被连接在所述第一晶体管的栅极和所述第一晶体管的源极之间，以及

所述第二晶体管的栅极被连接到所述运算放大器的输出终端。

16.根据权利要求14所述的负荷驱动装置，其中

所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每一个是PNP双极型晶体管(12、13)，

所述感测电阻器被连接在所述电源和所述第一晶体管的发射极之间，

所述上拉构件和所述第一开关被连接在所述第一晶体管的基极和所述第一晶体管的所述发射极之间，以及

所述第二晶体管的基极连接到所述运算放大器的输出终端。

17.根据权利要求5所述的负荷驱动装置，其中

所述达林顿电路、所述运算放大器、所述第一参考电压源和所述第一开关连接在预定参考电势(REF)和所述开关设备的所述控制终端之间，并且被配置为关闭侧驱动器电路，其用于通过使所述恒定电流从所述开关设备的所述控制终端流向所述达林顿电路来关闭所述开关设备，

所述感测电阻器和所述第一参考电压源被连接到所述参考电势，

所述第一电压是所述第一参考电压，以及

所述第二电压是横跨所述感测电阻器的电压降(VR1)。

18.根据权利要求17所述的负荷驱动装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每一个是N-沟道MOSFET(14、15)，

所述感测电阻器被连接在预定参考电势和所述第一晶体管的源极之间，

所述上拉构件和所述第一开关被连接在所述第一晶体管的栅极和所述第一晶体管的所述源极之间，以及

所述第二晶体管的栅极连接到所述运算放大器的输出终端。

19.根据权利要求17所述的负荷驱动装置，其中

所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每一个是NPN双极型晶体管(16、17)，

所述感测电阻器连接在预定参考电势和所述第一晶体管的发射极之间，

所述上拉构件和所述第一开关被连接在所述第一晶体管的基极和所述第一晶体管的所述发射极之间，以及

所述第二晶体管的基极连接到所述运算放大器的输出终端。

20.一种负荷驱动装置包括：

开关设备(2)，其具有用于接收恒定电流的控制终端，所述开关设备具有第一终端和第二终端，其用于在由所述开关设备的所述控制终端接收到所述恒定电流时在它们之间传送负荷电流；

达林顿电路，包括第一晶体管(5、12、14、16)、在达林顿组态中连接到所述第一晶体管的第二晶体管(6、13、15、17)、连接到所述第一晶体管的第一终端以使所述恒定电流流过第一电阻器(3)的所述第一电阻器(3)、以及连接到所述第一晶体管的控制终端和所述第二晶体管的第一终端的第二电阻器(4)，所述第一晶体管的第二终端连接到所述开关设备的控制终端，所述第二晶体管的第二终端连接地面电势；

用于产生参考电压(Vref)的参考电压源(8)；

运算放大器(7)，其具有用于接收对应于所述参考电压的第一电压的第一终端和用于接收所述第一电阻器和所述第一晶体管之间的第二电压的第二终端，所述运算放大器对流过所述第一电阻器的所述恒定电流执行反馈控制，以使所述第一电压和所述第二电压变得彼此相等；

第一开关(110)，其与所述第二电阻器并联，并被配置为将所述第一晶体管的所述控制终端连接到所述第一晶体管的所述第一终端以及从所述第一晶体管的所述第一终端断开；以及

第三电阻器(150)和第二开关(140)的串联电路，其中

所述串联电路与所述第二电阻器并联，以及

所述第三电阻器的电阻比所述第二电阻器的电阻小。

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