DE102015120378A1

DE102015120378A1 - Linearer Low-Dropout-Regler mit zwei Betriebsarten

Info

Publication number: DE102015120378A1
Application number: DE102015120378.2A
Authority: DE
Inventors: Florin Biziitu; Paul Patriche; Ansgar Pottbaecker
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-11-29
Filing date: 2015-11-25
Publication date: 2016-06-02
Anticipated expiration: 2035-11-26
Also published as: DE102015120378B4; CN105652939A; US9405309B2; US20160154415A1; CN105652939B

Abstract

In einem Beispiel umfasst ein Verfahren Betreiben eines LDO-Reglersystems in einem aus einem Spannungsregelungsmodus und einem Energieausgleichsmodus. Das Verfahren umfasst ferner Vergleichen einer oder mehrerer entsprechender Referenzspannungen mit einer oder mehreren entsprechenden Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung der Strommenge zu bestimmen, die vom LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, wobei eine erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand vorliegt und eine erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand vorliegt, und als Antwort auf die Änderung der Strommenge, die vom LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, Anpassen einer Strommenge, die durch einen Transistor fließt, um eine Last auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten. Schaltungen und Systeme, die das Verfahren implementieren, sind ebenfalls beschrieben.

Description

Technisches Gebiet
Diese Offenbarung betrifft lineare Gleichspannungsregler und insbesondere einen Low-Dropout-(LDO)Regler.
Hintergrund
Lineare Gleichspannungsregler sind ausgelegt, um eine Ausgangsspannung über einen Ausgangsimpedanzbereich auf einem konstanten Spannungspegel zu halten. Wenn beim Ausgang oder Eingang eine Änderung auftritt (z. B. eine Änderung in der Last, die vom Spannungsregler angetrieben wird, oder eine Änderung in der Quellenspannung), korrigiert der Spannungsregler die Änderung, um die Ausgangsspannung auf dem konstanten Spannungspegel zu halten. Wenn beispielsweise eine plötzliche Änderung in der Strommenge, die zum Spannungsregler zugeführt werden muss, aufgrund einer Änderung in der Lastimpedanz auftritt, kann der Ausgangsspannungspegel des Spannungsreglers vorübergehend vom konstanten Ausgangsspannungspegel abweichen, bis der Spannungsregler die Änderung in der Lastimpedanz korrigiert und eine Spannung mit dem kontanten Spannungspegel ausgibt.
Kurzdarstellung
Es werden ein Verfahren nach Anspruch 1, ein Low-Dropout-Reglersystem nach Anspruch 9 und eine Vorrichtung nach Anspruch 17 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
Das Anliegen oder Vorliegen einer Spannung „über“ einer Komponente kann dabei ein Vorliegen der Spannung zwischen zwei Anschlüssen der Komponenten bedeuten.
Im Allgemeinen beschreibt die Anmeldung Systeme, Vorrichtungen und Techniken zur Steuerung eines linearen Low-Dropout-(LDO-)Reglers mit einem Transistor, der in einer Spannungsregelungsbetriebsart (im Folgenden als Spannungsregelungsmodus bezeichnet) oder in einer Energieausgleichsbetriebsart (im Folgenden als Energieausgleichsmodus bezeichnet) arbeiten kann. Der lineare LDO-Regler wirkt im Spannungsregelungsmodus als überstromgeschützte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle oder im Energieausgleichsmodus als stromgesteuerte Stromquelle. Die in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken können einen linearen LDO-Regler mit hoher Leistung bereitstellen (z. B. niedrigen Ruhestrom und rasche dynamische Antwort), der in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus arbeiten kann.
