CN104852714A

CN104852714A - 栅极驱动器

Info

Publication number: CN104852714A
Application number: CN201510078782.5A
Authority: CN
Inventors: 千田康隆
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-02-19
Filing date: 2015-02-13
Publication date: 2015-08-19
Also published as: US20150236686A1; US9628067B2; JP6197685B2; JP2015154701A

Abstract

本发明描述了栅极驱动器。在利用恒定电流来驱动第一晶体管(6)的栅极驱动器中，恒流电路(12)向所述第一晶体管的栅极供应恒定电流。向第二晶体管(13)的栅极供应栅极参考电压作为驱动电压的参考值，以接通第一晶体管，并且所述第二晶体管正向连接在从所述恒流电路到所述第一晶体管的所述栅极的路径中。控制器(4)在输入接通指令时通过操作所述恒流电路来驱动所述第一晶体管。所述控制器在输入所述接通指令时将所述栅极参考电压设置为第一值，并且然后在所述第一晶体管未处于过电流状态的条件下，在预定时间到来时，将所述栅极参考电压改变为大于所述第一值的第二值。

Description

栅极驱动器

技术领域

本公开内容涉及用于晶体管的栅极驱动器。

背景技术

例如，如对应于US2009/0002054A1的JP2012-147671A中所公开的，可以在栅极驱动器中采用恒流驱动来驱动诸如绝缘栅极双极晶体管(IGBT)之类的晶体管的栅极。与恒压驱动相比，恒流驱动具有上升时的开关损耗小的优点。例如，如JP10-32476A中所公开的，驱动电路可以设置有用于将栅极电压钳位到预定电压的钳位电路。例如，在IGBT进入过电流状态时，钳位电路防止IGBT的栅极电压增大。

在进行深入研究之后，本发明人发现，在栅极驱动器中组合使用恒流驱动和钳位电路可能导致以下问题。具体地，尽管栅极驱动电流随着恒压驱动中栅极电压的升高而减小，但是不论恒流驱动中栅极电压是否增大，都有恒定栅极驱动电流流动。为此，存在恒流驱动中的栅极驱动电流大于恒压驱动中的栅极驱动电流的趋势。

例如，钳位电路具有包括齐纳二极管和MOS晶体管的器件。在栅极电压试图增大到预定钳位电压以上时，钳位电路执行钳位动作，该钳位动作通过使栅极驱动电流经由器件而被吸入到地来将栅极电压钳位到钳位电压。在钳位动作中，与恒流驱动中相比，恒流驱动中需要钳位电路吸入大量的栅极驱动电流。因此，栅极驱动器中的损耗增大。

来源于导线等的寄生电感部件(以下被简称“寄生电感器”)存在于栅极驱动器与IGBT的栅极之间。如上所述，由于恒流驱动中的栅极驱动电流大于恒压驱动中的栅极驱动电流，因此流经处于正常状态的寄生电感器的电流很大。因此，在诸如过电流状态的异常状态中，钳位电路执行电流吸入动作，该电流吸入动作使整个大栅极驱动电流被吸入到地。在该情况下，由于MOS晶体管的恢复特性并且由于栅极控制电路中的响应延迟，电流吸入动作可能被过度执行。作为结果，流经寄生电感器的电流在正值与负值之间大幅变化。注意，电流在流向栅极时具有正值。

此时，根据寄生电感器的电感(L)和流经寄生电感器的电流的变化率(di/dt)，在IGBT的栅极中发生浪涌。由以下公式给出浪涌：“-L×(di/dt)”。即，在电流变化率较高时，浪涌较大。因此，与恒压驱动中相比，在正常状态下有相对大的电流流经寄生电感器的恒流驱动中的浪涌更大。

如果栅极电压由于浪涌而增大并且超过IGBT的栅极击穿电压，IGBT可能被破坏或其寿命减少。如果栅极电压由于浪涌而进一步增大，则尽管处于过电流状态，IGBT仍然被更充分地接通(即，IGBT的接通电阻变得更小)。因此，其校正电流进一步增大，以致IGBT可能被破坏。

发明内容

鉴于以上情况，本公开内容的目的是提供一种栅极驱动器，其能够利用恒定电流来驱动晶体管的栅极，并且能够在晶体管处于过电流状态时，保护晶体管使其不受例如由于栅极电压增大而产生的损坏。

根据本公开内容的一方面，用于驱动第一晶体管的栅极驱动器包括栅极参考电压产生电路、恒流电路、第二晶体管、驱动控制器、电压变化控制器和过电流检测器。栅极参考电压产生电路输出栅极参考电压作为驱动电压的参考值，以接通第一晶体管。栅极参考电压产生电路能够在至少两个值之间改变要输出的栅极参考电压。恒流电路向第一晶体管的栅极供应恒定电流。

第二晶体管正向连接在从恒流电路的输出端子到第一晶体管的栅极的栅极电流供应路径中。第二晶体管为N沟道或NPN晶体管并且其栅极被供应以栅极参考电压。驱动控制器在输入接通指令时通过操作恒流电路来利用恒定电流驱动第一晶体管的栅极。

电压变化控制器将由栅极参考电压产生电路输出的栅极参考电压的值设置为第一设置值或大于第一设置值的第二设置值。过电流检测器判断第一晶体管是否处于过电流状态，其中大于预定故障阈值的过量电流在第一晶体管中流动。

电压变化控制器设置栅极参考电压的值，以使得在输入接通指令时，栅极参考电压的值为第一设置值。然后，在过电流检测器未判断第一晶体管处于过电流状态的条件下，当预定过渡时间在第一晶体管的镜像周期结束之后到来时，电压变化控制器将栅极参考电压的值从第一设置值改变为第二设置值。

