CN105652939A

CN105652939A - 双模式低压差线性稳压器

Info

Publication number: CN105652939A
Application number: CN201510840137.2A
Authority: CN
Inventors: F.比齐图; P.帕特里切; A.波特贝克
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-11-29
Filing date: 2015-11-27
Publication date: 2016-06-08
Anticipated expiration: 2035-11-27
Also published as: CN105652939B; DE102015120378A1; US20160154415A1; DE102015120378B4; US9405309B2

Abstract

本发明涉及双模式低压差线性稳压器。在一个示例中，一种方法包括在电压调节模式或功率平衡模式中的一个下操作LDO稳压器系统。该方法进一步包括：将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器；以及响应于需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平。还描述了实施该方法的电路和系统。

Description

双模式低压差线性稳压器

技术领域

本公开涉及DC线性稳压器，并且更特别地涉及低压差（LDO）稳压器。

背景技术

DC线性稳压器被设计成在一定的输出阻抗范围内将输出电压保持在恒定电压电平。如果存在输出或输入方面的变化（例如，由稳压器驱动的负载的变化或源电压的变化），则稳压器修正该变化以将输出电压保持在恒定电压电平。例如，如果由于负载阻抗的变化而存在需要由稳压器输送的电流量的突然变化，则稳压器的输出电压电平可暂时地偏离恒定输出电压电平，直至稳压器修正负载阻抗的变化并以恒定电压电平输出电压为止。

发明内容

一般地，本公开描述了用以用晶体管来控制低压差（LDO）线性稳压器以在电压调节模式或功率平衡模式下操作的系统、设备以及技术。LDO线性稳压器在电压调节模式下充当过电流保护电压控制电压源或者在功率平衡模式下充当电流控制电流源。在本公开中所描述的技术可提供高性能（例如，低静态电流和快速动态响应）LDO线性稳压器，其可在电压调节模式或功率平衡模式下操作。

在一个示例中，本公开针对一种包括在电压调节模式或功率平衡模式中的一个下操作LDO稳压器系统的方法。操作LDO稳压器系统的方法包括将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器；以及响应于需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平。

在另一示例中，本公开针对一种低压差（LDO）稳压器系统，其包括：连接到低压差（LDO）线性稳压器的电源和LDO线性稳压器的负载的晶体管，其中，所述晶体管输送要将LDO线性稳压器的输出保持在恒定输出电压电平所需的电流量；分流电阻器，其与所述晶体管串联连接；参考级，其中，该参考级包括连接到LDO线性稳压器的电源的参考电阻器和连接至接地的电流源；第一放大级，其中，所述第一放大级生成与跨分流电阻器的电压降与跨参考电阻器的参考电压之间的差成比例的第一电流；第二放大级，其中，该第二放大级生成与比例输出电压和第二参考电压的差成比例的第二电流；以及输出缓冲级，其连接在第一和第二放大级的组合输出端与晶体管的栅极之间，其中，该输出缓冲级生成用以基于来自组合输出端的输出而控制晶体管的控制信号，其中，处于电压调节模式的第一放大级被配置成吸收第一电流，其中，处于功率平衡模式的第一放大级被配置成吸收或发起（source）第一电流，其中，处于电压调节模式的第二放大级被配置成吸收或发起第二电流，并且其中，处于功率平衡模式的第二放大级被配置成将第二电流与组合输出端隔离。

在另一示例中，本公开针对一种设备，该设备包括用于在电压调节模式下操作LDO稳压器系统的装置和用于在功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的装置。用于在电压调节模式和功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的装置还包括用于将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化的装置，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器；以及响应于需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，用于调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平的装置。

在附图和以下描述中阐述了在本公开中描述的一个或多个示例的细节。根据本描述和附图以及根据权利要求，本技术的其它特征、对象以及优点将是显而易见的。

附图说明

图1是图示出根据在本公开中描述的技术的在电压调节模式或功率平衡模式下操作的示例LDO稳压器系统的概念框图。

图2是图示出根据在本公开描述的技术的LDO稳压器系统的更详细示例的电路图。

图3是图示出根据在本公开中描述的技术的LDO稳压器系统的功率平衡模式的示例的电路图。

图4是图示出根据本公开的LDO稳压器系统的更详细示例的电路图。

图5是图示出根据本公开的使LDO稳压器系统在功率平衡模式下操作的更详细示例的电路图。

图6是图示出根据本公开的LDO稳压器系统的规格的表格。

图7是图示出根据本公开的在电压调节模式或功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的示例技术的流程图。

具体实施方式

在本公开中描述的技术涉及被配置成在一定负载阻抗范围内保持恒定输出电压电平的低压差（LDO）线性稳压器（在本文中也被描述为“LDO稳压器”或“LDO稳压器系统”）。在一些示例中，LDO稳压器系统可包括两个LDO稳压器，其在LDO稳压器系统的电压调节模式下单独地操作或者在LDO稳压器系统的功率平衡模式下并行地操作。为了便于理解，在电压调节模式下描述具有可包括片外部分（即，并非“完全集成在芯片上”）的晶体管（例如，外部PNP BJT或PFET器件）的LDO稳压器的操作，并且在功率平衡模式下描述两个LDO稳压器的操作。LDO稳压器系统可接收一个或多个参考电压和一个或多个反馈电压作为输入并基于该一个或多个参考电压和一个或多个反馈电压来输出电流。

在一些示例中，LDO稳压器系统需要输送的电流量可改变，并且在一些情况下突然低改变。例如，LDO稳压器系统可连接到多个负载，并且负载中的一个可变得断开的，从而引起LDO稳压器系统需要输送的电流量的变化。LDO稳压器系统需要输送的电流量的变化可促使输出电压偏离恒定输出电压电平。

如更详细地描述的，LDO稳压器系统包括两个模式：电压调节模式和功率平衡方式。在电压调节模式下，为了使输出电压稳定回到恒定输出电压电平，LDO稳压器系统还可接收输出电压或与该输出电压成比例的电压作为反馈电压。LDO稳压器系统可将反馈电压与一个或多个参考电压中的一个相比较并调整LDO稳压器系统的电流，使得输出电压稳定回到恒定输出电压电平。在一些示例中，在电压调节模式下，LDO稳压器系统可通过使用两个误差放大器（一个用于备用操作且另一个用于活动模式操作）来自主地适应于负载条件。在这些示例中，LDO稳压器系统可不要求单独的控制机制或反馈环路以在低功率（备用）模式与高功率（活动）模式之间切换。

LDO稳压器系统使输出电压稳定回到恒定输出电压电平所花费的时间被称为瞬态响应时间。一般地，优选相对快速地使输出电压稳定回到恒定输出电压电平（即，具有快速瞬态响应时间）。作为一个示例，小于3微秒（µs）的瞬态响应时间可以是期望的。在一些示例中，在电压调节模式下，瞬态响应时间可以是1µs，并且在功率平衡模式下，瞬态响应时间可小于3µs。然而，虽然快速瞬态响应时间可能是期望的，但还可能使瞬态响应时间期间的输出电压的过冲和下冲最小化以及使LDO稳压器系统的静态电流最小化并使连接到负载的电容器的尺寸最小化。

在功率平衡模式下，为了使用同一芯片上的通道（pass）器件（例如，MOSFET）来增加单独完全集成LDO稳压器的电流能力，LDO稳压器系统可接收跨分流电阻器的电压作为反馈电压。LDO稳压器系统可将反馈电压与一个或多个参考电压中的一个相比较并调整LDO稳压器系统的电流，使得晶体管到负载的输出电流反映从单独完全集成LDO稳压器到负载的输出电流。在一些示例中，可用分流电阻器的电阻值对流过单独完全集成LDO稳压器的通过器件的电流量与流过晶体管的电流量之间的比进行编程。

在一些示例中，负载连接到电容器，并且电容器在瞬态响应时间期间输送电流。如果电容器的电容是相对大的，则可以容忍较长的瞬态响应时间，因为与在电容器的电容相对小的情况下相比，电容器将能够在较长时间段内输送电流。然而，具有相对大电容的电容器一般地在尺寸方面较大，并且具有相对大尺寸的电容器增加成本并利用电路板上的附加面积，这可能是不期望的。

静态电流指代当没有负载连接到LDO稳压器系统时LDO稳压器系统消耗的电流量。例如，如果LDO稳压器系统被供电且没有负载连接到LDO稳压器系统，则LDO稳压器系统消耗的电流量被称为静态电流。该静态电流可以是相对小的（即，约为四十至六十微安（µA））。换言之，静态电流是当LDO稳压器系统并未输送任何电流时LDO稳压器系统消耗的电流量。

为了减小瞬态响应时间，一些技术提出增加静态电流。然而，增加静态电流可能是不期望的，因为其可缩短电池的寿命（例如，电池更快速地放电，从而必须输送较高静态电流水平）。

本公开描述了一种LDO稳压器，其提供快速瞬态响应时间，同时在电压调节模式或功率平衡模式下操作。另外，本公开描述了用于使用廉价外部晶体管的技术，其不要求静态电流的增加或连接到负载的电容器的电容的增加。

图1是图示出根据在本公开中描述的技术的在电压调节模式或功率平衡模式下操作的示例LDO稳压器系统1的概念框图。例如，图1图示出LDO稳压器系统1。如所图示的，LDO稳压器系统1包括参考级6、放大级8和10、输出缓冲级12、负载14、节点28—40以及片外级50。应理解的是参考级6、放大级8和10以及输出缓冲级12的分组是概念上的，并且是为了便于理解而图示。

分流电阻器（R_SHUNT）是在电路中呈现电阻并提供指示通过R_SHUNT的电流（I_SHUNT）的电压（V_SHUNT）的电气部件。在一些示例中，在电压调节模式下，R_SHUNT可提供测量负载电流以便实施电流限制机制的装置。在其它示例中，在功率平衡模式下，I_SHUNT可用来调节来自晶体管（例如，晶体管T1）的输出电流。晶体管T1是向负载输出电流的电气部件。晶体管的示例可包括PNP双极结晶体管（PNP）、p沟道场效应晶体管（PFET）或者可向负载输出电流的任何其它电气部件。在一些示例中，电压调节和功率平衡模式两者下的电阻器R_SHUNT可用来测量电流I_SHUNT，并且在功率平衡模式下可用来提供I_SHUNT作为关于负载14的电流的反馈。

参考级6包括参考电阻器（R_REF）和电流源15。电阻器R_REF是在电路中呈现电阻并提供指示通过R_REF的电流（I_REF）的电压（V_REF）的电气部件。在一些示例中，V_REF可与V_SHUNT成比例并被提供给放大级。在这些示例中，V_REF可用来提供电压调节模式的电流限制，或者可以是要在功率平衡模式下针对电流控制环路进行调节的输入。

在一些示例中，与R_REF和R_SHUNT的电阻值组合的I_REF可被用来调节来自晶体管T1的输出电流。在一些示例中，电压调节模式下的电流I_REF可以在内部，并且可不与外部负载电流成比例。在其它示例中，功率平衡模式下的电流I_REF可与来自晶体管T1的总负载电流成比例。在一些示例中，电流I_REF可设定电压调节模式下的电流限制。在其它示例中，电流I_REF可设定功率平衡模式下的负载电流的调节。

电流源15是输送或吸收电流的电子电路。例如，连接到R_REF和接地的电流源15可吸收I_REF。

放大级8包括放大器16、开关18以及二极管20。放大器16的示例可包括但不限于跨导放大器、跨阻放大器、误差放大器或输出与两个电压之间的差成比例的电压或电流的任何电子部件。开关18的示例可包括但不限于晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、双极结晶体管（BJT）或者可以断开两个不同位置之间的电路的任何其它电气部件。二极管20是具有不对称跨导的电子部件，使得二极管20在一个方向上对电流具有低电阻且在相反方向上对电流具有高电阻。应理解的是开关18和二极管20是概念上的且是为了便于理解而图示。