In einem Beispiel betrifft die Offenbarung ein Verfahren, das Betreiben eines LDO-Reglersystems in einem aus einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus umfasst. Das Verfahren zum Betreiben des LDO-Reglersystems umfasst Vergleichen einer oder mehrerer entsprechender Referenzspannungen mit einer oder mehreren entsprechenden Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung in der Strommenge zu bestimmen, die zum LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, wobei eine erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand vorhanden ist und eine erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand vorhanden ist, und als Antwort auf die Änderung in der Strommenge, die zum LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, wird eine Strommenge, die durch einen Widerstand fließt, angepasst, um eine Last auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten.
In einem weiteren Beispiel betrifft die Offenbarung ein Low-Dropout-(LDO-)Reglersystem, umfassend einen Transistor, der mit einer Energiequelle eines linearen Low-Dropout-(LDO-)Reglers und einer Last des lineare LDO-Reglers verbunden ist, wobei der Transistor eine Strommenge bereitstellt, die erforderlich ist, um einen Ausgang des linearen LDO-Reglers auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, einen Nebenwiderstand, der mit dem Transistor in Reihe geschaltet ist, eine Referenzstufe, wobei die Referenzstufe einen Referenzwiderstand umfasst, der mit der Energiequelle des linearen LDO-Reglers verbunden ist, und eine Stromquelle, die mit Masse verbunden ist, eine erste Verstärkerstufe, wobei die erste Verstärkerstufe einen ersten Strom erzeugt, der proportional zu einer Differenz zwischen einem Spannungsabfall am Nebenwiderstand und einer Referenzspannung am Referenzwiderstand ist, eine zweite Verstärkerstufe, wobei die zweite Verstärkerstufe einen zweiten Strom erzeugt, der proportional zu einer Differenz zwischen einer proportionalen Ausgangsspannung und einer zweiten Referenzspannung ist, und eine Ausgangspufferstufe, die zwischen einen kombinierten Ausgang der ersten und zweiten Verstärkerstufe und einem Gate des Transistors verbunden ist, wobei die Ausgangspufferstufe ein Steuersignal zum Steuern des Transistors basierend auf einer Ausgabe vom kombinierten Ausgang erzeugt, wobei die erste Verstärkerstufe in einem Spannungsregelungsmodus konfiguriert ist, um den ersten Strom abzuleiten, wobei die erste Verstärkerstufe in einem Energieausgleichsmodus konfiguriert ist, um den ersten Strom abzuleiten oder zuzuführen, wobei die Verstärkerstufe im Spannungsregelungsmodus konfiguriert ist, um den zweiten Strom abzuleiten oder zuzuführen, und wobei die zweite Verstärkerstufe im Energieausgleichsmodus konfiguriert ist, um den zweiten Strom vom kombinierten Ausgang zu isolieren.
In einem weiteren Beispiel betrifft die Offenbarung eine Vorrichtung, die ein Mittel zum Betreiben eines LDO-Reglersystems in einem Spannungsregelungsmodus und ein Mittel zum Betreiben des LDO-Reglersystems in einem Energieausgleichsmodus umfasst. Die Mittel zum Betreiben des LDO-Reglersystems im Spannungsregelungsmodus und im Energieausgleichsmodus umfassen ferner ein Mittel zum Vergleichen einer oder mehrerer entsprechender Referenzspannungen mit einer oder mehreren entsprechenden Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung der Strommenge zu bestimmen, die vom LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, wobei eine erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand vorhanden ist und eine erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand vorhanden ist, und als Antwort auf die Änderung der Strommenge, die vom LDO-Reglersystem zugeführt werden muss, ein Mittel zum Anpassen einer Strommenge, die durch einen Transistor fließt, um eine Last auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten.
Die Details des einen oder der mehreren Beispiele, die in dieser Offenbarung beschrieben sind, sind in den beiliegenden Zeichnungen und in der nachfolgenden Beschreibung dargelegt. Andere Merkmale, Ziele und Vorteile dieser Techniken gehen aus der Beschreibung und den Zeichnungen sowie aus den Ansprüchen hervor.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein konzeptuelles Blockdiagramm eines beispielhaften LDO-Reglersystems, das in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus arbeitet, gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken.
