CN107683560A - 开关元件的驱动装置 - Google Patents

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Abstract

开关元件的驱动装置具备：驱动电路(2)，连接在元件驱动用电源与电路接地之间，向驱动用开关元件(5)输出驱动信号；电容器(6)，连接在基准接地与电路接地之间，所述基准接地与驱动用开关元件的电位基准侧导通端子连接；以及调节器(3)，为了使电容器达到规定的端子电压而进行充放电工作。调节器在端子电压超过上限值的情况下进行放电工作，在端子电压低于下限值的情况下进行充电工作。

Description

开关元件的驱动装置
关联申请的相互参照
本申请基于2015年6月17日申请的日本专利申请2015-122003号主张优先权，在此通过参照而援引其记载内容。
技术领域
本公开涉及一种驱动装置，该驱动装置连接在元件驱动用电源与电路接地之间，向驱动用开关元件输出驱动信号。
背景技术
对于一部分电压驱动型的半导体元件，需要在将其切断时对作为导通控制端子的例如栅极施加负电压。例如，专利文献1公开了如下结构：通过利用放大器7控制半导体开关元件4a的发射极电位，由此对开关元件4a的发射极、栅极间施加正负极性的电压。另外，专利文献2公开了如下结构：通过利用电容器21、22的串联电路将驱动电源电压分压，将分压出的电位施加于IGBT2的发射极，由此相同地施加正负极性的电压。
专利文献1:JP2012－90435A
专利文献2:JP2010－226835A
发明内容
在专利文献1的结构中，由于每当为了将开关元件4a接通切断而对栅极进行充放电时，从电源经由放大器7而引出充电电流，或者将放电电流从栅极经由放大器7向接地流出，因此消耗电流增加。另外，在专利文献2的结构中，由于每当对栅极进行充放电时，电容器的两端电压变化，为了弥补该电压变化而恒电压电路30对电容器21、22进行充放电，因此消耗电流依然增加。
本公开的目的在于提供一种开关元件的驱动装置，该开关元件的驱动装置能够减少消耗电流并对开关元件的导通控制端子施加两极性的电压。
本公开的一个例子涉及的开关元件的驱动装置具备：驱动电路，连接在元件驱动用电源与电路接地之间，向驱动用开关元件输出驱动信号；电容器，连接在基准接地与电路接地之间，所述基准接地与驱动用开关元件的电位基准侧导通端子连接；以及调节器，为了使电容器达到规定的端子电压而进行充放电工作。调节器在端子电压超过上限值的情况下进行放电工作，在端子电压低于下限值的情况下进行充电工作。
根据该结构，当向驱动装置接入电源时，由于调节器在超过下限值之前一直对电容器进行初始充电，因此电路接地形成相对于基准接地只低电容器的端子电压的电位。例如，若基准接地为0V，则电路接地为负电位。驱动电路在将驱动用开关元件接通的情况下对该元件的导通控制端子进行充电，但此时流动的充电电流也经由电位基准侧导通端子对电容器进行充电。
另外，驱动电路在将驱动用开关元件切断的情况下从导通控制端子放电，但此时流动的放电电流也经由电位基准侧导通端子从电容器放电。此时，驱动电路能够将导通控制端子驱动为负电位，能够防止驱动用开关元件的自启动。
并且，由于与驱动电路进行驱动用开关元件的接通切断驱动相伴的、电荷相对于所述电容器的充放电基本相互平衡，因此电容器的端子电压变动也在恒定的范围内。因此，只要根据电容器的容量与驱动用开关元件所具有的容量之间的关系适当设定电容器的容量，则能够将所述端子电压变动收容在调节器中设定的上限值以下且下限值以上的电压范围内。
由于所述电压范围相当于调节器不工作的OFF区域，因此只要驱动电路进行驱动用开关元件的接通切断驱动，调节器就不会进行充放电工作，不会消耗电流。并且，在因其他重要因素而产生超过所述电压范围的端子电压的变动的情况下，调节器工作，对电容器进行充放电，因此与以往相比能够减少消耗电流。
附图说明
本发明的上述及其他目的、特征、优点通过参照附图进行的下述详细说明而进一步得以明确。
图1是示出第1实施方式的驱动装置的电结构的图。
图2是与现有结构一并示出的工作时间图。
图3是示出第2实施方式的驱动装置的电结构的图。
图4是利用其他控制电路产生迅速充电的情况下的工作时间图。