附图说明

根据参考附图做出的以下具体实施方式，本公开内容的上述和其它目的、特征和优点将变得更加显而易见。在附图中：

图1是根据本公开内容的第一实施例的具有栅极驱动器的逆变器装置的电路图；

图2是栅极驱动器的电路图；

图3A是栅极驱动器的恒流电路的示例的电路图，并且图3B是恒流电路的另一个示例的电路图；

图4是处于正常状态下的栅极驱动器的时序图；

图5是处于异常状态下的栅极驱动器的时序图；

图6是常规栅极驱动器的电路图；

图7是处于正常状态下的常规栅极驱动器的时序图；

图8是处于异常状态下的常规栅极驱动器的时序图；

图9是根据本公开内容的第二实施例的栅极驱动器的电路图；

图10是根据本公开内容的第三实施例的栅极驱动器的电路图；

图11是根据本公开内容的第四实施例的栅极驱动器的电路图；

图12是根据本公开内容的第五实施例的栅极驱动器的电路图；

图13是处于正常状态下的图12的栅极驱动器的时序图；

图14是根据本公开内容的第六实施例的栅极驱动器的电路图；

图15是处于正常状态下的图14的栅极驱动器的时序图；以及

图16是根据第六实施例的修改的栅极驱动器的电路图。

具体实施方式

下面参考附图描述本公开内容的实施例，在附图中，相似的附图标记指示相同或等价的部分。

(第一实施例)

下面参考图1-8描述本公开内容的第一实施例。

根据通过光耦合器从诸如微型计算机之类的控制器4(参考图2)接收的PWM控制信号Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn和Dwn，通过电源线2和3向图1中所示的逆变器装置1供应来自车辆上安装的电池的直流电压(DC)，并且逆变器装置1向无刷DC电动机5输出交流(AC)电压。

上臂IGBT 6up、6vp和6wp以及下臂IGBT 6un、6vn、6wn连接成三相配置。IGBT 6up、6vp、6wp、6un、6vn和6wn中的每一个与单个续流二极管并联连接。IGBT 6up、6vp、6wp、6un、6vn和6wn中的每一个具有用于感测电流的另一个IGBT并且被实施为单个功率模块。IGBT 6up、6vp、6wp、6un、6vn和6wn分别由栅极驱动器7up、7vp、7wp、7un、7vn和7wn驱动。栅极驱动器7up、7vp、7wp、7un、7vn和7wn中的每一个被实施为单个集成电路(IC)。

分别通过电源线8u、8v和8w为用于上臂的栅极驱动器7up、7vp和7wp供应电源电压VDu、VDv和VDw。输出节点nu、nv和nw分别用作电源线8u、8v和8w的参考电势。通过电源线8为用于下臂的栅极驱动器7un、7vn和7wn中的每一个供应电源电压VD。地用作电源线8的参考电势。栅极驱动器7up、7vp、7wp、7un、7vn和7wn中的每一个具有相同的结构。在下文中有时将栅极驱动器7up、7vp、7wp、7un、7vn和7wn统称为“栅极驱动器7”。同样地，在下文中有时将IGBT 6up、6vp、6wp、6un、6vn和6wn统称为“IGBT 6”，并且在下文中有时将PWM控制信号Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn和Dwn统称为“控制信号D”。

如图2中所示，栅极驱动器7包括栅极参考电压产生电路11、恒流电路12、电压输出晶体管13、栅极关断驱动电路14和过电流判断电路15。注意，控制器4对应于权利要求中提到的驱动控制器和电压变化控制器。作为IC的栅极驱动器7具有端子Pd、P1、P2、P3、P4和P5。端子Pd是用于接收电源电压VD的输入端子。端子P1是用于接收控制信号D的输入端子。端子P2是用于输出栅极电压VG的输出端子。在控制信号D处于H(高)电平时，栅极驱动器7接收到关断指令以关断IGBT 6。相反，在控制信号D处于L(低)电平时，栅极驱动器7接收到接通指令，以接通IGBT6。端子P3是用于接收电压变化信号Sa的输入端子。端子P4是用于接收异常判断信号Sb的输入端子。端子P5是用于接收过电流判断信号Sc的输入端子。稍后详细描述这些信号Sa、Sb和Sc。

栅极参考电压产生电路11产生并输出栅极参考电压VGR。栅极参考电压VGR用作驱动电压的参考值，以接通IGBT 6。栅极参考电压产生电路11根据从控制器4接收的电压变化信号Sa的电平来在两个值之间改变要输出的栅极参考电压VGR。具体地，在电压变化信号Sa处于H电平时，栅极参考电压产生电路11将栅极参考电压VGR的值改变为第一设置值VGR1，并且在电压变化信号Sa处于L电平时，栅极参考电压产生电路11将栅极参考电压VGR的值改变为大于第一设置值VGR1的第二设置值VGR2。稍后详细描述第一和第二设置值VGR1和VGR2。

栅极参考电压产生电路11包括参考电压产生电路16和17、选择器开关18和运算放大器19。例如，参考电压产生电路16和17中的每一个可以是带隙参考电路。参考电压产生电路16产生对应于第一设置值VGR1的第一参考电压Vr1。参考电压产生电路17产生对应于第二设置值VGR2的第二参考电压Vr2。

将从参考电压产生电路16输出的第一参考电压Vr1供应到选择器开关18的第一选择端子。将从参考电压产生电路17输出的第二参考电压Vr2供应到选择器开关18的第二选择端子。选择器开关18的公共端子连接到运算放大器19的非反相输入端子。选择器开关18根据由控制器4供应的电压变化信号Sa的电平来选择第一和第二选择端子的其中之一。