2 ist ein Schaltbild, das ein detailliertes Beispiel für ein LDO-Reglersystem gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken zeigt.
3 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel für einen Energieausgleichsmodus eines LDO-Reglersystems gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken zeigt.
4 ist ein Schaltbild, das ein detaillierteres Beispiel für ein LDO-Reglersystem gemäß dieser Offenbarung zeigt.
5 ist ein Schaltbild, das ein detaillierteres Beispiel für einen Betrieb eines LDO-Reglersystems im Energieausgleichsmodus gemäß dieser Offenbarung zeigt.
6 ist eine Tabelle, die Spezifikationen eines LDO-Reglersystems gemäß dieser Offenbarung umfasst.
7 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Technik zum Betreiben eines LDO-Reglersystems in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus gemäß dieser Offenbarung zeigt.
Ausführliche Beschreibung
In dieser Offenbarung beschriebene Techniken beziehen sich auf lineare Low-Dropout-(LDO-)Regler (hierin auch als „LDO-Regler“ oder „LDO-Reglersystem“ beschrieben), die konfiguriert sind, um einen konstanten Ausgangsspannungspegel über einen Lastimpedanzbereich aufrecht zu erhalten. In einigen Beispielen kann das LDO-Reglersystem zwei LDO-Regler umfassen, die separat in einem Spannungsregelungsmodus des LDO-Reglersystems arbeiten oder parallel in einem Energieausgleichsmodus des LDO-Reglersystems arbeiten. Zum einfacheren Verständnis ist der Betrieb des LDO-Reglers mit einem Transistor (z. B. einer externen PNP-BJT- oder PFET-Vorrichtung), die einen Off-Chip-Teil umfassen kann (d.h. nicht „vollständig auf einem Chip integriert“) in einem Spannungsregelungsmodus beschrieben, und der Betrieb der beiden LDO-Regler ist in einem Energieausgleichsmodus beschrieben. Das LDO-Reglersystem kann als Eingabe eine oder mehrere Referenzspannungen und eine oder mehrere Rückkopplungsspannungen empfangen und einen Strom basierend auf der einen oder den mehreren Referenzspannungen und der einen oder den mehreren Rückkopplungsspannungen ausgeben.
In manchen Beispielen kann sich die Strommenge, die das LDO-Reglersystem zuführen muss, ändern, und in manchen Fällen ändert sie sich abrupt. Beispielsweise kann das LDO-Reglersystem mit einer Vielzahl von Lasten verbunden sein, und die Verbindung mit einer der Lasten kann unterbrochen werden, was zu einer Änderung der Strommenge führt, die das LDO-Reglersystem zuführen muss. Die Änderung der Strommenge, die das LDO-Reglersystem zuführen muss, kann dazu führen, dass die Ausgangsspannung vom konstanten Ausgangsspannungspegel abweicht.
Wie genauer beschrieben wird, umfasst das LDO-Reglersystem zwei Modi: einen Spannungsregelungsmodus und einen Energieausgleichsmodus. Bei einem Spannungsregelungsmodus kann das LDO-Reglersystem zur Stabilisierung der Ausgangsspannung zurück auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel auch die Ausgangsspannung oder eine Spannung, die proportional zur Ausgangsspannung ist, als Rückkopplungsspannung empfangen. Das LDO-Reglersystem kann die Rückkopplungsspannung mit einer der einen oder mehreren Referenzspannungen vergleichen und Ströme des LDO-Reglersystems so anpassen, dass die Ausgangsspannung zurück auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel stabilisiert wird. In manchen Beispielen kann sich das LDO-Reglersystem in einem Spannungsregelungsmodus autonom an die Lastbedingung anpassen, indem zwei Fehlerverstärker verwendet werden, einer für Standbybetrieb und der andere für Betrieb in einem Aktivmodus. In diesen Beispielen kann es sein, dass das LDO-Reglersystem keine(n) separate(n) Steuermechanismus oder Rückkopplungsschleife erfordert, um zwischen Niedrigleistungs-(Standby-)modus und Hochleistungs-(Aktiv-)modus umzuschalten.