在一些示例中，放大器16可在其非反相输入端处接收V_SHUNT并在其反相输入端处接收V_REF，并输出与V_SHUNT和V_REF之间的差成比例的第一电流（I₁）。在一些示例中，开关18可从放大器16接收I₁。在一些示例中，开关18的两个不同位置可以是对应于电压调节模式的第一位置以及对应于功率平衡模式的第二位置。在这些示例中，当开关18处于第一位置上时，可在放大级8的输出端与放大器16之间连接二极管20，使得放大级8仅可吸收电流。在这些示例中，放大级8的放大器16可具有大于放大级10的放大器的第二跨导（g_m2）的第一跨导（g_m1）。换言之，在电压调节模式下，放大级8的放大器16仅可从放大级8的输出端吸收电流，从而允许LDO稳压器系统1限制在电压调节模式下由放大级10提供的电流以防止对LDO稳压器系统1的电压控制环路进行过驱动。以这种方式，LDO稳压器系统1可在电压调节模式下操作的同时充当电流限制电压控制电压源。在这些示例中，当开关18处于第二位置时，放大器16的输出端可直接地连接到放大级8的输出端，使得放大级8可吸收或发起电流。换言之，在功率平衡模式下，放大级8的放大器16可从放大级8的输出端吸收或发起电流。以这种方式，LDO稳压器系统1可在功率平衡模式下操作的同时充当电流控制电流源。

放大级10包括放大器22、开关24、电阻器R1和R2以及输入端26。放大器22的示例可包括但不限于跨导放大器、跨阻放大器、误差放大器或输出与两个电压之间的差成比例的电压或电流的任何电子部件。开关24的示例可包括但不限于晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、双极结晶体管（BJT）或者可以断开两个不同位置之间的电路的任何其它电气部件。电阻器R1和R2每个是在电路中呈现电阻的电气部件，并且组合而形成分压器。例如，电阻器R1和R2对跨负载的电压进行分压以提供与跨负载的电压成比例的反馈电压（V_FB）。输入端26是被提供给放大器22的非反相输入端的第二参考电压（V_REF2）。

在一些示例中，放大器22可在其非反相输入端处接收V_REF2并在其反相输入端处接收V_FB，并输出与V_REF2和V_FB之间的差成比例的第二电流（I₂）。在一些示例中，开关24可从放大器22接收第二电流I₂。在一些示例中，开关24的两个不同位置可以是对应于电压调节模式的第一位置以及对应于功率平衡模式的第二位置。在这些示例中，当开关24处于第一位置时，放大器22的输出端可被直接地连接到放大级10的输出端，使得放大级10可吸收或发起电流。在这些示例中，放大级10的放大器22可具有低于放大级8的放大器16的第一跨导（gm₁）的第二跨导（gm₂）。换言之，在电压调节模式下，放大级10的放大器22可从放大级10的输出端吸收或发起电流，从而允许LDO稳压器系统1提供负载的电压调节，然而，由放大级10的放大器22提供的电流可被限制由放大级8的放大器16发起电流。以这种方式，LDO稳压器系统1可充当电流限制电压控制电压源。在这些示例中，当开关24处于第二位置时，放大器22的输出端可与放大级10的输出端断开，使得放大级10可以不从放大级10的输出端吸收或发起电流。换言之，在功率平衡模式下，放大级10的放大器22可与放大级10的输出端断开。以这种方式，LDO稳压器系统1可在功率平衡模式下操作的同时充当电流控制电流源。

输出缓冲级12包括晶体管M1—MN和偏压电阻器（R_B），其中，电阻器R_B连接到晶体管MN的漏极。在一些示例中，电阻器R_B可使得输出缓冲级12能够在晶体管T1的栅极处提供电流或电压输出。因为正在从电源抽取特定电流且特定电压降是电阻器R_B。例如，电阻器R_B可允许LDO稳压器系统1通过输出缓冲级12来提供用以驱动PNP双极结晶体管的电流控制信号或用以驱动p沟道场效应晶体管的电压控制信号。

晶体管M1-MN形成电流镜，其可将从放大级8和10的组合输出端接收到的电流放大1至N倍。晶体管M1—MN的示例可包括诸如但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、双极结晶体管（BJT）或双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管（DMOS）之类的晶体管。

负载14接收在一些示例中由LDO稳压器系统1提供以执行功能的电功率（例如，电压、电流等）。负载14的示例可包括但不限于计算设备和相关部件，诸如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明设备、汽车/海洋/航天/火车相关部件、马达、变压器或从LDO稳压器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。在一些示例中，负载14可包括被并联地连接至接地的电容器和电阻器，使得电容器对输出电压进行滤波。

节点28—40可包括LDO稳压器系统1中的电气部件之间的电路节点，其中，电能被传递至另一电气部件。节点28可包括电源与晶体管T1的源极/发射极之间的电路节点，其将电阻器R_REF和电流源15与电阻器R_SHUNT、晶体管T1以及负载14并联连接。节点30可以是电阻器R_SHUNT与晶体管T1之间的电路节点，其向放大级8的放大器16的非反相输入端提供电压V_SHUNT。节点32可以是电阻器R_REF与电流源15之间的电路节点，其向放大级8的放大器16的反相输入端提供电压V_REF。节点34可包括电阻器R_B、晶体管T1的基极以及晶体管MN的漏极之间的电路节点，其提供跨晶体管T1（例如，晶体管T1是PFET）的栅极的控制电压或从晶体管T1的基极到晶体管MN（例如，晶体管T1是PNP）的漏极的电流。例如，当晶体管T1是PNP器件时，然后节点34向晶体管MN的漏极提供电流，并且该电流被LDO稳压器系统1调节。在另一情况下，当晶体管T1是PFET器件时，然后节点34提供跨晶体管T1的栅极的电压，并且该电压被LDO稳压器系统1调节。节点36可以是形成组合输出端的放大级8和10的输出端之间的电路节点，其可向输出缓冲级12提供电流。例如，在电压调节模式下，节点36处的电流可被放大级8吸收并被放大级10发起或吸收，使得LDO稳压器系统1充当电流限制电压控制电压源。在另一情况下，在功率平衡模式下，节点36处的电流可被放大级8发起或吸收，使得LDO稳压器系统1充当电流控制电流源。节点38可以是电阻器R1和R2与放大器22的反相输入端之间的电路节点，并且节点38提供与跨负载14的输出电压成比例的反馈电压。节点40可以是负载14、晶体管T1的漏极/集电极以及电阻器R1之间的电路节点，其将电阻器R1和R2与负载14并联连接。以这种方式，节点40允许跨负载14的输出电压跨由电阻器R1和R2形成的分压器。

LDO稳压器系统1的部分可在集成电路（IC）内形成且可用于以恒定输出电压电平提供电压输出。例如，可在IC内形成参考级6、放大级8和10以及输出缓冲级12。在本示例中，分流电阻器（R_SHUNT）、晶体管T1以及负载14可在形成片外级50的IC外部。在一些示例中，可通过使在电压调节模式下工作的LDO稳压器系统1的传递函数的主导极由可与负载并联地存在的外部电容设定来获得LDO稳压器系统1的快速响应时间。以这种方式，通过使主导极由外部部件设定，可以将所有内部极设定成较高频率，从而确保较高的总体带宽和隐含地更好的响应时间。

在各种应用中可利用LDO稳压器系统1的电压调节模式和功率平衡模式。作为一个示例，可在汽车应用中利用LDO稳压器系统1；然而，也可在其它应用中使用LDO稳压器系统1，并且在本公开中描述的技术不限于汽车应用。一般地，可在其中需要恒定、稳定的电压电平或者其中需要附加电流能力的任何应用中使用LDO稳压器系统1。

在图1的示例中，可将晶体管T1的源极/发射极节点连接到诸如电池之类的电源（例如，V_SUPPLY），并且可将晶体管T1的漏极/集电极节点连接到LDO稳压器系统1的输出端，诸如负载14。

在电压模式调节的一个示例实施方式中，开关18和24处于第一位置，并且晶体管T1可输出所需电流以将跨负载14的输出电压保持在恒定输出电压电平。LDO稳压器系统1的恒定输出电压电平可由LDO稳压器系统1的输入端26处的第二参考电压（例如，V_REF2）设定。如更详细地描述的，LDO稳压器系统1可充当电流限制电压控制电压源。

在电流限制电压控制电压源的一个示例中，LDO稳压器系统1可使用晶体管T1来提供负载14的电压调节。LDO稳压器系统1可向放大器16的非反相输入端提供电压V_SHUNT，并向放大器16的反相输入端提供V_REF。放大器16可确定电压V_SHUNT与V_REF之间的差，并向开关18输出与电压V_SHUNT和V_REF之间的差成比例的第一电流（I₁）。然而，二极管20可防止放大器16向节点36发起电流I₁。例如，当V_REF大于V_SHUNT时，二极管20防止放大器16向节点36发起电流I₁。替代地，二极管20可仅允许放大器16从节点36吸收电流I₁。例如，当V_SHUNT大于V_REF时，放大器16可从节点36吸收电流I₁。

LDO稳压器系统1还可从由放大级10的电阻器R1和R2形成的分压器向放大器22的反相输入端提供与输出电压成比例的反馈电压（例如，V_FB）。放大级10的放大器22可在放大器22的非反相输入端处接收电压V_REF2，并确定电压V_FB与V_REF2之间的差。放大级10的放大器22可向节点36输出与电压V_FB与V_REF2之间的差成比例的第二电流（I₂），其被输出缓冲级12接收。

输出缓冲级12可从节点36接收电流，并基于该接收电流来提供驱动晶体管T1的控制信号以增加或减小晶体管T1的电流输出。例如，输出缓冲级12可调整驱动晶体管T1（例如，PNP器件）的电流以增加或减小晶体管T1的电流输出。在另一示例中，当V_REF大于V_SHUNT时，与电阻器R_B组合的输出缓冲级12可调整驱动晶体管T1（例如，PFET器件）的电压以增加或减小晶体管T1的电流输出。

另外，当开关18处于第一位置且V_SHUNT大于V_REF时，因为放大器16的跨导（G_m1）大于放大器22的跨导（G_m2），所以LDO稳压器系统1还可限制通过晶体管T1的电流。例如，当I_SHUNT大于I_REF乘以R_REF并除以R_SHUNT（其被示为等式1）时，然后可限制晶体管T1的负载电流。

根据等式1，当V_REF大于或等于电压V_SHUNT时，来自放大级10的电流I₂可由于二极管20而不受放大级8的电流I₁影响。然而，当V_SHUNT大于电压V_REF时，来自放大级10的电流I₂可被放大级8的吸收电流I₁覆写。以这种方式，电压输出可等于由V_REF2设定的恒定输出电压电平，但是LDO稳压器系统1可被限制而被过驱动作为电压控制电压源。

在电流控制电流源的一个示例中，LDO稳压器系统1可使用晶体管T1作为电流镜来向单独完全集成LDO提供附加电流。换言之，处于功率平衡模式的LDO稳压器系统1可充当电流控制电流源，并可使用晶体管T1来增加另一完全集成LDO的电流能力。晶体管T1可被称为通道器件或通道元件。

LDO稳压器系统1可向放大器16的非反相输入端提供电压V_SHUNT，并向放大器16的反相输入端提供V_REF。放大器16可确定电压V_SHUNT与V_REF之间的差并通过处于第二位置的开关18向节点36输出与电压V_SHUNT与V_REF之间的差成比例的第一电流（I₁）。例如，当V_REF大于V_SHUNT时，放大器16可被配置成向节点36发起电流I₁。在本示例中，当V_SHUNT大于V_REF时，放大器16可被配置成从节点36吸收电流I₁。在本示例实施方式中，当开关24处于第二位置时，LDO稳压器系统1还可被配置成将放大级10的放大器22与节点36断开（例如，关断）。