具体而言，在电压变化信号Sa处于H电平时，选择器开关18选择第一选择端子，以使得可以电连接公共端子与第一选择端子。因此，将第一参考电压Vr1施加到运算放大器19的非反相输入端子。相反，在电压变化信号Sa处于L电平时，选择器开关18选择第二选择端子，以使得可以电连接公共端子与第二选择端子。因此，将第二参考电压Vr2施加到运算放大器19的非反相输入端子。

运算放大器19的输出端子和反相输入端子连接在一起，以使运算放大器19能够用作电压跟随器。可以将运算放大器19的输出电压(栅极参考电压VGR)施加到电压输出晶体管13的栅极(即，控制端子)。电压输出晶体管13为N沟道MOS晶体管。电压输出晶体管13正向连接在从恒流电路12的输出端子到IGBT 6的栅极的栅极电流供应路径中。即，电压输出晶体管13的漏极连接到恒流电路12的输出端子侧，并且电压输出晶体管13的源极连接到端子P2侧。

恒流电路12通过电压输出晶体管13在从电源电压VD到IGBT 6的栅极的方向上输出恒定电流Ia。在从控制器4接收的控制信号D处于L电平时，恒流电路12执行输出动作以输出恒定电流Ia。因此，由恒流电路12输出的恒定电流Ia通过电压输出晶体管13为栅极电容充电，并且栅极电压VG相应地增大，以使得IGBT 6被接通。即，栅极驱动器7通过利用恒定电流驱动IGBT 6的栅极来接通IGBT 6。此时，IGBT 6的栅极电压VG增大到比栅极参考电压VGR低的电压值，VGR与该电压值之差为电压输出晶体管13的栅极阈值电压Vt。相反，在从控制器4接收的控制信号D处于H电平时，恒流电路12停止输出恒定电流Ia的输出动作。

图3A和3B示出了恒流电路12的结构的示例。在图3A所示的示例中，恒流电路12包括电阻器20、P沟道MOS晶体管21、开关22和参考电压产生电路23、以及运算放大器24。

电阻器20、晶体管21和开关22串联连接在端子Pd与电压输出晶体管13的漏极之间。电阻器20的第一端子连接到端子Pd，并且电阻器20的第二端子连接到运算放大器24的反相输入端子。参考电压产生电路23的高电势侧端子连接到电阻器20的第一端子，并且参考电压产生电路23的低电势侧端子连接到运算放大器24的非反相输入端子。运算放大器24的输出信号被供应到晶体管21的栅极。

在图3B所示的示例中，恒流电路12包括电阻器25-27、PNP双极晶体管28和开关29。电阻器25、晶体管28和开关29串联连接在端子Pd与电压输出晶体管13的漏极之间。电阻器26与27之间的节点连接到晶体管28的基极。

具有图3A和3B中所示的这种结构的恒流电路12可以在其输入与输出端子之间的电压(即，电源电压VD与电压输出晶体管13的漏极电压之间的差)不小于其操作保证电压时输出恒定电流Ia。

栅极关断驱动电路14包括正常关断电路30、异常关断电路31以及非电路32。正常关断电路30包括晶体管33、电阻器34以及与电路35。晶体管33为N沟道MOS晶体管。晶体管33的漏极通过电阻器34连接到IGBT6的栅极。晶体管33的源极连接到地。与电路35的输出信号被供应到晶体管33的栅极。控制信号D被供应到与电路35的第一输入端子，并且异常判断信号Sb被供应到与电路35的第二输入端子。

异常关断电路31包括晶体管36、电阻器37以及与电路38。晶体管36为N沟道MOS晶体管。晶体管36的漏极通过电阻器37连接到IGBT 6的栅极。晶体管36的源极连接到地。与电路38的输出信号被供应到晶体管36的栅极。控制信号D被供应到与电路38的第一输入端子。异常判断信号Sb被非电路32反相并且然后被供应到与电路38的第二输入端子。异常关断电路31的电阻器37的电阻大于正常关断电路30的电阻器34的电阻。

异常判断信号Sb由控制器4供应并且具有根据IGBT 6中是否出现过电流状态而改变的电平。具体地，异常判断信号Sb在正常状态下处于H电平，其中在IGBT 6中未出现过电流状态。相反，异常判断信号Sb在异常状态下处于L电平，其中在IGBT 6中出现过电流状态。

根据以上结构，在控制信号D和异常判断信号Sb都处于H电平时，即，在栅极驱动器7在正常状态下接收到用于关断IGBT 6的关断指令时，通过正常关断电路30形成从IGBT 6的栅极到地(即，IGBT 6的发射极)的传导路径。因此，利用由电阻器34的电阻确定的相对小的时间常数对栅极电容进行放电。因此，在正常状态下，在栅极驱动器7接收到用于关断IGBT 6的关断指令时，栅极电压急剧下降，从而可以快速关断IGBT 6。

相反，在控制信号D处于H电平，但异常判断信号Sb处于L电平时，即，在栅极驱动器7在异常状态下接收到用于关断IGBT 6的关断指令时，通过异常关断电路31形成从IGBT 6的栅极到地(即，IGBT 6的发射极)的传导路径。因此，利用由电阻器37的电阻确定的相对大的时间常数对栅极电容进行放电。因此，在异常状态下，在栅极驱动器7接收到用于关断IGBT 6的关断指令时，栅极电压急剧下降，从而可以缓慢关断IGBT 6。