Die Zeit, die notwendig ist, damit das LDO-Reglersystem die Ausgangsspannung zurück auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel stabilisiert, wird als Einschwingzeit bezeichnet. Im Allgemeinen ist bevorzugt, die Ausgangsspannung relativ rasch zurück auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu stabilisieren (d.h. eine kurze Einschwingzeit). Als Beispiel kann eine Einschwingzeit von weniger als 3 Mikrosekunden (μs) wünschenswert sein. In manchen Beispielen kann die Einschwingzeit in einem Spannungsregelungsmodus 1 μs sein, und in einem Energieausgleichsmodus kann die Einschwingzeit weniger als 3 μs betragen. Obwohl zwar eine kurze Einschwingzeit wünschenswert sein kann, kann es auch wünschenswert sein, um das Überschwingen und das Unterschwingen der Ausgangsspannung während der Einschwingzeit zu minimieren, sowie auch einen Ruhestrom des LDO-Reglersystems zu minimieren und die Größe eines Kondensators zu minimieren, der mit der Last verbunden ist.
In einem Energieausgleichsmodus kann das LDO-Reglersystem zur Steigerung der Strombelastbarkeit eines separaten, voll integrierten LDO-Reglers unter Verwendung einer Durchlassvorrichtung (z. B. MOSFET) auf demselben Chip die Spannung am Nebenwiderstand als Rückkopplungsspannung empfangen. Das LDO-Reglersystem kann die Rückkopplungsspannung mit einer der einen oder mehreren Referenzspannungen vergleichen und Ströme des LDO-Reglersystems so anpassen, dass der Ausgangsstrom eines Transistors zur Last den Ausgangsstrom vom separaten, voll integrierten LDO-Regler zur Last spiegelt. In manchen Beispielen kann das Verhältnis zwischen der Strommenge, die durch die Durchlassvorrichtung des separaten, voll integrierten LDO-Reglers fließt, und der Strommenge, die durch den Transistor fließt, durch einen Widerstandswert eines Nebenwiderstands programmiert sein.
In manchen Beispielen ist die Last mit einem Kondensator verbunden, und der Kondensator führt den Strom während der Einschwingzeit zu. Wenn der kapazitive Widerstand des Kondensators relativ groß ist, kann eine längere Einschwingzeit toleriert werden, weil der Kondensator in der Lage ist, Strom über einen längeren Zeitraum zuzuführen als wenn der kapazitive Widerstand des Kondensators relativ gering ist. Kondensatoren mit relativ großem kapazitivem Widerstand sind jedoch im Allgemeinen größer, und relativ große Kondensatoren erhöhen Kosten und nehmen zusätzlich Platz auf der Leiterplatte in, was unerwünscht sein kann.
Ruhestrom bezieht sich auf die Strommenge, die das LDO-Reglersystem verbraucht, wenn keine Last mit dem LDO-Reglersystem verbunden ist. Wenn das LDO-Reglersystem beispielsweise betrieben wird und keine Last mit dem LDO-Reglersystem verbunden ist, wird die Strommenge, die das LDO-Reglersystem verbraucht, als Ruhestrom bezeichnet. Der Ruhestrom kann relativ gering sein (z. B. im Bereich von vierzig bis sechzig Mikroampere (μA)). Mit anderen Worten ist der Ruhestrom die Strommenge, die das LDO-Reglersystem verbraucht, wenn das LDO-Reglersystem keinen Strom abgibt.
Um die Einschwingzeit zu verringern, schlagen manche Techniken eine Erhöhung des Ruhestroms vor. Eine Erhöhung des Ruhestroms kann jedoch unerwünscht sein, weil sie die Lebensdauer der Batterie verringern kann (z. B. entladet sich die Batterie rascher, wenn sie den höheren Ruhestrompegel bereitstellen muss).