输出缓冲级12可从节点36接收电流，并基于该接收电流而提供驱动晶体管T1的控制信号以增加或减小晶体管T1的负载电流。例如，I_SHUNT可被限制于等于I_REF乘以R_REF并除以R_SHUNT，其被示为等式2。在本示例中，输出缓冲级12可基于等式2来调整驱动晶体管T1（例如，PNP器件）的电流以增加或减小晶体管T1的负载电流。在另一示例中，与电阻器R_B组合的输出缓冲级12可基于等式2来调整驱动晶体管T1（例如，PFET器件）的电压以增加或减小晶体管T1的负载电流。

以这种方式，电流输出可等于由V_REF设定的恒定输出电流水平。另外，LDO稳压器系统1可被配置成反映（例如，复制）与LDO稳压器系统1分离的完全集成LDO的电流输出，这可提供用于对负载14供电的增加的电流能力。

在功率平衡模式下，LDO稳压器系统1可包括单独完全集成LDO稳压器，其可被视为具有单独完全集成LDO稳压器的输出电压精度的一个统一电源。在一些示例中，晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET）可与单独完全集成LDO稳压器的通道器件（例如，MOSFET）并行地工作。在一些示例中，在功率平衡模式下，单独完全集成LDO稳压器可负责负载14的电压调节，并且LDO稳压器系统1的其余部分可保持单独完全集成LDO稳压器的通道器件与晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET）之间的功率平衡比。

以这种方式，在电压调节模式下，LDO稳压器系统1可使用高额定功率PNP器件作为晶体管T1，同时还使用另一单独完全集成LDO稳压器作为单独稳压器（即，两个单独LDO稳压器）。以这种方式，在功率平衡模式下，LDO稳压器系统1可使用晶体管T1（例如，PNP BJT或PFET器件）来扩展单独完全集成LDO稳压器的负载规格。

在功率平衡模式下，晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET通道元件）与单独完全集成LDO稳压器的电流比可由电阻器的电阻值R_SHUNT设定，并且因此，LDO稳压器系统1的过电流限制功能可依赖于单独完全集成LDO的过电流限制功能。由于跨晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET通道元件）和跨单独完全集成LDO的内部通道元件的电压降可以是相等的，所以该电流比还可设定在内部通道元件和晶体管T1两者处的耗散的功率比，即“功率平衡模式”。

在一些示例中，内部通道元件和晶体管T1可具有热耦合（例如通道元件非常接近于晶体管），单独完全集成LDO稳压器的热保护还可对晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET）进行热保护，这可对LDO稳压器系统1进行热保护。在一些示例中，根据外部通道器件和集成电路（例如，LDO系统1和单独完全集成LDO）被安装在其上的印刷电路板（PCB）的热阻抗，几cm的距离对于最佳热耦合而言可以是可接受的。然而，可设想的是用于可接受热耦合的距离可按LDO稳压器系统1的每个应用而改变。在这些示例中，单独完全集成LDO稳压器的热保护可允许显著地减小晶体管T1（例如，外部PNP BJT或PFET）的电流水平的防护带，否则其将是热保护所需要的。

LDO稳压器系统1的能力中的一个可以是在第一和第二模式之间进行切换，其中，第一模式对应于负载14的电压调节，并且第二模式对应于使负载14与另一集成LDO功率平衡（例如，供应附加电流）。

LDO稳压器系统1的能力中的另一个可以是耐受来自不同源的LDO稳压器系统1的输出端或输入端处的变化（例如，扰动或瞬态效应）。例如，诸如瞬态负载调节和瞬态线路调节之类的参数定义LDO稳压器系统1耐受输出端或输入端处的变化的能力。瞬态线路调节定义LDO稳压器系统1即使存在源电压的变化也将输出电压保持在恒定输出电压电平的能力。例如，如上所述，晶体管T1的源极/发射极节点连接到诸如电池之类的电源。如果存在来自电源的电压的突然变化（即，线路瞬态效应），则可以可能的是来自电源的电压的变化促使输出电压偏离恒定输出电压电平。LDO稳压器系统1将输出电压保持在恒定输出电压电平的能力被称为瞬态线路调节。

瞬态负载调节一般地指代LDO稳压器系统1由于被LDO稳压器系统1驱动的负载14的变化（例如，突然变化）而将输出电压保持在恒定输出电压电平的能力。例如，如果存在被LDO稳压器系统1驱动的负载的阻抗的突然变化，则LDO稳压器系统1的输出电压可偏离恒定输出电压电平。

瞬态负载调节还可指代LDO稳压器系统1调整需要输出的电流以将输出电压保持在恒定输出电压电平的能力。用于LDO稳压器系统1的瞬态负载调节的测量的一个单位是瞬态响应时间。瞬态响应时间可以是LDO稳压器系统1由于负载的变化而调整电流以将输出电压保持在恒定输出电压电平所花费的时间量的度量。如上所述，使瞬态响应时间最小化可以是优选的。

静态电流可一般地指代LDO稳压器系统1在LDO稳压器系统1不在输送电流时消耗的电流。在一些示例中，I_SHUNT和I_REF电流是LDO稳压器系统1的静态电流的一部分。增加静态电流是不期望的，因为增加的静态电流可更快速地消耗对LDO稳压器系统1进行供电的电池。换言之，需要高电流效率以使为LDO稳压器系统1供应功率的电池的寿命最大化。

除增加静态电流之外或作为其替代，一些其它技术提出增加连接到LDO稳压器系统1的输出端的电容器的尺寸。LDO稳压器系统1的输出端可连接到电容器。电容器可充当储能电路以提供所需电流直至LDO稳压器系统1的反馈环路能够起作用为止（例如，反馈电压引起流向负载的电流方面的调整）。

电容器可以提供所需电流的时间长度可以是电容器提供的电容量的函数。例如，具有较高电容的电容器可以比具有较低电容的电容器更长时间地提供所需电流。为了使得系统更能容忍较慢的瞬态响应时间，可以可能连接具有相对大电容的电容器，使得电容器可以在较长的时间段内输送所需电流。

然而，具有较高电容的电容器一般地在尺寸方面大于具有较低电容的电容器，并且也趋向于花费更多。具有较大尺寸电容器可要求包括LDO稳压器系统1的印刷电路板（PCB）上的附加面积。并且，具有较大尺寸电容器可增加成本。

图2是图示出根据在本公开描述的技术的LDO稳压器系统100的更详细示例的电路图。参考图1来描述图2。在图2的示例中，电阻器R_SHUNT、R_REF、R1以及R2、晶体管T101、参考级106、放大级108和110、输出缓冲级112以及负载114可对应于如图1中所描述的电阻器R_SHUNT、R_REF、R1以及R2、晶体管T1、参考级6、放大级8和10、输出缓冲级12以及负载14。虽然图2中所图示的LDO稳压器系统100一般地被描述为在电压调节模式下操作，但是LDO稳压器系统100还可如图3中所描述的那样在功率平衡模式下操作。

在图2的示例中，LDO稳压器系统100包括电压V_BAT V_Bg V_DD以及V_FB、电流I_REPLICA、I_{REF_APK}、I_hyst、I_{b_HP}、I_{b_OC}、I_{b_LP}、I_{offs_LP}、晶体管M103–M110以及MPB、开关S1—S5以及SW1、误差放大器LP OTA、HP OTA以及PB/C、施密特触发器TR1、电阻器R_PULLUP以及片外级150。

电压V_BAT可对应于如图1中所描述的V_SUPPLY。在一些示例中，V_BAT可以是来自电池的电压。电压V_Bg可对应于如图1中所描述的V_REF2。在一些示例中，V_Bg可以是来自片上带隙电压参考的电压。电压V_DD可对应于如图1中所描述的V_SUPPLY。在一些示例中，V_DD可以是片上源电压。电压V_FB可对应于如图1中所描述的第二反馈电压（例如，如图1中所描述的节点38中的电压）。在一些示例中，V_FB可以是来自由电阻器R1和R2形成的分压器的反馈电压，并且V_FB可与跨负载114的输出电压成比例。

电流I_REPLICA是从可选单独集成LDO线性稳压器（未示出）提供的电流。在一些示例中，I_REPLICA可以是与由单独集成LDO线性稳压器提供给负载114的电流量成正比的电流。在这些示例中，只有当LDO稳压器系统100在功率平衡模式下操作时才接收I_REPLICA。电流I_{REF_APK}是从电流源提供的电流。在一些示例中，I_{REF_APk}可以是与晶体管M105的漏电流（由晶体管M103和M105的尺寸之间的比设定）相组合地定义上升（低至高功率）和下降（高至低功率）活动峰值阈值（负载/PNP基极电流中的转变点）的电流量。电流I_hyst是从电流源提供的电流。在一些示例中，I_hyst可以是定义上升和下降阈值之间的滞后的电流量。电流I_{b_LP}可以是从电流源提供的电流。在一些示例中，I_{b_LP}可以是被用于对低功率误差放大器LP OTA进行偏置的电流量。电流I_{offs_LP}可以是从电流源提供的电流。在一些示例中，I_{offs_LP}可以是通过使误差放大器LP_OTA解除平衡来定义将低功率调节点设定为较高所需的偏移的电流量。在其它示例中，为了将低功率调节点设定为较高，可将误差放大器LP_OTA的反相输入端连接到稳压器的反馈电阻分压器中的略微较低电位的另一分接头。电流I_{B_HP}是从电流源提供的电流。在一些示例中，在电压调节模式下，I_{B_HP}可以是对高功率误差放大器HP_OTA进行偏置的电流量。在一些示例中，在功率平衡模式下，可由晶体管MPB来调节I_{B_HP}并将I_{B_HP}注入到同一基极驱动电流镜（例如，输出缓冲级112）中，该基极驱动电流镜在电压调节模式下被误差放大器HP_OTA基于误差放大器PB/OC的输出而使用。电流I_{b_OC}可以是在电压调节模式下从电流源提供的电流。在一些示例中，I_{b_OC}可以是对电阻器RPB进行偏置以提供第一参考电压的电流量，其使得误差放大器PB/OC能够具有过电流限制功能。

晶体管M103—M110可以是中压或高压兼容N型MOSFET。在一些示例中，晶体管对M103和M104、M106和M107以及M109和M110每个可形成电流镜。晶体管M103和M104可形成可被用作用于误差放大器LP OTA的实际输出缓冲器的电流镜。晶体管M105可以是由M103和M104形成的电流镜的一部分。在一些示例中，晶体管M105可提供用以感测稳压器的负载电流（例如，通过感测PNP的基极电流）以便确定活动峰值阈值（例如，LDO稳压器系统100的低功率和高功率模式之间的切换点）的手段。晶体管M106和M107可形成作为输出缓冲器112的第二电流镜，其可对应于如图1中所描述的输出缓冲级12。晶体管M109和M110可形成第三电流镜，其可对应于如图1中所描述的电流源15。在一些示例中，当LDO稳压器系统100在电压调节模式下操作时，电流I_REF（例如，晶体管M110的漏电流）可以是由电流I_{b_OC}提供的电流量的拷贝。在一些示例中，当LDO稳压器系统100是在功率平衡模式下操作时，电流I_REF可与I_REPLICA（例如，从完全集成LDO接收到的电流I_REPLICA）成比例，并且可以紧密地跟随I_REPLICA变化。

晶体管MPB可包括中压或高压兼容P型MOSFET。在一些示例中，在功率平衡模式下，晶体管MPB调节由I_{b_HP}电流源提供的电流，其被注入到输出缓冲级112中。在这些示例中，晶体管MPB的栅极连接到误差放大器PB/OC的输出端。