图5是利用其他控制电路产生迅速放电的情况下的工作时间图。
图6是利用其他控制电路产生缓慢且持续的充电的情况下的工作时间图。
图7是利用其他控制电路产生缓慢且持续的放电的情况下的工作时间图。
图8是示出第3实施方式的驱动装置的电结构的图。
图9是利用其他控制电路产生迅速充电的情况下的工作时间图。
图10是利用其他控制电路产生迅速放电的情况下的工作时间图。
图11是利用其他控制电路产生缓慢且持续的充电的情况下的工作时间图。
图12是利用其他控制电路产生缓慢且持续的放电的情况下的工作时间图。
图13是示出第4实施方式的驱动装置的电结构的图。
图14是利用其他控制电路产生迅速充电的情况下的工作时间图。
图15是利用其他控制电路产生迅速放电的情况下的工作时间图。
图16是利用其他控制电路产生缓慢且持续的充电的情况下的工作时间图。
图17是利用其他控制电路产生缓慢且持续的放电的情况下的工作时间图。
图18是示出第5实施方式的驱动装置的电结构的图。
图19是示出第6实施方式的驱动装置的电结构的图。
图20是示出第7实施方式的驱动装置的电结构的图。
图21是示出第8实施方式的驱动装置的电结构的图。
具体实施方式
(第1实施方式)
如图1所示，本实施方式的驱动装置1具备相当于驱动电路的驱动部2以及带OFF区域的调节器3。以下简称为调节器3。相当于元件驱动用电源的电源4的正侧端子、负侧端子在驱动装置1的外部分别连接于驱动装置1的电源端子+B、－B。并且，驱动部2以及调节器3均连接于电源端子+B、－B之间。
另外，驱动装置1具有输出端子G、基准接地端子PGND以及电路接地端子ICGND。作为驱动用开关元件的N沟道MOSFET5的源极连接于端子PGND，栅极连接于端子G。并且，相当于电位基准侧导通端子的所述源极连接于基准接地。具体而言，虽未图示，FET5的漏极例如连接于将负荷或FET5作为下臂的情况下成为上臂的FET的源极等。
电容器6在驱动装置1的外部连接于连接端子PGND与端子ICGND之间。调节器3的电源输出端子连接于端子PGND，调节器3进行电容器6的充放电。向调节器3施加基准电压VthH、VthL，前者相当于上限值，后者相当于下限值。以下，称作上限电压VthH、下限电压VthL。调节器3在电容器6的端子电压VN低于下限电压VthL时对电容器6进行充电，在端子电压VN高于上限电压VthH时对电容器6进行放电。即，VthL≤VN≤VthH的电压范围设定为调节器3不进行电容器6的充放电工作时的OFF区域。
驱动部2在根据从外部输入的驱动控制信号而接通FET5的情况下，将作为导通控制端子的栅极的电位设为电源4的电压电平。所述电压电平例如是以电路接地电平为基准的15V。另外，驱动部2在将FET5切断的情况下，将栅极的电位设为端子ICGND的电路接地电平。
接下来，说明本实施方式的作用。如图1示出三个电流路径那样，当向驱动装置1接入电源4时，调节器3利用电流路径(1)对电容器6进行充电，将端子电压VN设为5V。其结果是，若基准接地的电位为0V，则电路接地的电位为－5V。
驱动部2在将FET5接通的情况下，利用电源4通过电流路径(2)对FET5的栅极、源极间进行充电，但此时，连接在所述源极与端子ICGND之间的电容器6也被充电。另外，驱动部2在将FET5切断的情况下，利用端子ICGND、电容器6以及源极的电流路径(3)使FET5的栅极放电。即，驱动部2使FET5的栅极电位变化为±5V的电平而驱动FET5接通、切断。
如图2所示，每当使FET5开/关时，栅极电流Ig沿充电方向/放电方向流动。与本实施方式不同，在使用无OFF区域的设定的调节器的现有结构的情况下，每当栅极电流Ig流动时调节器都进行工作，使电容器6迅速地放电/充电，从而欲使端子电压VN恒定。其结果是，端子电压VN的脉动变得微小。
与此相对，在本实施方式的情况下，将电容器6的容量、上限电压VthH以及下限电压VthL设定为，与驱动部2使FET5开/关相伴的端子电压VN的变动范围限制在OFF区域的电压范围内。其结果是，由于端子电压VN伴随于FET5的接通切断而变动，因此脉动与现有结构的情况相比更大，但由于调节器3不对电容器6进行充放电，因此不消耗电流。