过电流判断电路15(对应于权利要求中所述的过电流检测器)判断IGBT 6是否处于IGBT 6中流动着大于故障阈值(即，过电流阈值)的电流的过电流状态。过电流判断电路15向控制器4输出表示判断结果的过电流判断信号Sc。在IGBT 6中未流动大于故障阈值的电流时，过电流判断信号Sc处于L电平。相反，在IGBT 6中流动大于故障阈值的电流时，过电流判断信号Sc处于H电平。

过电流判断电路15包括电阻器39、比较器40和参考电压发生器41。电阻器39连接在IGBT 6的电流感测发射极与地之间。电阻器39与电流感测发射极之间的节点处的电压，即，在流经电流感测发射极的电流流经电阻器39时所产生的电阻器39两端的关于地的电压降被施加到比较器40的非反相输入端子。

参考电压发生器41具有恒压电路，其用于产生关于地的参考电压Vri。参考电压发生器41产生的参考电压Vri被施加到比较器40的反相输入端子。将比较器40的输出信号作为过电流判断信号Sc供应到控制器4。

设置第一设置值VGR1以满足以下两个条件：栅极电压VG大于镜像电压，并且IGBT 6中流动的电流不大于最大允许电流。注意，最大允许电流是针对IGBT 6的值，并且是能够在IGBT 6中流动而不会击穿IGBT 6的最大值。设置第二设置值VGR2以满足以下两个条件：IGBT 6的栅极电压VG等于或小于不会使栅极氧化物膜退化的电压，并且IGBT 6的充分接通操作时的损耗小于预定值。

接下来，下面将参考图4和图5描述栅极驱动器7接通IGBT 6的操作。图4示出了正常状态下的控制信号D、电源电压VD、栅极参考电压VGR、栅极电压VG、以及为栅极电容充电的栅极电流IG的简化的波形。图5示出了异常状态下的控制信号D、电源电压VD、栅极参考电压VGR、栅极电压VG、以及栅极电流IG的简化的波形。

在控制信号D在时间t1处从用于关断IGBT 6的H电平改变为用于接通IGBT 6的L电平时，恒流电路12输出恒定电流Ia。因此，开始为栅极电容充电，并且栅极电压VG开始在时间t2处增大。注意，控制器4在时间t1处或在时间t1之前将电压变化信号Sa设置为H电平。因此，栅极参考电压产生电路11切换到能够输出具有第一设置值VGR1的栅极参考电压VGR的第一模式。如图4中所示，由于恒流电路12等的操作，在栅极驱动器7在时间t1处接收到用于接通IGBT 6的接通指令时与栅极电压VG在时间t2实际开始增大时之间存在时间延迟。

然后，在栅极电压VG达到IGBT 6的阈值电压时，IGBT 6被接通。在IGBT 6被接通时，镜像周期(即，镜像区)在时间t3处开始并且在时间t4处结束。在镜像周期期间，栅极电压VG保持在镜像电压。在镜像周期结束时，栅极电压VG再次开始增大。

图4中的从时间t1到时间t5的“T1”表示在将流经IGBT 6的电流限制到不大于IGBT 6的最大允许电流的安全值的同时判断短路故障是否存在所必需的第一周期。短路故障可能发生在另一个IGBT 6(例如，IGBT 6up)中，所述另一个IGBT 6利用IGBT 6(例如，IGBT 6un)、输出节点nx(x：u，v，x)和电动机5的绕组形成桥接电路。

控制器4基于由过电流判断电路15供应的过电流判断信号Sc来判断是否发生短路故障。即，控制器4判断IGBT 6的集电极电流是否大于故障阈值。故障阈值被设置为大于在未发生短路故障时能够在IGBT 6中流动的最大电流、并且小于在发生短路故障时在IGBT 6中流动的电流(不大于最大允许电流)的值。

例如，如图5中所示，在与IGBT 6形成桥接电路的另一个IGBT 6中发生短路故障并且IGBT 6的电流达到故障阈值时，过电流判断信号Sc在时间ta处改变为H电平。在该情况下，控制器4判断IGBT 6的集电极电流大于故障阈值。因此，栅极关断驱动电路14的异常关断电路31的晶体管36被接通，以使IGBT 6被缓慢接通。注意，由于在另一个IGBT 6中发生短路故障，所以IGBT 6的栅极-集电极电压在直流电压VBAT处几乎保持不变。为此，如图5中所示，不存在镜像周期，以使栅极电压VG几乎线性地增大。

在第一周期T1中，栅极参考电压产生电路11处于能够输出具有第一设置值VGR1的栅极参考电压VGR的第一模式。因此，在第一周期T1中，IGBT 6被接通并且在有源区中进行操作。在第一周期T1中，栅极电压VG增大到比第一设置值VGR1低的值，第一设置值VGR1与该值之差为电压输出晶体管13的阈值电压Vt。此外，在第一周期中，即使在存在由于短路故障等而导致的过量短路电流可以进行流动的状态(即，过电流状态)时，栅极电压VG也被限制为上述电压(＝VGR1-Vt)或低于上述电压。因此，可以减小短路电流(即，集电极电流)的峰值。

在第一周期T1结束时，第二周期T2(在时间t5之后)开始，并且判断不存在短路故障。在第二周期T2中，为减小损耗，栅极电压VG必需足够高，以在饱和区中接通IGBT 6。然而，在施加到IGBT 6的栅极电压VG大于IGBT 6的栅极击穿电压时，IGBT 6可能被击穿。