开关S1—S5可包括能够响应于接收到控制输入而断开在各种部件之间流动的电流的任何电路元件。开关S1在电压调节模式下被闭合并在功率平衡模式下打开。开关S2在功率平衡模式下被闭合并在电压调节模式下打开。开关S3在电压调节模式下被闭合并在功率平衡模式下打开。开关S4在电压调节模式下被闭合并在功率平衡模式下打开。开关S5在功率平衡模式下被闭合并在电压调节模式下打开。开关SW1是能够断开来自提供I_hyst的电流源的电流的晶体管。开关SW1可以是在滞后机制的实施方式中使用的开关。SW1连同电流I_{REF_apk}和I_hyst、晶体管M105和施密特触发器TR1一起可形成活动峰值比较器，其可确定在LDO稳压器系统100的稳压器操作期间何时从低功率模式切换至高功率模式。当活动峰值信号未被认定时，开关SW1可在LDO稳压器系统100在电压调节模式下操作时接通。一旦活动峰值信号被认定，则SW1可关断，断开注入电流I_hyst。开关SW1可在功率平衡模式下打开。

在一些示例中，当LDO稳压器系统100在功率平衡模式下操作时，误差放大器LP OTA以及电流I_{b_LP}、I_{offs_LP}、I_{REF_APK}和I_hyst被关断。在一些示例中，当LDO稳压器系统100在功率平衡模式下操作时，误差放大器HP OTA也可被隐含地关断，因为可通过闭合的开关S2来路由误差放大器HP OTA的偏置电流I_{b_HP}。

施密特触发器TR1可包括具有滞后的比较器电路，其进而通过驱动HP误差放大器的使能信号来接通HP误差放大器。施密特触发器TR1将模拟输入信号转换成数字输出信号，并且输出信号保持其值直至输入改变到足以触发输出信号的变化。例如，施密特触发器TR1的输出信号在输入在高阈值以上时为高电平且在输入在低阈值以下时为低电平。在本示例中，施密特触发器TR1的输出信号保持高或低值直至输入穿过两个阈值中的一个为止。

电阻器R_PULLUP可对应于如图1中所描述的电阻器R_B。例如，电阻器R_PULLUP可允许LDO稳压器系统100提供用以驱动PNP双极结晶体管的电流控制信号或用以驱动p沟道场效应晶体管的电压控制信号。

误差放大器PB/OC可对应于如图1中所描述的放大器16，其在LDO稳压器系统100的电压调节模式和功率平衡模式两者期间是活动的。在一些示例中，误差放大器PB/OC可以是差分放大器，其将两个电压之间的差放大。例如，误差放大器PB/OC可将跨电阻器R_SHUNT的电压（例如，如图1中所描述的V_SHUNT）与跨电阻器R_REF的电压（例如，如图1中所描述的V_REF）之间的差放大。在一些示例中，在电压调节模式期间，可使用误差放大器PB/OC来提供过电流限制功能。例如，误差放大器PB/OC可将由I_{b_OC}偏置电流源在R_REF电阻器上生成的电压降与外部分流电阻器上的与由稳压器发起的负载电流成比例的电压降相比较。以这种方式，由误差放大器PB/OC生成的误差信号可控制晶体管M108的栅极，其在达到过电流阈值时可立即开始直接地从晶体管MPB吸收电流以限制来自输出缓冲级112的输出。

误差放大器LP OTA可以是如图1中所描述的放大器22的一个部分，其仅在LDO稳压器系统100的电压调节模式期间是活动的。在一些示例中，误差放大器LP OTA可以是低功率跨导运算放大器，其输出与两个输入电压之间的差成比例的电流。例如，误差放大器LP OTA可输出与V_Bg和V_FB之间的差成比例的第二电流。误差放大器HP OTA可以是如图1中所描述的放大器22的第二部分，其仅在LDO稳压器系统100的电压调节模式期间是活动的。在一些示例中，误差放大器HP OTA可以是高功率跨导运算放大器，其输出与两个输入电压之间的差成比例的电流。例如，误差放大器HP OTA可输出与V_Bg和V_FB之间的差成比例的第三电流。在一些示例中，来自误差放大器LP OTA和HP OTA的第二和第三电流可组合以创建第四电流。

片外级150可包括电阻器R_SHUNT、晶体管T101以及负载114。在一些示例中，片外级150可位于芯片封装外部，其中，该芯片封装包括参考级106、放大级108和110以及输出缓冲级112。

在图2的示例中，误差放大器LP OTA和HP OTA的拓扑结构可以是相同的，但是在尺寸方面可不同，并且在非常不同的电流水平下被偏置。例如，误差放大器LP OTA可具有小尺寸和低偏置电流。在本示例中，误差放大器HP OTA在与误差放大器LP OTA相比时可具有更高偏置电流水平和更大尺寸。在一些示例中，目标性能在低负载电流水平下在电压调节模式下可以是（+/-）4%输出电压精度（包含静态和动态线路和负载调节）且在高负载电流水平下为（+/-）2%输出电压精度。在一些示例中，无论负载电流水平如何都可实现（+/-）2%输出电压精度，但是以附加静态电流为代价。

误差放大器LP OTA和HP OTA（例如，gm级或OTA）中的每一个生成与反馈信号（V_FB）和片上带隙电压参考（V_Bg）之间的差成比例的电流。在一些示例中，可将这些电流注入到各电流镜中并倍增各电流镜的比。例如，来自误差放大器LP OTA的电流可以由晶体管M103和M104以比N形成。在另一示例中，来自误差放大器HP OTA的电流可以是输出缓冲级112，由晶体管M106和M107以比M形成。在这些示例中，来自各电流镜的电流可驱动外部晶体管T101（例如，PNP BJT或PFET器件）的基极。

活动峰值比较器可包括晶体管M105和SW1以及电流源I_{REF_APK}和I_hyst和施密特触发器T1。因为M105被与M104相同的电流镜主件（例如，M103）驱动，所以在由误差放大器LP OTA提供的基极电流与活动峰值阈值（例如，“高功率阈值”）之间存在严格的关系。通过选择用于提供电流I_{REF_APK}的电流源的值和晶体管M105与M103之间的比来对上升（低至高功率）和下降（高至低功率）活动峰值阈值（例如，负载中的转变点和/或PNP基极电流）进行编程。通过选择用于提供电流I_hyst的电流源的值来对上升和下降阈值之间的滞后确定尺寸。

在一些示例中，当负载114处于低状态时，保持电压调节水平的电流也可以是低的。在这些示例中，可激活误差放大器LP OTA，并且可将误差放大器HP OTA和PB/OC去激活。在一些示例中，活动峰值比较器可检测到晶体管T101的基极电流已经达到上升阈值，并激活误差放大器HP OTA。以这种方式，负载114到高状态的转变由活动峰值比较器自主地完成。在一些示例中，在晶体管T101是PNP的情况下，晶体管T101的基极电流可以是负载电流除以PNP beta。随着到负载114的电流增加，晶体管T101的基极电流也可随着由误差放大器HP OTA提供大部分基极电流而增加。在一些示例中，当晶体管T101在上升阈值以上时，误差放大器LP OTA可不被去激活。在这些示例中，即使当误差放大器HP OTA是活动的时，误差放大器LP OTA也可提供总基极电流的一小部分。在负载电流的减小期间也可以表现出误差放大器LP OTA与HP OTA之间的相同关系。例如，当活动峰值比较器检测到基极电流减小至减小的阈值以下时，活动峰值比较器可将误差放大器HP OTA去激活。可非常快速地完成误差放大器HP OTA的激活和去激活，从而在非常快速的零至最大负载电流转变期间不影响LDO稳压器系统100的动态性能。

在一些示例中，为了避免活动峰值（APK）振荡，可将误差放大器LP OTA和HP OTA设定成在略有不同的电压下进行调节。可针对误差放大器LP OTA引入预定人工偏移（例如，数十mV），使得误差放大器LP OTA可具有比误差放大器HP OTA更高的电压调节点。在这些示例中，偏移确保在上升和下降阈值周围，误差放大器HP OTA的基极电流输出基本上接近于零。在没有偏移的情况下，误差放大器LP OTA和HP OTA两者可在同一电压电平下进行调节，这可导致上升和下降阈值之间的振荡。在一些示例中，可通过用小电流I_{offs_LP}将误差放大器LP OTA解除平衡来实施将低功率调节点设定为较高所需的偏移。在其它示例中，电流I_{offs_LP}的替换方案可以是将误差放大器LP OTA的反相输入端连接到LDO稳压器系统100的反馈电阻分压器中的略微较低电位的另一分接头。

在一些示例中，在误差放大器LP OTA和HP OTA被用在电压调节模式下时，可以以相同的方式将有源箝位电路包括在拓扑结构中。例如，误差放大器有源箝位OTA的非反相输入端可连接到电阻分压器中的分接头，其可将有源箝位的调节点设置为大大地在误差放大器LP OTA的调节点以上。以这种方式，有源箝位在正常操作期间可不影响电路的其余部分，但是如果LDO稳压器系统100的输出电压达到有源箝位调节点，则由误差放大器有源箝位OTA注入到电流镜中并以电流镜的比倍增的电流可对电压进行箝位。在一些示例中，有源箝位可将PNP基极上拉，从输出缓冲级112的输出端吸收电流，并且还可从输出缓冲级112的晶体管M106吸收电流以便避免输出电压进一步上升。在一些示例中，晶体管MPB和M106可以是同一NODE，但是晶体管M106在电压调节模式和功率平衡模式两者下都可接通。在一些示例中，晶体管M106可以是输出缓冲级的一部分，并且可转移来自输出缓冲器的电流，其否则将被输送给晶体管T201。在一些示例中，可在基本上接近于零负载电流和高温（例如，大于125℃）下使用有源箝位。在这些示例中，有源箝位可帮助减小或防止PNP漏电流，其可对LDO稳压器系统100的输出节点充电，尽管晶体管T201（例如，PNP器件）被驱动到关断状态中。在一些示例中，有源箝位电路还可使晶体管T101的基极快速地放电。在一些示例中，有源箝位还可加速饱和恢复时间，这在电池电压（V_BAT）从非常低的电平（低压降操作）恢复至标称电平的情况下可防止LDO稳压器系统100的输出端上的大的过冲。例如，在其中电池可从5V恢复至12V的标称值的起动脉冲期间。有源箝位电路对于电压调节和功率平衡模式两者而言可以是活动的。

图3是图示出根据在本公开中描述的技术的LDO稳压器系统200的功率平衡模式的示例的电路图。参考图1和图2来描述图3。为了便于理解，用片上249和片外250来图示图3，其中，片外250可对应于如图1和2中所描述的片外级50和150。在图3的示例中，电阻器R_SHUNT和R_REF、晶体管T201、参考级206、放大级208、输出缓冲级212以及负载214可对应于如图1中所描述的电阻器R_SHUNT和R_REF、晶体管T1、参考级6、放大级8、输出缓冲级12以及负载14。

在图3的示例中，电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA和I_{b_HP}、电阻器R_SHUNT、R_PULLUP以及R_REF、晶体管M206、M207、M209、M210以及MPB、误差放大器PB/OC、参考级206、放大级208、输出缓冲级212以及负载214可对应于如图2中所描述的电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA和I_{b_HP}、电阻器R_SHUNT、R_PULLUP以及R_REF、晶体管M106、M107、M109、M110以及MPB、误差放大器PB/OC、参考级106、放大级108、输出缓冲级112以及负载114。

在图3的示例中，LDO稳压器系统200还包括集成低压差线性稳压器220、负载214的R_LAOD和电容器C_OUT以及电流I_T201。集成LDO稳压器220包括电阻器R203和R204、晶体管M_SENSE和M_PASS、误差放大器222以及电流I_LDO。