此外，作为一个例子，以设定5V为中心±0.2V的电压范围的方式施加上限电压VthH以及下限电压VthL。另外，第2实施方式之后示出端子电压VN超过根据上限电压VthH以及下限电压VthL规定的电压范围并变动，调节器3进行充放电工作的情况。
如上根据本实施方式，将驱动部2连接在电源4与电路接地之间，将电容器6连接在与FET5的源极相连的基准接地端子PGND与电路接地端子ICGND之间。并且，为了使电容器6达到规定的端子电压而进行充放电工作的调节器3在端子电压VN超过上限电压VthH的情况下进行放电工作，在端子电压VN低于下限电压VthL的情况下进行充电工作。
若如此构成，由于与驱动部2进行FET5的接通切断驱动相伴的、针对电容器6进行的电荷的充放电基本上相互平衡，因此端子电压VN的变动也在恒定的范围内。因此，若根据电容器6的容量与FET5具有的容量之间的关系适当地设定电容器6的容量，则能够将端子电压VN的变动包含在调节器3所设定的上限电压VthH以下、且下限电压VthL以上的电压范围内。并且，只要驱动部2进行FET5的接通切断驱动，调节器3就不会进行充放电工作，不会消耗电流，因此与以往相比能够减少消耗电流。
(第2实施方式)
如图3所示，第2实施方式的驱动装置11使用MOSFET以及比较器构成相当于调节器3的调节器12。在电源端子+B、－B之间，连接有充电部(也称作充电机构)和相当于正侧开关元件的P沟道MOSFET13、以及放电部(放电手段)和相当于负侧开关元件的N沟道MOSFET14的串联电路，两者的共用连接点连接于端子PGND。
比较器15、16的输出端子分别连接于FET13、14的栅极，比较器15、16的非反相输入端子均连接于端子PGND。并且，对相当于充电控制部(也称作充电控制手段)的比较器15的反相输入端子施加下限电压VthL，对相当于放电控制部(也称作放电控制机构)的比较器16的反相输入端子施加上限电压VthH。
另外，驱动装置11具有连接在电源端子+B、－B之间的其他控制电路(也称作另一控制电路)17。其他控制电路17的输出端子连接于端子PGND，其他控制电路17随着其电路工作而使电容器6充放电。这里，作为其他控制电路17的一个例子，有在检测异常状态时通知上位的控制电路的通信电路等。作为异常状态，例如有：
·驱动装置11的过热状态的检测
·经由FET5流动的过电流的检测
·电源4的电压降低
等。当检测到上述的异常状态时输出故障信号，对驱动装置11的功能施加限制并且通信电路通知到上位的控制电路。
另外，作为其他控制电路17的另一例，存在FET5的切断期间阻止自启动的产生的切断保持电路、或控制上述的各电路的逻辑电路等。
接下来，对第2实施方式的作用进行说明。如图4所示，伴随其他控制电路17的电路工作而迅速对电容器6进行充电，当端子电压VN以超过上限电压VthH的方式变动时，比较器16(下行comp)接通FET14而使电容器6放电。另一方面，如图5所示，若伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6迅速放电，端子电压VN变动为低于下限电压VthL，则比较器15(上行comp)接通FET13，对电容器6进行充电。
另外，如图6所示，当通过伴随其他控制电路17的电路工作而对电容器6缓慢且持续地充电，从而端子电压VN在上限电压VthH的附近变动时，比较器16断续地接通FET14，断续地使电容器6放电。另一方面，如图7所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6缓慢且持续地放电，端子电压VN在下限电压VthL的附近变动时，比较器1断续地接通FET13，断续地对电容器6进行充电。
如上，根据第2实施方式，由利用FET13、14的串联电路和控制它们的接通切断的比较器15、16构成带OFF区域的调节器12，因此，在电容器6的端子电压VN以超过利用上限电压VthH以及下限电压VthL设定的电压范围的方式变动时，能够迅速地进行电容器6的充放电。
(第3实施方式)
如图8所示，第3实施方式的驱动装置21具备调节器24，该调节器24通过将构成驱动装置11的比较器15、16替换为带磁滞的比较器22、23而构成。