为此，在第二周期T2开始时，控制器4将电压变化信号Sa设置为L电平。因此，栅极参考电压产生电路11切换到能够输出具有第二设置值VGR2的栅极参考电压VGR的第二模式。因此，在第二周期T2中，栅极电压VG增大到比第二设置值VGR2低的值，第二设置值VGR2与该值之差为电压输出晶体管13的栅极阈值电压Vt，以使IGBT 6能够被接通(即，充分接通)并且在饱和区中进行操作。此外，在第二周期T2中，即使在存在由于短路故障等而导致的过量短路电流可以进行流动的状态(即，过电流状态)时，栅极电压VG也被限制为上述电压(＝VGR2-Vt)或低于上述电压。因此，可以减小短路电流(即，集电极电流)的峰值。

尽管图4中未示出，但是在控制信号D从L电平(接通指令)改变为H电平(关断指令)时，栅极关断驱动电路14的正常关断电路30的晶体管33被接通，并且IGBT 6被快速关断。

在以上结构中，应当考虑针对要驱动的IGBT 6的值(例如，阈值电压和镜像周期的长度)来判断第一周期T1结束的时间，即，发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡的过渡时间。例如，可以通过以下两种方法来判断过渡时间。在第一种方法中，将过渡时间设置为在控制信号D改变为L电平的时间(即，时间t1)之后经过预定时间段后的时间。在第二种方法中，增加用于检测栅极电压VG的附加栅极电压检测电路，并且将过渡时间设置为在由栅极电压检测电路检测到的值达到预定阈值之后经过预定时间段后的时间，该预定阈值大于在IGBT 6被关断时的栅极电压VG并且小于镜像电压。

根据第一种方法，不需要增加用于检测栅极电压VG的附加栅极电压检测电路，可以简化电路结构。然而，在第一种方法中，应当考虑接收接通指令时(即，时间t1)与栅极电压VG实际开始增大时(即，时间t2)之间的时间延迟来设置预定时间段。另一方面，根据第二种方法，不需要考虑接收接通指令时与栅极电压VG实际开始增大时之间的时间延迟。然而，第二种方法需要用于检测栅极电压VG的附加栅极电压检测电路。

如上所述，在根据第一实施例的栅极驱动器7中，即使在IGBT 6进入过电流状态时，栅极电压VG也被限制为由第一设置值VGR1确定的电压(＝VGR1-Vt)或低于该电压或被限制为电压(＝VGR2-Vt)。该电压限制动作是由正向连接在栅极电流供应路径中的电压输出晶体管13的电压钳位动作实现的。即，根据第一实施例，减小了异常状态下的栅极电压VG的增大，同时在接通时采用两个阶段来控制栅极电压VG，而不像常规技术那样将栅极电流IG吸入到地。因此，根据第一实施例，如下文参考图6、7和8所描述的，可以克服使用钳位电路的常规技术中存在的以下问题。

图6示出了将恒流驱动和钳位电路组合使用的常规技术的结构的示例。图6中所示的栅极驱动器42包括恒流电路43和钳位电路44。恒流电路43具有与第一实施例的恒流电路12相同的功能。钳位电路44连接到恒流电路43的输出端子和地。钳位电路44是钳位控制开关45和齐纳二极管46的串联电路。如图6中所示，寄生电感器47存在于栅极电流供应路径中。

在具有这种结构的栅极驱动器42中，在接通钳位控制开关45时执行限制动作以将栅极电压VG限制为钳位电压VC。因此，即使在栅极驱动器42中，如第一实施例中那样，可以减小异常状态下的栅极电压VG的增大(参考图8)，同时在接通时采用两个阶段来控制栅极电压VG(参考图7)。

然而，在栅极驱动器42中，在钳位控制开关45被接通以使钳位电路44执行电流吸入动作时，流经寄生电感器47的电流在正值与负值之间大幅变化。注意，流经寄生电感器47的电流在流向栅极时具有正值并且在流向钳位电路44时具有负值。因此，在IGBT 6的栅极处发生的浪涌变大。注意，在图7和8中，流经寄生电感器47并且具有负值的电流被表示为直通电流。该类型的问题不仅发生在图8所示的异常状态下(其中执行短路保护)，而且还发生在图7中所示的正常状态下(其中改变栅极电压VG)。

尽管图中未示出，但是即使在第一实施例的结构中，在电压输出晶体管13的源极与IGBT 6的栅极之间存在由板线路和接合线以及包含IGBT 6的电源模块的引线形成的寄生电感器。在正常状态下，电流通过寄生电感器从电压输出晶体管13流向栅极。然而，根据第一实施例，在不将栅极电流IG吸入到地的情况下执行用于限制栅极电压VG的限制动作。因此，流经寄生电感器的电流从正值改变为几乎为零，而不达到负值。

因此，在第一实施例的结构中，与使用钳位电路的常规结构相比，流经寄生电感器的电流的变化率(di/dt)可以很小。因此，减小了在IGBT 6的栅极处发生的浪涌，以使由浪涌产生的问题不太可能发生。通过该方式，根据第一实施例，可以适当地保护IGBT 6以防止在IGBT 6进入过电流状态时发生的栅极电压VG的增大，同时由恒定电流来驱动IGBT 6的栅极。

根据第一实施例，出于以下原因，电压输出晶体管13位于恒流电路12的下游侧(即，IGBT 6的栅极侧)。即使在电压输出晶体管13位于恒流电路12的上游侧(即，电源电压VD侧)的结构(以下被简称为“比较示例”)中，如第一实施例中那样，也可以减小异常状态下的栅极电压VG的增大，同时在接通时采用两个阶段来控制栅极电压VG。