电阻器R_LAOD是负载214的电阻值。在一些示例中，当电阻器R_LAOD增加时，由LDO稳压器系统200提供的电流必须增加以保持负载14处的电压电平。相反地，当电阻器R_LAOD减小时，可减小由LDO稳压器系统200提供的电流以保持负载14处的电压电平。电容器C_OUT是与电阻器R_LAOD并联的电容器。在一些示例中，电容器C_OUT可以是储能电容器，其可帮助提供电流以保持跨电阻器R_LAOD的电压电平，而LDO稳压器系统200调整由晶体管M_PASS和T201提供的电流。

电阻器R_PULLUP可对应于如图1中所描述的电阻器R_B。例如，电阻器R_PULLUP可允许LDO稳压器系统200提供用以驱动PNP双极结晶体管的电流控制信号或用以驱动p沟道场效应晶体管的电压控制信号。

集成LDO稳压器220可在与参考级206、放大级208、输出缓冲级212以及提供电流I_{b_HP}的电流源相同的芯片上包括完全集成LDO稳压器。集成LDO稳压器220的电阻器R203和R204形成分压器，并且可对应于如图1中所描述的电阻器R1和R2。在一些示例中，电阻器R203和R204可向误差放大器222的反相输入端提供与跨电阻器R_LAOD的输出电压成比例的反馈电压。误差放大器222可以是差分放大器或跨导运算放大器。晶体管M_PASS是包括但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、PFET、PNP器件或可向负载214输出负载电流的任何其它晶体管的晶体管。在一些示例中，晶体管M_PASS可驱动误差放大器222的输出端，使得随着负载214的电压电平改变，误差放大器222向晶体管M_PASS输出控制信号以增加或减小提供给负载214的负载电流。晶体管M_SENSE是包括但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、PFET、PNP器件或者可向参考级206的晶体管M209输出复制电流（replication current）的任何其它晶体管的晶体管。在一些示例中，晶体管M_SENSE可驱动误差放大器PB/OC的输出端，使得随着由集成LDO稳压器220提供给负载214的电流被由晶体管T201提供给负载214的电流反映。电流I_LDO是由集成LDO稳压器220提供给负载214以保持负载214的电压电平的电流量。在一些示例中，在功率平衡模式下，电流I_LDO可以是提供给负载214的总负载电流的第一部分。电流I_T201是由晶体管T201提供给负载214以保持负载214的电压电平的电流量。在一些示例中，在功率平衡模式下，电流I_T201可以是提供给负载214的总负载电流的第二部分。

图2和3之间的差别是在功率平衡模式下，误差放大器LP OTA和HP OTA两者被关断且未图示在图3中。在图3的示例中，电流I_{b_HP}不对误差放大器HP OTA进行偏置，因为误差放大器HP OTA在功率平衡模式下被去激活，因此现在由晶体管MPB来调节电流I_{b_HP}。电流I_{b_HP}被注入到由在电压调节模式下被误差放大器HP OTA使用的晶体管M206和M207形成的输出缓冲级212（即，基极驱动电流镜）中。如图3中所图示的拓扑结构的一个优点是在所花费硅面积方面的电路的最大部分可以是输出缓冲级212、提供电流I_{b_HP}的电流源以及误差放大器PB/OC，并且这些部件可在电压调节和功率平衡模式两者下被利用。

在图3的示例中，在功率平衡模式下操作的LDO稳压器系统200是基于由集成LDO稳压器220生成的复制电流（I_REPLICA），其与由集成LDO稳压器220提供给负载214的负载电流成比例。供应电流I_REPLICA的晶体管M_SENSE被实施为晶体管M_PASS的指状物（finger），其可充当通道器件。在一些示例中，指状物可描述构成大的M_PASS器件的单元晶体管。例如，通道晶体管可由并联连接的多个指状物器件形成。I_REPLICA被由参考级206的晶体管M209和M210形成的电流镜接收，该电流镜生成被误差放大器PB/OC的非反相输入端感测的R_REF上的电压降。误差放大器PB/OC可驱动晶体管MPB以向晶体管T201供应基极电流，使得由负载电流在外部分流电阻器（R_SHUNT）上生成的电压降等于由I_REPLICA在电阻器R_REF上生成的电压降。在一些示例中，M__PASS相对于M__SENSE的比和电阻器R_REF的值是固定的，并且总负载电流中的I_T201（例如，I_PNP）相对于I_LDO的比（功率平衡比）是电阻器R_SHUNT的值的函数。

在一些示例中，在误差放大器LP OTA和HP OTA被用在电压调节模式下时，可以以相同的方式将有源箝位电路包括在拓扑结构中。例如，误差放大器有源箝位OTA的非反相输入端可连接到电阻分压器中的分接头，其可将有源箝位的调节点设置为大大地在误差放大器LP OTA的调节点以上。以这种方式，有源箝位在正常操作期间可不影响电路的其余部分，但是如果LDO稳压器系统200的输出电压达到有源箝位调节点时，由误差放大器有源箝位OTA注入到电流镜中并倍增的电流可对电压进行箝位。在一些示例中，有源箝位可将PNP基极上拉，从输出缓冲级212的输出端吸收电流，并且还可从输出缓冲级212的晶体管MPB吸收电流以便避免输出电压进一步上升。在一些示例中，可在基本上接近于零负载电流和高温（例如，大于125℃）下使用有源箝位。在这些示例中，有源箝位可帮助减小或防止PNP漏电流，其可对LDO稳压器系统200的输出节点充电，尽管晶体管T201（例如，PNP器件）被驱动到关断（OFF）状态。在一些示例中，有源箝位电路还可使晶体管T201的基极快速地放电。在一些示例中，有源箝位还可加速饱和恢复时间，这在电池电压（V_BAT）从非常低的电平（低压降操作）恢复至标称水平的情况下可防止LDO稳压器系统200的输出端上的大的过冲。例如，在其中电池可从5V恢复至12V的标称值的起动脉冲期间。有源箝位电路对于电压调节和功率平衡模式两者而言可以是活动的。

图4是图示出根据本公开的LDO稳压器系统300的更详细示例的电路图。参考图1和图2来描述图4。在图4的示例中，电阻器R_SHUNT和R_REF、晶体管T301、参考级306、放大级308A和308B（统称为“放大级308”）、放大级310、输出缓冲级312A和312B（统称为“输出缓冲级312”）以及负载314可对应于如图1中所描述的电阻器R_SHUNT和R_REF、晶体管T1、参考级6、放大级10、输出缓冲级12以及负载14。

在图4的示例中，电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA、晶体管M303—M310以及MPB、误差放大器PB/OC、参考级306、放大级308A和308B、放大级310、输出缓冲级312A和312B以及负载314可对应于如图2中所描述的电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA、晶体管M103—M110以及MPB、误差放大器PB/OC、参考级106、放大级110、输出缓冲级112以及负载114。

在图4的示例中，LDO稳压器系统300还包括输入PB和HCM、电容器C1—C6、电阻器R301—R302和R_PULLUP、晶体管MS1—MS8、M301–M302、M311–314、M315–M316以及M317–M318、电流源320–330、或（OR）门332—334、反相器336—338、电压分离器（例如，高压兼容晶体管）340—344。

输入PB是指示LDO稳压器系统300的功率平衡模式的选择的控制信号。例如，输入PB可以是激活LDO稳压器系统300的功率平衡模式的电压信号。输入HCM是指示高电流模式的控制信号。在一些示例中，输入HCM可以是用户实施的活动峰值信号。例如，输入HCM可以是电压信号，其除误差放大器LP OTA之外还激活误差放大器HP OTA，以便以附加静态电流为代价甚至在低负载电流下增强稳压器精度。换言之，如果输入HCM未被认定，则LDO稳压器系统300将在负载电流增加并且活动峰值比较器开启高功率误差放大器之后具有更好的精度。相反地，如果HCM信号被认定，则LDO稳压器系统300将始终具有最佳精度，无论负载电流的水平如何，但是以附加静态电流为代价。

可通过在LDO稳压器系统300的传递函数中引入零而使用电容器C5来加速LDO稳压器系统300在电压调节模式下工作时的响应。电容器C1可以具有与电容器C5完全相同类型和值。在一些示例中，可出于对称目的而使用电容器C1，使得高功率误差放大器的两个输入端具有类似电容性负载。电容器C2和C3可连同晶体管M₃₁₅和M₃₁₆的栅极至源极电容一起形成闭合电压环路。例如，当可将晶体管（开关）Ms6接通以向高功率误差放大器供应电流，并且此闭合电压环路内部的电荷重新分布可显著地减小触发活动峰值振荡的风险时。可使用电容器C4作为在低负载电流水平下在功率平衡模式下的操作期间确保系统稳定性的Miller补偿网络的一部分。电容器C6对应于如图3中所描述的电容器C_OUT并位于片外级350外部。例如，电容器C6可充当储能电容器，其在LDO稳压器系统300正在调整通过晶体管T301的电流的同时向负载314提供电流。在一些示例中，电容器C6可以是4.7微法（µF）。

电阻器R301—R302是具有电阻值的无源电气部件。R301可具有电阻器R1和R2的并联组合的值，并且可与电容器C1一起被放置用于对称目的（例如，以避免活动峰值振荡）。R302可与电容器C4形成Miller补偿网络，其在低负载电流水平下在LDO稳压器系统300在功率平衡模式下操作期间确保系统稳定性。

电阻器R_PULLUP是具有电阻值的无源电气部件，并且可以是被用于将PNP（PMOS）通道晶体管的基极（栅极）上拉的电阻器，其可能是当LDO稳压器系统300可能未提供任何负载电流时用于使通道晶体管闭合所必需的。在一些示例中，电阻器R_PULLUP可对应于如图1中所描述的电阻器RB。在一些示例中，如果使用PMOS通道器件来代替PNP通道器件，则电阻器R_PULLUP还可将来自输出缓冲级312的输出从适合于PNP控制的电流转换成适合于PMOS控制的电压。

可以以差动输入级配置连同充当如图2中所描述的误差放大器LP OTA的有源负载的晶体管M311和M312（例如，低压NMOS晶体管）一起使用晶体管M301和M302（例如，中压PMOS（P型沟道MOS）晶体管）。由误差放大器LP OTA生成的电流可被注入到由晶体管M303和M304形成的电流镜中，该电流镜可使用中压NMOS晶体管来实现，并且可具有如图2中所描述的用于误差放大器LP OTA的输出缓冲器的作用。

可以以差动输入级配置连同可充当如图2中所描述的误差放大器HP OTA的有源负载的晶体管M313和M314（例如，低压NMOS晶体管）一起使用晶体管M315和M316（例如，中压PMOS（P型沟道MOS）晶体管）。由误差放大器HP OTA生成的电流可被注入到由晶体管M306和M307形成的电流镜中，该电流镜可使用中压NMOS晶体管来实现，并且可具有用于误差放大器HP OTA的输出缓冲器（例如，如图4中所描述的输出缓冲器312A）的作用。

晶体管M309和M310（例如，中压NMOS晶体管）连同晶体管M317和M318一起可形成级联电流镜。在一些示例中，晶体管M309和M310与晶体管M317和M318一起可对应于由如图2中所描述的晶体管M109和M110形成的电流镜。晶体管M317和M318可以是级联晶体管，其可增加输出阻抗并隐含地增加基本电流镜M309和M310的电流拷贝精度。

晶体管M308（例如，中压NMOS晶体管）可对应于如图2中所描述的晶体管M108。晶体管MPB（例如，中压PMOS晶体管）可对应于如图2和3中所描述的晶体管MPB。

电流源320提供电流，其可以是十五微安（µA）且可对应于如图2中所描述的电流I_{b_LP}。电流源322提供电流，其可以是五微安（µA）且可对应于如图2中所描述的电流I_{offs_LP}。电流源324提供电流，其可以是六微安（µA）且可对应于如图2中所描述的电流I_{REF_APK}。电流源326提供电流，其可以是四微安（µA）且可对应于如图2中所描述的电流I_hyst。电流源328提供电流，其可以是一毫安（mA）且可对应于如图2中所描述的电流I_{b_HP}。电流源330提供电流，其可以是一微安（µA）且可被用来在高功率误差放大器被接通之前对晶体管M315和M316的栅极至源极电容预充电。