Diese Offenbarung beschreibt einen LDO-Regler, der eine kurze Einschwingzeit bereitstellt, wenn er entweder in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus arbeitet. Außerdem beschreibt diese Offenbarung Techniken zur Verwendung eines kostengünstigen externen Transistors, der keine Erhöhung des Ruhestroms und keine Erhöhung des kapazitiven Widerstands des Kondensators, der mit der Last verbunden ist, erfordert.
1 ist ein konzeptuelles Blockdiagramm, das ein Beispiel für ein LDO-Reglersystem 1, das in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus arbeitet, gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken veranschaulicht. Beispielsweise veranschaulicht 1 ein LDO-Reglersystem 1. Wie dargestellt umfasst das LDO-Reglersystem 1 eine Referenzstufe 6, Verstärkerstufen 8 und 10, eine Ausgangspufferstufe 12, eine Last 14, Knotenpunkte 28–40 und eine Off-Chip-Stufe 50. Es sei darauf hingewiesen, dass die Gruppierung der Referenzstufe 6, Verstärkerstufen 8 und 10 und Ausgangspufferstufe 12 konzeptuell ist und des einfacheren Verständnisses halber dargestellt ist.
Ein Nebenwiderstand (R_SHUNT) ist ein elektrisches Bauteil, das elektrischen Widerstand in einer Schaltung aufweist und eine Spannung (V_SHUNT) bereitstellt, die einen Strom (I_SHUNT) durch R_SHUNT anzeigt. In manchen Beispielen kann R_SHUNT in einem Spannungsregelungsmodus ein Mittel zum Messen des Laststroms bereitstellen, um einen Strombegrenzungsmechanismus bereitzustellen. In anderen Beispielen kann I_SHUNT in einem Energieausgleichsmodus verwendet werden, um den Ausgangsstrom von einem Transistor (z. B. Transistor T1) zu regeln. Transistor T1 ist ein elektrisches Bauteil, das Strom an eine Last ausgibt. Beispiele für einen Transistor können einen PNP-Bipolartransistor (PNP), einen p-Kanal-Feldeffekttransistor (PFET) oder ein beliebiges anderes elektrisches Bauteil, das Ausgangsstrom an eine Last ausgeben kann. In manchen Beispielen kann der Widerstand R_SHUNT sowohl in einem Spannungsregelungs- als auch in einem Energieausgleichsmodus zum Messen des Stroms I_SHUNT verwendet werden, und in einem Energieausgleichsmodus kann er verwendet werden, um I_SHUNT als Rückkopplung in Bezug auf den Strom von Last 14 bereitzustellen.
Referenzstufe 6 umfasst einen Referenzwiderstand (R_REF) und eine Stromquelle 15. Der Widerstand R_REF ist ein elektrisches Bauteil, das elektrischen Widerstand in einer Schaltung bereitstellt und eine Spannung (V_REF) bereitstellt, die einen Strom (I_REF) durch R_REF anzeigt. In manchen Beispielen kann V_REF proportional zu V_SHUNT sein und einer Verstärkerstufe bereitgestellt werden. In diesen Beispielen kann V_REF verwendet werden, um eine Strombegrenzung des Spannungsregelungsmodus bereitzustellen, oder kann ein zu regelnder Eingang für den Stromregelkreis im Energieausgleichsmodus sein.
In manchen Beispielen kann I_REF in Kombination mit Widerstandswerten von R_REF und R_SHUNT verwendet werden, um den Ausgangsstrom vom Transistor T1 zu regeln. In manchen Beispielen kann der Strom I_REF in einem Spannungsregelungsmodus intern und nicht proportional zum externen Laststrom sein. In anderen Beispielen kann der Strom I_REF in einem Energieausgleichsmodus proportional zum gesamten Laststrom vom Transistor T1 sein. In manchen Beispielen kann der Strom I_REF die Strombegrenzungen in einem Spannungsregelungsmodus einstellen. In anderen Beispielen kann der Strom I_REF die Regelung des Laststroms im Energieausgleichsmodus einstellen.