然而，在比较示例中，在通过增大恒流电路12的输入与输出端子之间的电压来确保恒流电路12的保证工作电压时，需要栅极参考电压VGR很大。然而，由于栅极电压VG的极限值取决于栅极参考电压VGR，所以不希望不必要地增大栅极参考电压VGR。因此，比较示例具有低自由度，以设置恒流电路12的保证工作电压。

相反，根据第一实施例，通过设置电源电压VD以使恒流电路12的输入与输出端子之间的电压可以增大到期望值，可以确保恒流电路12的保证工作电压。注意，电源电压VD不会对栅极电压VG的极限值产生任何影响。即，根据第一实施例，确保恒流电路12的保证工作电压以及设置栅极电压VG的极限值可以彼此独立地执行。因此，第一实施例具有高自由度，以设置恒流电路12的保证工作电压。

此外，在发生短路故障的异常状态下，接通栅极关断驱动电路14的异常关断电路31的晶体管36，以使得可以利用由电阻器37的相对大的电阻确定的时间常数来对栅极电容进行放电。因此，集电极电流(即，短路电流)的变化率(即，di/dt)保持为低，以使IGBT 6可以被缓慢关断。因此，可以防止发生超过IGBT 6的击穿电压的浪涌。

(第二实施例)

以下参考图9描述本公开内容的第二实施例。

如图9中所示，第二实施例的栅极驱动器51与第一实施例的栅极驱动器7的不同之处在于，栅极驱动器51具有回流防止晶体管52。回流防止晶体管52是N沟道MOS晶体管并且对应于权利要求中所述的回流防止器。将栅极参考电压VGR供应到回流防止晶体管52的栅极(即，控制端子)。电压输出晶体管13的源极连接到回流防止晶体管52的源极。回流防止晶体管52的漏极连接到端子P2。即，回流防止晶体管52反向连接在栅极电流供应路径中。

即使在这种结构中，IGBT 6的栅极电压VG也被限制为由栅极参考电压VGR确定的电压或低于该电压。栅极电压VG的极限值由以下方程(1)给出，其中Vt表示晶体管13的栅极阈值电压，并且Ron表示回流防止晶体管52的接通电阻：栅极电压VG的极限值＝VGR-Vt-Ron·Ia···(1)

由于方程(1)右侧的第三项“Ron·Ia”被预期变为足够小的值，所以第二实施例的栅极电压VG的极限值几乎等于第一实施例的极限值。为此，可以在第二实施例中获得与第一实施例中获得的相同的效果和优点。

在第一实施例的结构中，在由于例如逆变器装置1中的开关噪声的影响而将大于栅极驱动器7的电源电压VD的浪涌施加到栅极线(即，从电压输出晶体管13的源极到IGBT 6的栅极的路径)时，栅极电压VG可以增大到满足以下公式(2)的值：VG≥VD+Vf+Vα···(2)

在该情况下，从IGBT 6的栅极向端子Pd吸入电流，即，发生电流的到电源的回流。

在公式(2)中，Vf表示电压输出晶体管13的体二极管的正向电压，并且Vα表示能够引起回流的恒流电路12的输入与输出端子之间的电压。在恒流电路12具有图3A中所示的结构时，电压Vα等于晶体管21的体二极管的正向电压，并且在恒流电路12具有图3B中所示的结构时，电压Vα几乎为零。

在发生从IGBT 6的栅极向端子Pd(即，电源电压VD)吸入电流的电流吸入动作时，流经寄生电感器的电流的变化率采用与发生从IGBT 6的栅极向地吸入电流的电流吸入动作时相同的方式增大。作为结果，在IGBT 6的栅极处发生大的浪涌，并且IGBT 6可能被浪涌破坏或使其寿命减少。然而，在第二实施例的结构中，即使在向栅极线施加大于电源电压VD的浪涌并且将栅极电压VG增大到满足公式(2)的值时，回流防止晶体管52的体二极管也防止从栅极向端子Pd吸入电流。因此，即使在由噪声等提升栅极电压VG时，也防止了到电源侧的回流，从而可以防止发生由回流所产生的问题。

(第三实施例)

以下参考图10描述本公开内容的第三实施例。

如图10中所示，第三实施例的栅极驱动器61与第一实施例的栅极驱动器7的不同之处在于，栅极驱动器61具有栅极参考电压产生电路62而不是栅极参考电压产生电路11。栅极参考电压产生电路62包括用于检测栅极电压VG的电压检测电路63。

电压检测电路63是连接在端子P2与地之间的电阻器64和65的串联电路。将电阻器64与65之间的节点的电压Vd施加到运算放大器19的反相输入端子。将选择器开关18的公共端子的电压施加到运算放大器19的非反相输入端子。因此，栅极参考电压产生电路62执行对要输出的栅极参考电压VGR的反馈控制(即，电压反馈控制)，以使IGBT 6的栅极电压VG可以等于由第一参考电压Vr1或第二参考电压Vr2确定的目标电压。

可以在第三实施例中获得与第一实施例中获得的相同的效果和优点。此外，第三实施例可以提供以下优点。在第一和第二实施例中，栅极电压VG取决于电压输出晶体管13的栅极阈值电压Vt。因此，如果栅极阈值电压Vt发生变化，则栅极电压VG的极限值相应地发生变化。相反，在第三实施例中，无论栅极阈值电压Vt是否发生变化，栅极电压VG通过电压反馈控制而保持恒定。因此，可以准确地控制栅极电压VG。

(第四实施例)

以下参考图11描述本公开内容的第四实施例。

如图11中所示，第四实施例的栅极驱动器71被配置作为第二实施例的栅极驱动器51与第三实施例的栅极驱动器61的组合。即，栅极驱动器71具有反向连接在栅极电流供应路径中的回流防止晶体管52和用于执行电压反馈控制的栅极参考电压产生电路62。