开关MS1—MS3以及MS5—MS8可以是用中压晶体管实施的串联PMOS开关。可使用中压NMOS晶体管来实施开关MS4。开关MS1—MS2可在低功率误差放大器不在操作时将低功率误差放大器所使用的电流源断开。开关MS3可对应于如图2中所描述的S2并在功率平衡模式下将I_{b_HP}电流源连接到MPB晶体管。开关MS4可对应于如图2中所描述的开关S3并可在LDO稳压器系统300在电压调节模式下操作时将晶体管M308连接到输出缓冲器312。开关MS8可以是活动峰值比较器的一部分，并且可对应于图2中的开关SW1。开关MS6可在电压调节模式下将I_{b_HP}电流源连接到高功率误差放大器。开关MS7可在电压调节模式下将预充电1µA电流源连接到高功率误差放大器。

或门332—334每个是实施逻辑析取的数字逻辑门。例如，或门332—334在两个输入都为低（LOW）的情况下可输出低，并且在任一个输入为高（HIGH）的情况下可为高。反相器336—338每个是实施逻辑非的数字逻辑门。例如，反相器336—338可在输入为高的情况下输出低，并且可在输入为低的情况下输出高。

电压分离器340—342可向晶体管T301提供基极电流。例如，在电压调节模式的低功率模式下，电压分离器340可向晶体管T301提供基极电流。在另一示例中，在电压调节模式的高功率模式下，电压分离器340和342两者都可向晶体管T301提供基极电流。电压分离器344可向参考级306提供复制电流。例如，在功率平衡模式下，电压分离器344可向参考级306提供复制电流以驱动放大级308A和308B（例如，来自晶体管308B的晶体管MPB）以提供用以驱动晶体管T301提供反映复制电流的电流的控制信号。

在图4的示例中，在提供若干CMOS电压等级的标准汽车双极CMOS DMOS（BCD）技术中图示LDO稳压器系统300。例如，LDO稳压器系统300可包括低压（1.5V）模拟和逻辑晶体管、中压模拟晶体管、高压（60V）DMOS功率晶体管以及双极二极管和晶体管。

在电压调节模式下，LDO稳压器系统300的输出电压可在5V、3.3V、1.8V、1.2V之间可配置。在功率平衡模式下，单独集成LDO（例如，如图3中所描述的集成LDO稳压器220）的输出电压可仅在5V与3.3V之间可配置，因此功率平衡模式可仅在5V和3.3V下操作。

在一些示例中，负载314还可以是生成到外部补偿稳压器拓扑结构的非常快速且高振幅的负载步幅的高性能微控制器。在这些示例中，高带宽误差放大器是优选的，以便获得非常快速的动态负载调节响应并避免系统重置。

在图4的示例中，电容器C6可以是外部陶瓷电容器，并且可确立调节环路的主导极。通过使用外部电容器来确立调节环路的主导极，每个误差放大器内部的极必须被定位成在频率方面尽可能高以确保充分的相位裕度和稳定性。

在一些示例中，尽可能接近于晶体管T301的集电极或漏极以便在电压调节模式下使用且尽可能接近于完全集成单独LDO稳压器的输出引脚以便在功率平衡模式下使用（即，扩展完全集成单独LDO稳压器的负载能力）地放置电容器C6可以是有利的。

LDO稳压器系统300可提供控制晶体管T301所需的基极电流或栅极电压。LDO稳压器系统300还可具有用于感测已调节电压的电平和与负载电流串联的外部分流电阻器上的电压降的电平的单独输入端，以便提供过电流限制和检测或在功率平衡模式下的操作期间确立功率平衡比。

为了保持低静态电流，LDO稳压器系统300可由两个类似拓扑结构误差放大器构成，一个在具有小尾（例如偏置电流）电流（15uA）的轻负载条件下工作，并且另一个在具有1mA的尾电流的重负载条件下工作。在电压调节模式下，当LDO稳压器系统300的负载314低时，必须提供以便保持调节水平的晶体管T301的基极电流或栅极电压也是低的。在电压调节模式下的此低负载条件下，只有低功率（LP）误差放大器（例如，如图2中所描述的误差放大器LP OTA）可进行操作，这可导致数十微安（µA）的静态电流。在电压调节模式下，LDO稳压器系统300到在高负载条件下操作的转变可在活动峰值比较器检测到晶体管T301的基极电流或栅极电压已经超过阈值时自主地完成。例如，当晶体管T301是PNP双极结晶体管且基极电流已经超过50uA（10mA负载电流，假定200的PNP beta）时，LDO稳压器系统300可激活高功率误差放大器（例如，如图2中所描述的误差放大器HP OTA）。随着负载114的负载条件增加，晶体管T301的基极电流或栅极电压也可增加，其中基极电流或栅极电压的大部分由高功率误差放大器提供。低误差放大器在高功率负载条件下可不去激活，因为即使当高功率误差放大器被激活时，低功率误差放大器仍可提供总基极电流或栅极电压的一小部分。

例如，LDO稳压器系统300可处于具有恒定轻负载（例如，在50uA以下的PNP基极电流）的低功率模式，并且在负载312的负载条件下可经受突然且高的振幅突变。在一些示例中，负载214可以是唤醒或执行启动序列的微控制器。在负载条件中的突变已经通过且负载314的负载条件返回至低水平之后，活动峰值比较器将自动地关断高功率误差放大器。在一些示例中，低功率误差放大器的较低增益降低LDO稳压器系统300的精度。例如，当LDO稳压器系统300在电压调节模式的低功率模式下操作时，LDO稳压器系统300的精度可能较差（+/- 4%）。

在一些示例中，高功率误差放大器可在所有负载条件下被激活以提供增强精度模式，无论负载电流如何。在这些示例中，增强精度模式可提供最佳静态负载调节精度和动态负载调节响应。在这些示例中，可通过将HCM输入端驱动至高状态来激活增强精度模式。在一些示例中，当增强精度被激活时，低功率误差放大器和活动峰值比较器可在LDO稳压器系统300中被去激活。

在一些示例中，低和高功率误差放大器可具有略有不同的调节电压以便避免转变阈值周围的活动峰值振荡。在一些示例中，转变阈值可以是五十微安（µA）。如上所述，低功率误差放大器（例如，如图2中所描述的误差放大器LP OTA）可具有在高功率误差放大器（例如，如图2中所描述的误差放大器HP OTA）以上的调节水平。在一些示例中，低功率误差放大器的较高调节水平可由低功率误差放大器内部的人工偏移引入。例如，通过由电流源322且通过晶体管MS1向放大器的右分支中注入五微安（µA）。

在图4的示例中，放大级310的低功率误差放大器和高功率误差放大器是相同放大器结构的本质上不同比例型。以这种方式，每个误差放大器可具有驱动向晶体管T301提供基极电流或栅极电压的电流源（例如，电流镜）的gm级（简单差动级）。例如，低功率误差放大器的gm级可由具有晶体管M311和M312有源负载的晶体管M301和M302差动级形成，该晶体管M311和M312有源负载生成与参考电压（例如，如图2中所描述的V_Bg）和反馈电压（例如，如图2中所描述的V_FB）之间的差成比例的电流差。在图4的示例中，该电流差可被注入到晶体管M303的漏极中并被晶体管M304倍增。晶体管M305可与电压分离器340串联连接，电压分离器340可在LDO稳压器系统300在电压调节模式的低功率模式下操作时向晶体管T301输送实际基极电流或栅极电压。在一些示例中，电压分离器340可以是N型横向DMOS（NLDMOS）电压分离器晶体管。

在图4的示例中，从小信号分析观点出发，每个低功率和高功率误差放大器可在晶体管M302/M316、M312/314的漏极节点处具有第一极，处于1/[( RdsM312 || RdsM302 || 1/gmM303)*(CgsM303+CdbM303+CdbM312+CdbM302+CgdM312+CgdM302)]，并在晶体管M311的漏极处具有第二更高得多的频率镜极。第一极可以是负载电流的函数，主要是因为M303的gm严重地取决于注入电流的水平，其基本上取决于保持已调节电压电平所需的基极电流的水平。从低功率误差放大器观点出发，当二极管连接M303的gm为最小值且该极最接近于外部设定主导极时，在低水平的电流注入下发生最小相位裕度。

在一些示例中，可用模拟低压晶体管来实施低功率和高功率误差放大器两者的有源负载，其可帮助抑制电流拷贝误差而不必要求级联配置。在这些示例中，晶体管M311/M312可以是低压（LV）晶体管，用于高功率放大器的中压晶体管M303和相应地为晶体管M306的最大V_GS（例如，栅极至源极电压）不能超过低压晶体管所允许的最大漏极至源极电压（例如，VDS_LV,max）。还可将晶体管M306配置成当在最大负载和低PNP beta条件期间传导1mA的全尾电流时不超过大于VDS_LV,max的栅极至源极电压。在一些示例中，为了使gm最大化，晶体管M301、M302、M315以及M316以弱反相方式操作，其中，弱反相操作具有最高gm/Id。例如，可通过在低电流密度下被偏置的同时提供高W/L（宽度对于长度）比来实施弱反相。在图4的示例中，可不用低压晶体管来实施晶体管M303、M305、M306和M307，因为晶体管M307可能需要级联（例如，可使用电压级联来在小于700mV的过驱动下传导＞50mA）。

在图4的示例中，晶体管M304及连接到晶体管M304的漏极的6uA和4uA电流源形成如上文所讨论的活动峰值比较器。在一些示例中，M303:M304:M305的比是1:16:80（M305/M304=80/16=5），这意味着可存在通过晶体管M305的五十微安（µA）的PNP基极电流。在这些示例中，通过晶体管M304的电流可以是十微安，并且活动峰值比较器输出可变成低的，从而激活高功率尾电流镜的开关MS6，提供偏置电流用于将高功率误差放大器（例如，误差放大器HP OTA）接通。通过电流源326的开关MS8的电流提供活动峰值比较器的滞后。

可将电容器C2和C3放置在PMOS开关MS6的源极（将1mA尾电流来源分离）与电压V_Bg（带隙参考）和电压V_FB（反馈分压器信号）之间，以便形成具有晶体管M316和M316的大的栅极至源极电容的闭合电压环路。在闭合电压环路内部，当开关MS6被激活时可发生电荷共享和重新分布，从而使使参考线路上的电荷注入的效应最小化并降低活动峰值振荡的风险。活动峰值振荡可在激活开关MS6以向高功率误差放大器供应偏置电流时被触发。在一些示例中，快速电流尖峰可通过M316的大的栅极至源极电容耦合到电压V_FB线路，从而增加电压V_FB线路的电位并促使晶体管M302的漏电流减小，由此也减小M303和M304的漏电流。如果M305的漏电流减小，则活动峰值比较器输出将被拉到逻辑高信号，从而禁用MS6开关和高功率误差放大器。然而，如果外部条件（例如，负载314）规定PNP基极电流超过50uA，则活动峰值比较器输出可变成逻辑低且该循环重新开始。减少通过MM315的栅极至源极电容的电荷注入可使电压V_Bg线路上的扰动（参考反冲）最小化。