Stromquelle 15 ist eine elektronische Schaltung, die elektrischen Strom abgibt oder absorbiert. Beispielsweise kann eine Stromquelle 15, die mit R_REF und Masse verbunden ist, I_REF absorbieren.
Verstärkerstufe 8 umfasst einen Verstärker 16, einen Schalter 18 und eine Diode 20. Beispiele für Verstärker 16 können einen Transkonduktanzverstärker, einen Transimpedanzverstärker, einen Fehlerverstärker oder ein beliebiges elektronisches Bauteil, das eine Spannung oder einen Strom ausgibt, die proportional zu einer Differenz zwischen zwei Spannungen sind, umfassen, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt. Beispiele für Schalter 18 können Transistoren, wie z. B. Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), Bipolartransistoren (BJTs) oder ein beliebiges anderes elektrisches Bauteil, das eine elektrische Schaltung zwischen zwei unterschiedlichen Stellungen unterbrechen kann, umfassen, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt. Diode 20 ist ein elektronisches Bauteil mit stromrichtungsabhängigem Leitvermögen, sodass die Diode 20 geringen Widerstand bei Strom in eine Richtung und hohen Widerstand bei Strom in die entgegengesetzte Richtung aufweist. Es versteht sich, dass Schalter 18 und Diode 20 konzeptuell sind und des einfacheren Verständnisses halber dargestellt sind.
In manchen Beispielen kann Verstärker 16 V_SHUNT an seinem nichtinvertierenden Eingang und V_REF an seinem invertierenden Eingang empfangen und einen ersten Strom (I₁) abgeben, der proportional zur Differenz zwischen V_SHUNT und V_REF ist. In manchen Beispielen kann der Schalter 18 I₁ vom Verstärker 16 empfangen. In manchen Beispielen können die beiden unterschiedlichen Stellungen von Schalter 18 eine erste Stellung, die einem Spannungsregelungsmodus entspricht, und eine zweite Stellung, die einem Energieausgleichsmodus entspricht, sein. In diesen Beispielen kann, wenn Schalter 18 sich in der ersten Stellung befindet, Diode 20 zwischen dem Ausgang von Verstärkerstufe 8 und Verstärker 16 verbunden sein, sodass Verstärkerstufe 8 nur Strom ableiten kann. In diesen Beispielen kann Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 eine erste Transkonduktanz (gm₁) aufweisen, die größer ist als eine zweite Transkonduktanz (gm₂) des Verstärkers von Verstärkerstufe 10. Mit anderen Worten kann in einem Spannungsregelungsmodus Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 nur Strom vom Ausgang von Verstärkerstufe 8 ableiten, was es LDO-Reglersystem 1 erlaubt, den von Verstärkerstufe 10 im Spannungsregelungsmodus bereitgestellten Strom zu begrenzen, um eine Übersteuerung des Spannungsregelkreises von LDO-Reglersystem 1 zu verhindern. Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 als strombegrenzte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle wirken, wenn es in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet. In diesen Beispielen kann, wenn Schalter 18 sich in der zweiten Stellung befindet, der Ausgang von Verstärker 16 direkt mit dem Ausgang von Verstärkerstufe 8 verbunden sein, sodass Verstärkerstufe 8 Strom ableiten oder zuführen kann. Mit anderen Worten kann in einem Energieausgleichsmodus Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 Strom vom Ausgang der Verstärkerstufe 8 ableiten oder dorthin zuführen. Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 als stromgesteuerte Stromquelle wirken, wenn es in einem Energieausgleichsmodus arbeitet.