因此，如在第二实施例中那样，即使在由噪声等提升栅极电压VG时，也防止了到电源侧的回流，从而可以防止发生由回流所产生的问题。此外，如在第三实施例中那样，可以准确地控制栅极电压VG。

(第五实施例)

以下将参考图12和13描述本公开内容的第五实施例。

如图12中所示，根据第五实施例的栅极驱动器81与根据第一实施例的栅极驱动器7不同的之处在于，栅极驱动器81具有电流旁路电路82。电流旁路电路82是连接在恒流电路12的输出端子与地之间的电阻器83和开关84的串联电路。根据从控制器4通过端子P6供应的电流路径控制信号Sd来闭合和打开(即，接通和关断)开关84。

在电流路径控制信号Sd处于H电平时，开关84被接通。在开关84被接通时，出现从恒流电路12的输出端子到地的电流旁路路径。因此，恒流电路12的输出电流能够流经的路径的数量增加到两个：栅极电流供应路径和与栅极电流供应路径不同的电流旁路路径。相反，在电流路径控制信号Sd处于L电平时，开关84被关断。在开关84被关断时，电流旁路路径消失。

在前述实施例中，在栅极电压VG到达其极限值(即，VGR1-Vt或VGR2-Vt)时，电压输出晶体管13进入几乎关断状态，并且因此恒流电路12进入关断状态(饱和状态)，其中恒流电路12不能输出电流Ia。一旦恒流电路12进入完全关断状态时，则即使在电压输出晶体管13再次接通之后，恒流电路12也不能立即输出电流。即，电流输出动作中发生延迟。作为结果，可能发生特性的衰退，尤其是在发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡时。

基于以上研究，根据第五实施例，电流旁路电路82进行如下操作，以防止恒流电路12进入完全关断状态。如图13中所示，控制器4在第一周期T1中使电流路径控制信号Sd保持在H电平，并且在除第一周期T1之外的周期中使电流路径控制信号Sd保持在L电平。因此，在第一周期T1中形成电流旁路路径，并且在除第一周期T1之外的周期中不形成电流旁路路径。

在这种方式中，即使在栅极电压VG在第一周期T1中达到极限值(即，VGR1-Vt)之后，恒流电路12也可以继续通过电流旁路来输出电流，并且不会进入完全关断状态。因此，在栅极电压VG的极限值在第二周期T2开始之后改变时，恒流电路12可以通过栅极电流供应路径来输出电流Ia。因此，在发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡时，可以使特性保持良好。

如上所述，在第一周期T1中形成电流旁路路径，即，在从输入接通指令时到发生过渡时的周期中形成电流旁路路径。其原因是，恒流电路12在第一周期T1中需要具有比在第二周期T2中更高的响应度。与在第一周期T1中相比，恒流电路12在第二周期T2中不需要具有高响应度。因此，为了减小由于流经电流旁路路径的电流所导致的消耗电流的增大，在第二周期T2中不形成电流旁路路径。

(第六实施例)

以下参考图14-16描述本公开内容的第六实施例。

如图14中所示，根据第六实施例的栅极驱动器91与根据第一实施例的栅极驱动器7的不同之处在于，栅极驱动器91具有比较器92。将恒流电路12的输出端子的电压Va供应到比较器92的非反相输入端子。将电压输出晶体管13的栅极电压(即，栅极参考电压VGR)供应到比较器92的反相输入端子。将比较器92的输出信号作为改变控制信号Se通过端子P7供应到控制器4。

在以上结构中，在电压输出晶体管13被接通时，电压Va低于栅极参考电压VGR，以使改变控制信号Se处于L电平。相反，在电压输出晶体管13被关断(或几乎关断)时，电压Va大于栅极参考电压VGR，以使改变控制信号Se处于H电平。

控制器4基于改变控制信号Se和过电流判断信号Sc的电平来确定从第一周期T1到第二周期T2的过渡时间。即，如图15中所示，在栅极电压VG在第一周期T1中的镜像周期之后重新开始增大，并且然后到达取决于第一设置值VGR1的极限值(VGR1-Vt)时，电压输出晶体管13被关断。然后，电压Va超过栅极参考电压VGR，以使改变控制信号Se改变为H电平(时间tα)。在过电流判断信号Sc处于L电平的条件下，控制器4将电压开关信号Sa设置为L电平。因此，发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡。

可以在第六实施例中获得与第一实施例中获得的相同的效果和优点。此外，第六实施例可以提供以下优点。实际上，优选的是应当在镜像周期结束之后立即充分接通IGBT 6，以减少传导损耗。然而，在第一实施例中，由于过渡时间被设置为在接收到接通指令之后或在栅极电压VG超过预定阈值之后经过预定时间段时，所以IGBT 6未充分接通的时间段(即，第一周期T1)在镜像周期结束之后持续了一会(从图4中的时间t4到时间t5)。

相反，根据第六实施例，过渡时间被设置为在恒流电路12的输出端子的电压Va超过电压输出晶体管13的栅极电压(即，栅极参考电压VGR)时。在这种方式中，在镜像周期结束之后立即发生到第二周期T2的过渡，以使IGBT 6可以被充分接通。因此，在镜像周期结束之后，与第一实施例中相比，第一周期T1持续短时间。因此减少了IGBT 6的传导损耗。