接下来，对第3实施方式的作用进行说明。如图9所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而对电容器6迅速充电，端子电压VN以超过上限电压VthH的方式变动时，比较器16接通FET14而使电容器6放电。该放电工作持续至端子电压VN达到上限电压VthH’。另一方面，如图10所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6迅速放电，端子电压VN变动为低于下限电压VthL时，比较器15接通FET13而对电容器6进行充电。其充电工作持续至端子电压VN达到下限电压VthL’。
另外，如图11所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6缓慢且持续地充电，从而端子电压VN在上限电压VthH的附近变动时，比较器16断续地接通FET14，断续地使电容器6放电。此时，端子电压VN在上限电压的磁滞幅度VthH’～VthH之间变动。另一方面，如图12所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6缓慢且持续地放电，端子电压VN在下限电压VthL的附近变动时，比较器15断续地将FET13接通，断续地对电容器6进行充电。此时，端子电压VN在下限电压的磁滞幅度VthL～VthL’之间变动。
如上，根据第3实施方式，由于利用FET13、14的串联电路、以及控制它们的接通切断的带磁滞的比较器22、23构成带OFF区域的调节器24，因此在电容器6的端子电压VN以超过利用上限电压VthH以及下限电压VthL设定的电压范围的方式变动时，能够与第2实施方式相同地迅速进行电容器6的充放电。
另外，在电容器6缓慢且持续地进行充放电的情况下，端子电压VN在下限电压的磁滞幅度VthL～VthL’之间，并在上限电压的磁滞幅度VthH’～VthH之间变动。由此，能够使端子电压VN接近上限电压VthH与下限电压VthL的中央值。
(第4实施方式)
如图13所示，第4实施方式的驱动装置31具备调节器34，该调节器34通过将构成驱动装置11的比较器15、16替换为作为充电控制部的运算放大器32、作为放电控制部的运算放大器33而构成。接下来，对第4实施方式的作用进行说明。如图14、图15所示，伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6迅速充电、放电的情形的工作与第2实施方式相同。
如图16所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6缓慢且持续地充电时，运算放大器33在端子电压VN达到上限电压VthH的时刻接通FET14，开始进行电容器6的放电。以下，运算放大器33对FET14进行线性控制，以使得与其他控制电路17供给的充电电流相等的放电电流持续流动。
另一方面，如图17所示，当伴随其他控制电路17的电路工作而电容器6缓慢且持续地放电时，运算放大器32在端子电压VN达到下限电压VthL的时刻接通FET13，开始进行电容器6的充电。以下，运算放大器32对FET13进行线性控制，以使得与其他控制电路17供给的放电电流相等的充电电流持续流动。
如上，根据第4实施方式，由于利用FET13、14的串联电路以及控制它们的接通切断的运算放大器32、33构成带OFF区域的调节器32，因此，在电容器6的端子电压VN以超过根据上限电压VthH以及下限电压VthL设定的电压范围的方式变动时，无需增大电容器6的脉动就那个进行充放电。
(第5实施方式)
如图18所示，第5实施方式的驱动装置41在第1实施方式的驱动装置1的基础上，将施加下限电压VthL以及上限电压VthH的结构具体而言设为电阻分压电路42、43。电阻分压电路42由连接在电源端子+B、－B之间的电阻元件42a、42b的串联电路构成，将分压比调整为两者的共用连接点的电位为下限电压VthL。相同地，电阻分压电路43由连接在电源端子+B、－B之间的电阻元件43a、43b的串联电路构成，将分压比调整为两者的共用连接点的电位为上限电压VthH。
(第6实施方式)