V_Bg（参考）线路上的电阻器R301的电阻与M301和M315的栅极串联，并在瞬态尖峰脉冲期间限制被注入到电压VBg的输入端中的电流。在一些示例中，可选择电阻值以便提供低功率和高功率误差放大器的两个输入端之间的阻抗匹配。例如，电阻器R301的电阻值可以是由于由电阻器R1和R2形成的电阻分压器而在M302和M316的栅极处经历的小信号（AC）电阻。可将M301和M315的栅极与接地之间的电容器C1放置成与电容器C5匹配，该电容器C5可以是绕过反馈电阻分压器的电阻器R1的加速电容器。在一些示例中，电容器C5可大大地加速负载突变期间的LDO稳压器系统300的响应。例如，电容器C5可在电压调节模式下操作的LDO稳压器系统300的传递函数中引入零，这可增加LDO稳压器系统300的带宽，并且可表现为用于存在于反馈电压信号（例如，V_FB）上的陡沿转变中的高频分量的分流。在图4的示例中，电流源330可提供与开关MS7串联的一微安（µA）电流，并且可对M315和M316差分对的栅极至源极电容进行预充电以便使电荷补偿机制正常运转。

在一些示例中，可在LDO稳压器系统300中包括有源箝位电路以便将LDO稳压器系统300的输出端处的电位的增加箝位（限制）于编程电压的百分之四以上。在一些示例中，电位的增加可由于负载314的热（例如，在125℃以上）或低负载条件下的PNP发射极-集电极漏泄而发生。在负载314处的低负载条件下，LDO稳压器系统300输出（例如，如图4中所描述的V_OUT）可被此漏泄缓慢地（例如，在数十毫秒内）拉到电压V_BAT。当输出电压V_OUT在期望（例如，编程）值以上时，闭合电压环路可失调，并且LDO稳压器系统300可能不能在没有有源箝位电路的情况下抵消缓慢电位上升。

在一些示例中，形成有源箝位的放大器可具有与低功率和高功率误差放大器相同的基本结构，并且可以是相同拓扑结构的缩小型（在差动级面积方面）。在这些示例中，可将有源箝位放大器输入端连接到反馈电阻分压器中的另一分接头，从而使得其只有当输出电压超过用于正常操作的最大规格极限（例如，当5V 输出端被编程时的5.2V）时才是活动的。例如，下拉晶体管可直接地减小LDO稳压器系统300的输出，而由两个晶体管形成的电流镜可表现为用于晶体管基极的强上拉。在本示例中，可使用上拉电阻器，并且在125℃以上，由于高功率误差放大器的漏泄而跨上拉电阻器生成的电压降可足以生成超过一百毫伏（mV）的基极发射极电压。在一些示例中，该一百毫伏基极发射极电压可生成相当大的（例如，微安范围）集电极-发射极漏泄，并增加下拉晶体管所消耗的下拉电流，以便在LDO稳压器系统300的输出端处保持最大值5.2V。在一些示例中，在仅可使用下拉电阻器的情况下，箝位模式下的LDO稳压器系统300的静态电流消耗可超过600uA。在这些示例中，在除下拉晶体管之外还可以包括电流镜的情况下，当有源箝位被激活时，总稳压器静态电流通常可在90uA以下。

LDO稳压器系统300的一个优点可以是在电压调节模式或功率平衡模式下操作的同时重新使用电路的一部分的能力。例如，当LDO稳压器系统300在功率平衡模式下操作时，高功率误差放大器的差动级可被禁用，并且可路由1mA尾电流通过开关MS3和功率平衡调节晶体管MPB。晶体管MPB可规定被注入到二极管连接晶体管M306中的电流的水平，并且相应地规定相对于功率平衡电阻器R_REF上的电压降的基极电流/集电极电流。R_REF上的电压降可与被注入并被存在于电路中的级联电流镜倍增的负载电流的复制电流（例如，I_REPLICA）成比例。可在控制晶体管MPB的栅极的PB/OC放大器的非反相输入端处接收电阻器R_REF上的电压降。可通过检测外部分流电阻器（例如，R_SHUNT）上的电压降来保持晶体管T301的集电极电流与V_OUT的负载电流之间的比（功率平衡比）。在本示例中，可将电阻器R_SHUNT连接到PB/OC放大器的反相输入端并可将电阻器R_SHUNT用来基于所选电阻器值对期望功率平衡比进行编程。在一些示例中，可根据期望功率平衡比和外部PNP通道晶体管的实际额定功率来选择电阻器R_SHUNT。LDO稳压器系统300的另一优点是在电压调节模式和功率平衡模式下使用输出缓冲级312中的电流镜和同一1mA电流源，从而导致被用于LDO稳压器系统300的硅面积的显著减小。

图5是图示出根据本公开的使LDO稳压器系统在功率平衡模式下操作的更详细示例的电路图。参考图1和图2和图3来描述图5。为了便于理解，仅控制晶体管被描述在图5中；然而，在图5中也可相对于不同的级使用在图1—4中描述的晶体管。

在图5的示例中，电阻器R_SHUNT和R_REFa—R_REFb、晶体管T401、参考级406A—406C、放大级408A—408C、输出缓冲级412A和412B、负载414以及片外级450可对应于如图1中所描述的电阻器R_SHUNT和R_REF、晶体管T1、参考级6、放大级8、输出缓冲级12、负载14以及片外级50。在图5的示例中，电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA、晶体管M406–M407以及MPB、参考级406A–406C（统称为“参考级406”）、放大级408A–408C（统称为“放大级408”）、输出缓冲级412A和412B（统称为“输出缓冲级412”）以及负载414可对应于如图2中所描述的电压V_BAT、V_Bg以及V_DD、电流I_REPLICA、晶体管M106–M107以及MPB、参考级106、放大级108、输出缓冲级112以及负载114。在图5的示例中，单独完全集成LDO稳压器420、差动放大器422、电流源428、电阻器R₄₀₃和R₄₀₄、晶体管M__SENSE和M__PASS以及电流I__LDO和I_REPLICA可对应于如图3中所描述的集成LDO稳压器220、差动放大器222、电流I_{b_HP}、电阻器R₂₀₃和R₂₀₄、晶体管M_SENSE和M_PASS以及电流I_LDO和I_REPLICA。在图5的示例中，输入PB、电容器C6、开关MS3和MS4、电阻器RZ1、电容器CC1以及有源箝位电路460可对应于如图4中所描述的输入PB、电容器C6、开关MS3和MS4、电阻器R302、电容器C4以及有源箝位电路。

在图5的示例中，LDO稳压器系统400还包括晶体管MB_SA、MB_PB、HV_SA、电阻器RZ2、R₄₀₅和R₄₀₆、电流源430以及电容器CC2。晶体管MS3、MB_SA、MB_PB以及M408可以是中压晶体管。晶体管HV_SA可以是被同时地用作电压分离器和开关两者的N型DMOS晶体管。在一些示例中，晶体管HV_SA可在电压调节模式下被接通并可在功率平衡模式下被关断。电流源430可连接到参考级406中的电流镜，并且电流源430可向电流镜提供电流（例如，1微安）。

当在电压调节模式下操作时，误差放大器PB/OC（例如，如图2—4中所描述的误差放大器PB/OC）、外部分流电阻器（例如，如图1中所描述的R_SHUNT）和晶体管M408形成LDO稳压器系统400的过电流限制电路。在图5的示例中，当外部R_SHUNT上的电压降增加时，误差放大器PB/OC amp的反相输入端的电位减小，从而导致M408栅极电位（PB/OC增益节点）的增加，并且可从输出缓冲级412的驱动电流镜吸收更多电流。在一些示例中，当负载电流（例如，PNP集电极电流）促使电阻器R_SHUNT上的电压降超过特定阈值时，晶体管M408可从晶体管T401带走基极电流。以这种方式，可根据晶体管T401（例如，PNP和PFET通道器件）的最大功率处理能力来选择电阻器R_SHUNT。例如，BCP 52 PNP通道器件可容忍2W的最大功耗。在本示例中，当电池电压（例如，V_BAT）是13.5V时，两瓦特（W）的最大功耗可转换成两百毫安（mA）最大负载电流。在一个示例中，通过选择用于电阻器R_SHUNT的一欧姆（Ω）电阻值和两百四十五毫伏（mV）（标称）的过电流限制，负载电流是两百四十五毫安（mA），在该负载电流下LDO稳压器系统400的过电流限制电路将激活。在另一示例中，通过选择五百毫欧姆（mΩ）电阻器，可在五百毫安（mA）的负载电流下获得跨R_SHUNT的两百四十五毫伏阈值。

误差放大器PB/OC的输入端是形成误差放大器PB/OC的gm级的晶体管M401和M402的源极端子。误差放大器PB/OC的gm级的输出端是PB/OC高阻抗节点，其取决于操作模式（电压调节模式或功率平衡模式）驱动晶体管MPB或M408。晶体管MS3和MS4可用于在电压调节模式下断开功率平衡电路和功率平衡模式下的过电流功能。

在晶体管MPB的漏极与栅极之间，电容器CC1和电阻器RZ1形成RC Miller补偿，其可被用来在非常低的负载电流下确保功率平衡模式下的调节环路的稳定性。例如，在负载414的低负载条件下，注入到M406中的电流的水平是低的且M406的阻抗是高的（例如，1/gmM406）。在本示例中，由MPB和M406构成的共源极级的放大倍率可高到足以确保由Miller补偿设定的主导极在频率方面低到足以变成主导极并确保稳定性。在一些示例中，当由电容器CC1和电阻器RZ1形成的RC Miller的放大倍率下降时，电阻器RZ2和电容器CC2可形成用于较高电流水平的误差放大器PB/OC的附加内部RC Miller补偿。在这些示例中，RC Miller补偿可帮助在尺寸方面减小硅面积，否则其将被用来得到稳定的环路，无论基极电流（例如，PNP电流）如何。

在电压调节模式下（例如，当PB信号是逻辑低时），晶体管MB_SA可被激活，该晶体管MB_SA可连接偏移引入电流源以在低PNP集电极电流下将PB/OC节点保持在很好地定义的电位。例如，在非常低的PNP电流下，R_SHUNT上的电压降可以是非常低的，并且误差放大器PB/OC输入端实际上处于同一电位，并且PB/OC节点可以处于高阻抗。在电压调节模式期间，可将开关HV_SA闭合，并且在电阻器R_REF上可生成用于误差放大器PB/OC的电压V_REF，其中R_REF＝R_REFa+R_REFb。

在功率平衡模式下（例如，当PB信号是逻辑高时），晶体管MB_PB可被激活，并且引入人工偏移，其确保在单独完全集成LDO稳压器420超过某个负载水平的情况下输出缓冲级412仅可向晶体管T401提供基极电流。在一些示例中，单独完全集成LDO稳压器420的负载水平可为十五毫安（mA）。在功率平衡模式期间，电流I_REPLICA可仅在电阻器R_REFa上生成电压降，其中R_REF＝R_REFa。

图6是图示出根据本公开的LDO稳压器系统的规格的表格。在图6的示例中，如图1—5中所描述的对应于V_SUPPLY和V_BAT的输入电压范围502对于等于3.3V、1.8V和1.2V的V_OUT而言可在4.5伏（V）与28V之间，或者对于等于5V的V_OUT而言可在5.5V与28V之间。在图6的示例中，低功率模式504下的典型静态电流对应于图4中的低功率模式，在零负载电流下可为40微安（µA）。在图6的示例中，包括静态和动态负载调节的低功率模式输出电压精度506在低负载电流下且当活动峰值比较器关断时可为加或减4%。在图6的示例中，包括静态和动态负载调节的高功率模式输出电压精度508对于等于5伏（V）和3.3V的V_OUT而言可为加或减2%，或者对于等于1.8V和1.2V的V_OUT而言可为加或减3%。在图6的示例中，活动峰值上升阈值PNP基极电流510可以是50微安（µA），其对于150的PNP beta而言可转换成8.5毫安（mA）负载电流。在图6的示例中，活动峰值下降阈值PNP基极电流512可以是30微安（µA），其对于150的PNP beta而言可转换成4.5毫安（mA）负载电流。在图6的示例中，过电流分流电压阈值514可为245毫伏（mV），其对于0.5欧姆（Ω）的R_SHUNT电阻而言可转换成490mA负载电流且对于1Ω的R_SHUNT电阻而言可转换成245 mA负载电流。在图6的示例中，在如图2中所描述的那样I_PNP对应于电流I_T201且I_LDO对应于电流I_LDO的情况下，功率平衡比I_PNP：I_LDO 516可以是1Ω的R_SHUNT电阻值的情况下的1:1比和.5Ω的R_SHUNT电阻值的情况下的2:1比。在图6的示例中，最大基极电流518可以是60毫安（mA）。在图6的示例中，如图4中所描述的对应于C6的输出电容器520在电压调节模式下可以是放置在PNP器件的集电极处的4.7微法（µF），并且在功率平衡模式下可以是放置在集成LDO稳压器的输出引脚处的10微法（µF），该集成LDO稳压器对应于如图3中所描述的集成LDO稳压器220。