在以上结构中，存在这样的风险：在噪声叠加在比较器92的输入和输出信号上时，可能在不正确的时间发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡。可以通过图16中所示的栅极驱动器93来克服该风险。栅极驱动器93与图14中所示的栅极驱动器91的不同之处在于，栅极驱动器93具有用于接收从比较器92输出的改变控制信号Se的滤波器94。注意，将滤波器94的延迟时间设置为低于第一周期T1。在该情况下，将滤波器94的输出信号作为改变控制信号Se'通过端子P7供应到控制器4，并且控制器4基于改变控制信号Se'和过电流判断信号Sc的电平来设置过渡时间。在这种方式中，可以防止由于噪声等引起的在不正确的时间发生从第一周期T1到第二周期T2的过渡。

(修改)

尽管已经参考实施例描述了本公开内容，但是应当理解，本公开内容并不限于实施例。本公开内容旨在覆盖本公开内容的精神和范围之内的各种修改和等价布置。例如，可以对实施例进行如下修改。

要由栅极驱动电路驱动的目标器件不限于IGBT，而包括MOS晶体管和电压驱动半导体器件(晶体管)。

栅极参考电压产生电路11和62不限于图2和10中所分别示出的结构，并且可以具有能够实现与图2和10中所示的那些功能相同的功能的其它电路结构。例如，如果可以直接由第一参考电压Vr1和第二参考电压Vr2驱动电压输出晶体管13，则可以从栅极参考电压产生电路11中去除作为电压跟随器的运算放大器19。

电压输出晶体管13和回流防止晶体管52的至少其中之一可以是NPN双极晶体管。可以利用除晶体管之外的器件，例如反向连接在栅极电流供应路径中的二极管来替代回流防止晶体管52，以防止栅极电流供应路径中的电流回流。

用于关断IGBT 6的栅极关断驱动电路不限于图2中所示的具有两个拥有不同阻抗的栅极电容放电路径的栅极关断驱动电路14的结构。例如，栅极关断驱动电路可以仅具有一个栅极电容放电路径。

在第五实施例中，控制器4可以控制电流旁路电路82，从而可以在除第一周期T1之外的周期中形成电流旁路路径。

电流旁路电路82不限于图12所示的结构，但包括可以实现与图12中所示的功能相同的功能的另一个电路结构。例如，电流旁路电路82可以具有恒流电路而不是电阻器83。

这种改变和修改应当被理解为处于由所附权利要求限定的本公开内容的范围内。

Claims

1.一种栅极驱动器，包括：

栅极参考电压产生电路(11，62)，其被配置为输出栅极参考电压作为驱动电压的参考值，以接通第一晶体管(6)，所述栅极参考电压产生电路还被配置为在至少两个值之间改变要输出的所述栅极参考电压；

恒流电路(12)，其被配置为向所述第一晶体管的栅极供应恒定电流；

第二晶体管(13)，其正向连接在从所述恒流电路的输出端子到所述第一晶体管的所述栅极的栅极电流供应路径中，所述第二晶体管为N沟道或NPN晶体管并且所述第二晶体管的栅极被供应以所述栅极参考电压；

驱动控制器(4)，其被配置为在输入接通指令时，通过操作所述恒流电路而利用所述恒定电流来驱动所述第一晶体管的所述栅极；

电压变化控制器(4)，其被配置为将待由所述栅极参考电压产生电路输出的所述栅极参考电压的值设置为第一设置值或大于所述第一设置值的第二设置值，以及

过电流检测器(15)，其被配置为判断所述第一晶体管是否处于过电流状态，在所述过电流状态中，大于预定故障阈值的过大电流在所述第一晶体管中流动，其中

所述电压变化控制器设置所述栅极参考电压的所述值，以使得在输入所述接通指令时，所述栅极参考电压的所述值为所述第一设置值，并且然后在所述过电流检测器未判断所述第一晶体管处于所述过电流状态的条件下，在预定过渡时间在所述第一晶体管的镜像周期结束之后到来时，将所述栅极参考电压的所述值从所述第一设置值改变为所述第二设置值。

2.根据权利要求1所述的栅极驱动器，还包括：

回流防止器(52)，其被配置为防止所述栅极电流供应路径中的电流的回流。

3.根据权利要求2所述的栅极驱动器，其中

回流防止器为N沟道或NPN晶体管，其反向连接在所述栅极电流供应路径中，并且所述回流防止器的栅极被供应以所述栅极参考电压。

4.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中

所述栅极参考电压产生电路执行对要输出的所述栅极参考电压的所述值的反馈控制。

5.根据权利要求1所述的栅极驱动器，还包括：

电流旁路电路(82)，其被配置为形成电流旁路路径，来自所述恒流电路的所述输出端子的所述恒定电流通过所述电流旁路路径来流动，并且

所述电流旁路路径与所述栅极电流供应路径不同。

6.根据权利要求5所述的栅极驱动器，其中

所述电流旁路电路(82)在从输入所述接通指令时到所述过渡时间到来时的周期中形成电流旁路路径。

7.根据权利要求1-6中的任一项所述的栅极驱动器，其中

所述电压变化控制器将所述过渡时间设置为所述恒流电路的所述输出端子的电压超过所述栅极参考电压产生电路的输出端子的电压时。

8.根据权利要求1-6中的任一项所述的栅极驱动器，还包括：

栅极电压检测电路，其被配置为检测所述第一晶体管的栅极电压，其中

所述电压变化控制器将所述过渡时间设置为在所述栅极电压检测电路所检测到的所述栅极电压达到小于所述第一晶体管的镜像电压的预定阈值之后经过预定时间段时。

9.根据权利要求1-6中的任一项所述的栅极驱动器，其中

所述电压变化控制器将所述过渡时间设置为在输入所述接通指令之后经过预定时间段时。