如图19所示，第6实施方式的驱动装置51在驱动装置1的基础上，将施加下限电压VthL以及上限电压VthH的结构具体而言设为连接在电源端子+B、－B之间的通电部(也称作通电机构)即电阻元件52和齐纳二极管53的串联电路、以及相同是通电部的电阻元件54和齐纳二极管55的串联电路。在该情况下，利用齐纳二极管53、55的齐纳电压施加下限电压VthL、上限电压VthH。
(第7实施方式)
如图20所示，第7实施方式的驱动装置61在驱动装置1的基础上，将施加下限电压VthL以及上限电压VthH的结构具体而言设为图中用“BGR”表示的带隙参考电路62、运算放大器63以及电阻元件64～66的串联电路。带隙参考电路62连接在电源端子+B、－B之间，例如生成并输出约1.2V的带隙参考电压。运算放大器63对带隙参考电压进行放大，利用电阻元件64～66的串联电路对放大后的电压进行分压。并且，调整为电阻元件64、65的共用连接点的电位是上限电压VthH，电阻元件65、66的共用连接点的电位是下限电压VthL。
(第8实施方式)
如图21所示，第8实施方式的驱动装置71在电源端子+B、－B之间连接有具备电阻元件72(也称作第1通电部)、齐纳二极管73、74、电阻元件75(也称作第2通电部)以及齐纳二极管76的串联电路，它们构成调节器77。第1齐纳二极管73以及第2齐纳二极管74彼此的正极以共用的方式连接，与电阻元件72共同构成充电控制部。另外，电阻元件75与第3齐纳二极管即齐纳二极管76构成放电控制部。
这里，若将电源4的电压设为V，将齐纳二极管73的齐纳电压与齐纳二极管74的正向电压之和设为VD1，将齐纳二极管76的齐纳电压设为VD2，则上限电压VthH以及下限电压VthL如下所示。将电源4的电压设为V相当于元件驱动用电源的电压的一个例子。
VthH＝VD2
VthL＝V－VD1
接下来，对第8实施方式的作用进行说明。
(VthH≥VN≥VthL的情况)
由于施加于各齐纳二极管73、74、76的电压低于各自的降伏电压，因此不进行调节器77对电容器6的充放电。
(VN＞VthH的情况)
齐纳二极管76接通，电容器6放电，当放电结束时，齐纳二极管76切断。
(VthL＞VN的情况)
齐纳二极管73、74接通，电容器6充电，当充电结束时，齐纳二极管73、74切断。
如上，根据第8实施方式，调节器77由连接在电源端子+B、－B之间的、具备电阻元件72、齐纳二极管73、74、电阻元件75以及齐纳二极管76的串联电路构成。由此，能够最简单地构成调节器77。
本发明不限于上述或者附图记载的实施方式，能够进行如下变形或者扩大。
施加下限电压VthL以及上限电压VthH的结构不限于第5～第7实施方式所示，也可以是其他结构的基准电压电路。
也可以将第6实施方式的电阻元件52、54、第8实施方式的电阻元件72、75替换为作为通电部的恒电流源。
正侧以及负侧开关元件不限于MOSFET，也可以是场效应晶体管。另外，驱动用开关元件也可以是IGBT这样的电压驱动型的开关元件。
根据上述结构，当向驱动装置接入电源时，调节器在超过下限值之前对电容器进行初始充电，因此，电路接地形成相对于基准接地低电容器的端子电压的电位。例如，只要基准接地是0V，则电路接地为负电位。驱动电路在将驱动用开关元件接通的情况下对该元件的导通控制端子进行充电，但此时流动的充电电流也经由电位基准侧导通端子对电容器进行充电。
另外，虽然驱动电路在将驱动用开关元件切断的情况下从导通控制端子放电，但此时流动的放电电流也经由电位基准侧导通端子从电容器放电。此时，驱动电路能够将导通控制端子驱动为负电位，能够防止驱动用开关元件的自启动。
并且，由于与驱动电路进行驱动用开关元件的接通切断驱动相伴的、电荷相对于电容器的充放电基本相互平衡，因此电容器的端子电压变动也在恒定的范围内。因此，若根据电容器的容量与驱动用开关元件具有的容量之间的关系适当设定电容器的容量，则能够将端子电压变动收容在调节器中设定的上限值以下且下限值以上的电压范围内。
由于电压范围相当于调节器不工作的OFF区域，因此只要驱动电路进行驱动用开关元件的接通切断驱动，调节器就不会进行充放电工作，不会消耗电流。并且，在因其他重要因素而产生超过电压范围的端子电压的变动的情况下，由于调节器工作而对电容器进行充放电，因此与以往相比能够减少消耗电流。