图7是图示出根据本公开的在电压调节模式或功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的示例技术的流程图。为了便于说明，参考图1。在图7的示例中，LDO稳压器系统1可在电压调节模式或功率平衡模式中的一个下操作（602）。

在电压调节模式或功率平衡模式下操作的同时，LDO稳压器系统1将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统1输送的电流量的变化，其中，第一参考电压跨参考电阻器，并且第一反馈电压跨分流电阻器（604）。在一些示例中，LDO稳压器系统1可在电压调节模式下操作，并且需要由LDO稳压器系统1输送的电流量的变化可基于第二参考电压与第二反馈电压的比较，并且第二参考电压可以是输入，并且第二反馈电压可以是与跨负载的输出电压成比例的电压。在一些示例中，LDO稳压器系统1可以用第二放大器基于第二参考电压与第二反馈电压的比较来生成第二电流，并且第二参考电压可以是输入且第二反馈电压可以是与跨LDO稳压器系统1的负载的输出电压成比例的电压。在其它示例中，LDO稳压器系统1可在功率平衡模式下操作，并且需要由LDO稳压器系统1输送的电流量的变化可以基于第一参考电压与第一反馈电压的比较，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器。在一些示例中，LDO稳压器系统1可在电压调节模式或功率平衡模式下操作，并且LDO稳压器系统1可以用第一放大器基于第一参考电压与第一反馈电压的比较来生成第一电流。

响应于需要由LDO稳压器系统1输送的电流量的变化，LDO稳压器系统1可调整流过晶体管的电流量以将LDO稳压器系统1的负载保持在恒定输出电压电平（606）。在一些示例中，当LDO稳压器系统1在电压调节模式下操作时，如果第一反馈电压大于第一参考电压，则LDO稳压器系统1在调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平中可能受限。在一些示例中，LDO稳压器系统1可通过在输出缓冲级处从第一和第二放大器的组合输出端接收一定量的电流并由输出缓冲级基于在输出缓冲级处从组合输出端接收到的电流量而在晶体管的栅极或基极处生成控制信号来调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平。在一些示例中，控制信号可以是在晶体管是p沟道场效应晶体管（PFET）的情况下的电压信号或在晶体管是PNP双极结晶体管的情况下的电流信号中的一个。

在一个或多个示例中，可用硬件、软件、固件或其任何组合来实施所描述的功能。如果用软件实施，则可将功能存储作为一个或多个指令或代码在计算机可读介质上或者通过计算机可读介质发射并被基于硬件的处理单元执行。计算机可读介质可包括计算机可读存储介质，其对应于诸如数据存储介质之类的有形介质或者包括促进例如根据通信协议将计算机程序从一地传输到另一地的任何介质的通信介质。以这种方式，计算机可读介质一般地可对应于（1）有形计算机可读存储介质，其是非临时的，或者（2）通信介质，诸如信号或载波。数据存储介质可以是可以被一个或多个计算机或一个或多个处理器访问以检索用于实施本公开中所描述的技术的指令、代码和/或数据结构的任何可用介质。计算机程序产品可包括计算机可读介质。

以示例而非限制的方式，此类计算机可读存储介质可以包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘储存器、磁盘储存器或其它磁存储设备、闪速存储器或者可以用来以指令或数据结构的形式存储期望程序代码且可以被计算机访问的任何其它介质。并且，将任何连接适当地称为计算机可读介质。例如，如果使用同轴电缆、光纤电缆、扭绞线对、数字订户线（DSL）或诸如红外线、无线电以及微波之类的无线技术从网站、服务器或其它远程源发射指令，则在介质的定义中包括同轴电缆、光纤电缆、扭绞线对、DSL或诸如红外线、无线电和微波之类的无线技术。然而，应理解的是计算机可读存储介质和数据存储介质不包括连接、载波、信号或其它暂态介质，而是替代地针对非暂态、有形存储介质。如本文中使用的磁盘和光盘包含压缩盘（CD）、激光盘、光学盘、数字化通用磁盘（DVD）、软盘和蓝光光盘，其中磁盘通常磁性上再生数据，而光盘光学上用激光再生数据。以上的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。

可由诸如一个或多个数字信号处理器（DSP）、通用微处理器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程逻辑阵列（FPGA）或其它等价集成或分立逻辑电路之类的一个或多个处理器来执行指令。因此，如本文所使用的术语“处理器”可指代任何前述结构或适合于实施本文所描述的技术的任何其它结构。另外，在一些方面，可在专用硬件单元或软件模块内提供本文所描述的功能。并且，该技术可以是完全用一个或多个电路或逻辑元件来实施。

本公开的技术可在多种设备或装置、集成电路（IC）或一组IC（例如，芯片组）中实施。在本公开中描述了各种部件、模块或单元以强调被配置成执行公开技术的设备的功能方面，但不一定要求由不同的硬件单元来实现。相反地，如上所描述的，各种单元可由可互操作硬件单元的集合（包括如上文所描述的一个或多个处理器，与适当的软件和/或固件相结合）提供。

上文描述了本公开的各种说明性方面。这些及其它方面在所附权利要求的范围内。

Claims

1.一种方法，包括：

在电压调节模式或功率平衡模式中的一个下操作LDO稳压器系统，操作LDO稳压器系统的所述方法包括：

　　将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器；以及

　　响应于需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平。

2.权利要求1的方法，其中，LDO稳压器系统在电压调节模式下操作，其中，需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化基于第二参考电压与第二反馈电压的比较，并且其中，第二参考电压是输入，并且第二反馈电压是与跨负载的输出电压成比例的电压。

3.权利要求2的方法，其中，LDO稳压器系统在电压调节模式下操作，并且其中，如果第一反馈电压大于第一参考电压，则调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平受限。

4.权利要求1的方法，其中，所述LDO稳压器系统在功率平衡模式下操作，并且其中，需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化基于第一参考电压与第一反馈电压的比较。

5.权利要求1的方法，其中，将一个或多个参考电压与一个或多个反馈电压相比较包括用第一放大器基于第一参考电压与第一反馈电压的比较来生成第一电流。

6.权利要求1的方法，其中，将一个或多个参考电压与一个或多个反馈电压相比较包括用第二放大器基于第二参考电压与第二反馈电压的比较来生成第二电流，并且其中，第二参考电压是输入且第二反馈电压是与跨负载的输出电压成比例的电压。

7.权利要求1的方法，其中，调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平包括：

由输出缓冲级从第一和第二放大器的组合输出端接收一定量的电流；以及

由输出缓冲级基于从组合输出端接收到的电流量而在晶体管的栅极处生成控制信号。

8.权利要求7的方法，其中，所述控制信号是用于p沟道场效应晶体管（PFET）的电压信号或用于PNP双极结晶体管的电流信号。

9.一种低压差（LDO）稳压器系统，包括：

晶体管，连接到低压差（LDO）线性稳压器的电源和LDO线性稳压器的负载，其中，所述晶体管输送要将LDO线性稳压器的输出保持在恒定输出电压电平所需的电流量；

分流电阻器，与所述晶体管串联连接；

参考级，其中，所述参考级包括连接到LDO线性稳压器的电源的参考电阻器和连接至接地的电流源；

第一放大级，其中，所述第一放大级生成与跨分流电阻器的电压降与跨参考电阻器的参考电压之间的差成比例的第一电流；

第二放大级，其中，所述第二放大级生成与比例输出电压和第二参考电压的差成比例的第二电流；以及

输出缓冲级，连接在第一和第二放大级的组合输出端与晶体管的栅极之间，其中，所述输出缓冲级生成用以基于来自组合输出端的输出而控制晶体管的控制信号；

其中，处于电压调节模式的第一放大级被配置成吸收第一电流，其中，处于功率平衡模式的第一放大级被配置成吸收或发起第一电流，其中，处于电压调节模式的第二放大级被配置成吸收或发起第二电流，并且其中，处于功率平衡模式的第二放大级被配置成将第二电流从组合输出端隔离。

10.权利要求9的LDO稳压器系统，进一步包括：

第一开关，连接到第一放大级的输出端；以及

第二开关，连接到第二放大级的输出端；

其中，所述第一开关和所述第二开关的每个输出端相互连接而形成组合输出端，其中，所述第一开关的第一位置对应于所述第一放大级的电压调节模式，其中，所述第一开关的第二位置对应于所述第一放大级的功率平衡模式，其中，第二开关的第一位置对应于第二放大级的电压调节模式；以及其中，第二开关的第二位置对应于第二放大级的功率平衡模式。

11.权利要求10的LDO稳压器系统，进一步包括：

二极管，其中，所述二极管连接在第一开关的第一位置与所述组合输出端之间，并且其中，所述二极管被配置成允许第一放大级仅在第一开关处于第一位置时吸收第一电流。

12.权利要求10的LDO稳压器系统，其中，第一和第二放大级在功率平衡模式下操作，进一步包括：

单独完全集成低压差（LDO）线性稳压器，其中，所述单独完全集成LDO线性稳压器被配置成向参考级提供复制电流，并且其中，所述参考级被配置成驱动晶体管以向负载提供反映从单独完全集成LDO线性稳压器到负载的输出电流的电流。

13.权利要求9的LDO稳压器系统，其中，所述分流电阻器进行将晶体管的源极连接到电源或将晶体管的漏极连接到LDO线性稳压器的负载中的一个。

14.权利要求9的LDO稳压器系统，其中，所述晶体管在单独完全集成低压差（LDO）线性稳压器外部，并且其中，所述参考级、所述第一和第二放大级以及所述输出缓冲级位于单独完全集成LDO线性稳压器内部。

15.权利要求14的LDO稳压器系统，其中，所述晶体管是p沟道场效应晶体管（PFET）或PNP双极结晶体管中的一个。

16.权利要求9的LDO稳压器系统，进一步包括偏置电阻器，其中，所述偏置电阻器使得输出缓冲级能够向晶体管的栅极提供电压控制信号。

17.一种设备，包括：

用于在电压调节模式下操作LDO稳压器系统的装置；以及

用于在功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的装置，其中，用于在电压调节模式和功率平衡模式下操作LDO稳压器系统的装置进一步包括：

用于将一个或多个各参考电压与一个或多个各反馈电压相比较以确定需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化的装置，其中，第一参考电压跨参考电阻器且第一反馈电压跨分流电阻器；以及

响应于需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化，用于调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平的装置。

18.权利要求17的设备，其中，LDO稳压器系统在电压调节模式下操作，其中，需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化基于第二参考电压与第二反馈电压的比较，并且其中，第二参考电压是输入，并且第二反馈电压是与跨负载的输出电压成比例的电压。

19.权利要求18的设备，其中，如果第一反馈电压大于第一参考电压，则用于调整流过晶体管的电流量以将负载保持在恒定输出电压电平的装置受限。

20.权利要求17的设备，其中，用于操作所述LDO稳压器系统的装置在功率平衡模式下操作，并且其中，需要由LDO稳压器系统输送的电流量的变化基于第一参考电压与第一反馈电压的比较。