以上，例示了本发明的开关元件的驱动装置的实施方式、结构、方案，但本发明的实施方式、结构、方案不限于上述的各实施方式、各结构、各方案。例如，将不同的实施方式、结构、方案所公开的技术的部分适当组合而得到的实施方式、结构、方案也包含于本发明的实施方式、结构、方案。

Claims (10)

1.一种开关元件的驱动装置，具备：
驱动电路(2)，连接在元件驱动用电源与电路接地之间，向驱动用开关元件(5)输出驱动信号；
电容器(6)，连接在基准接地与所述电路接地之间，所述基准接地与所述驱动用开关元件的电位基准侧导通端子连接；以及
调节器(3、12、24、34、77)，为了使所述电容器达到规定的端子电压而进行充放电工作，
所述调节器在所述端子电压超过上限值的情况下进行放电工作，在所述端子电压低于下限值的情况下进行充电工作。
2.根据权利要求1所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述调节器具备：
对所述电容器进行充电的充电部(13)；
使所述电容器放电的放电部(14)；
控制所述充电部的充电控制部(15、22、32、72～74)；以及
控制所述充电部的放电控制部(16、23、33、75、76)，
所述充电控制部在所述端子电压低于下限值的情况下使所述充电部工作，
所述放电控制部在所述端子电压超过上限值的情况下使所述放电部工作。
3.根据权利要求2所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述充电控制部以及所述放电控制部由比较器(15、16)构成。
4.根据权利要求3所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述比较器是带磁滞的比较器。
5.根据权利要求2所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述充电控制部以及所述放电控制部由运算放大器(32、33)构成。
6.根据权利要求2～5中任一项所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述充电部以及所述放电部由串联电路构成，该串联电路具备连接在所述元件驱动用电源与所述电路接地之间的正侧开关元件(13)以及负侧开关元件(14)，
所述串联电路的共用连接点连接于所述基准接地。
7.根据权利要求2所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述充电控制部包括：第1通电部(72)，该第1通电部(72)的第1端与所述元件驱动用电源连接；第1齐纳二极管(73)，该第1齐纳二极管(73)的阴极与所述第1通电部的第2端连接；以及第2齐纳二极管(74)，该第2齐纳二极管(74)自身的阳极与所述第1齐纳二极管的阳极连接，
所述放电控制部包括：第2通电部(75)，该第2通电部(75)的第1端与所述第2齐纳二极管的阴极连接；以及第3齐纳二极管(76)，该第3齐纳二极管(76)的阴极与所述第2通电部的第2端连接，阳极与电路接地连接，
以所述第3齐纳二极管的齐纳电压赋予所述上限值，
以所述元件驱动用电源的电压减去所述第1齐纳二极管的齐纳电压与所述第2齐纳二极管的正向电压之和而得到的电压赋予所述下限值。
8.根据权利要求1至6中任一项所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述上限值以及下限值均由连接在所述元件驱动用电源与所述电路接地之间的电阻分压电路(42、43)生成。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述上限值以及下限值均由连接在所述元件驱动用电源与所述电路接地之间的通电部(52、54)以及齐纳二极管(53、55)的串联电路生成。
10.根据权利要求1至6中任一项所述的开关元件的驱动装置，其中，
所述上限值以及下限值具备：
带隙参考电路(62)，连接在所述元件驱动用电源与所述电路接地之间；以及
电阻分压电路(64、65、66)，将所述带隙参考电路的输出电压分压，
所述上限值以及下限值由所述电阻分压电路生成。
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