Verstärkerstufe 10 umfasst einen Verstärker 22, einen Schalter 24, Widerstände R1 und R2 und einen Eingang 26. Beispiele für Verstärker 22 können einen Transkonduktanzverstärker, einen Transimpedanzverstärker, einen Fehlerverstärker oder ein beliebiges elektronisches Bauteil umfassen, das eine Spannung oder einen Strom ausgibt, die proportional zu einer Differenz zwischen zwei Spannungen sind, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt. Beispiele für Schalter 24 können Transistoren, wie z. B. Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), Bipolartransistoren (BJTs) oder ein beliebiges anderes elektrisches Bauteil, das eine elektrische Schaltung zwischen zwei unterschiedlichen Stellungen aufbrechen kann, umfassen, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt. Widerstände R1 und R2 sind jeweils ein elektrisches Bauteil, das elektrischen Widerstand in einer Schaltung aufweist, und bilden gemeinsam einen Spannungsteiler. Beispielsweise teilen die Widerstände R1 und R2 die Spannung an der Last, um eine Rückkopplungsspannung (V_FB) bereitzustellen, die proportional zur Spannung an der Last ist. Eingang 26 ist eine zweite Referenzspannung (V_REF2), die zum nichtinvertierenden Eingang von Verstärker 22 bereitgestellt wird.
In manchen Beispielen kann Verstärker 22 V_REF2 an seinem nichtinvertierenden Eingang und V_FB an seinem invertierenden Eingang empfangen und einen zweiten Strom (I₂) ausgeben, der proportional zur Differenz zwischen V_REF2 und V_FB ist. In manchen Beispielen kann Schalter 24 einen zweiten Strom I₂ von Verstärker 22 empfangen. In manchen Beispielen können die zwei unterschiedlichen Stellungen von Schalter 24 eine erste Stellung, die einem Spannungsregelungsmodus entspricht, und eine zweite Stellung, die einem Energieausgleichsmodus entspricht, sein. In diesen Beispielen kann, wenn Schalter 24 sich in der ersten Stellung befindet, der Ausgang von Verstärker 22 direkt mit dem Ausgang von Verstärkerstufe 10 verbunden sein, sodass Verstärkerstufe 10 Strom ableiten oder zuführen kann. In diesen Beispielen kann Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 eine zweite Transkonduktanz (gm₂) aufweisen, die niedriger ist als eine erste Transkonduktanz (gm₁) von Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8. Mit anderen Worten kann in einem Spannungsregelungsmodus Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 Strom vom Ausgang von Verstärkerstufe 10 ableiten oder dazu zuführen, was es LDO-Reglersystem 1 erlaubt, Spannungsregelung einer Last bereitzustellen, aber der von Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 bereitgestellte Strom kann durch den Zufuhrstrom von Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 begrenzt sein. Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 als strombegrenzte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle wirken. In diesen Beispielen kann, wenn Schalter 24 sich in der zweiten Stellung befindet, der Ausgang von Verstärker 22 vom Ausgang von Verstärkerstufe 10 getrennt sein, sodass Verstärkerstufe 10 keinen Strom vom Ausgang von Verstärkerstufe 10 ableiten oder dazu zuführen kann. Mit anderen Worten kann in einem Energieausgleichsmodus Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 vom Ausgang von Verstärkerstufe 10 getrennt sein. Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 als stromgesteuerte Stromquelle wirken, wenn es in einem Energieausgleichsmodus arbeitet.
Ausgangspufferstufe 12 umfasst Transistoren M1–MN und einen Vorspannungswiderstand (R_B), wobei Widerstand R_B mit dem Drain von Transistor MN verbunden ist. In manchen Beispielen kann Widerstand R_B es Ausgangspufferstufe 12 ermöglichen, eine Strom- oder Spannungsausgabe am Gate von Transistor T1 bereitzustellen, weil ein bestimmter Strom von der Versorgung abgezogen wird und ein bestimmter Spannungsabfall Widerstand R_B ist. Beispielsweise kann es Widerstand R_B LDO-Reglersystem 1 ermöglichen, mittels Ausgangspufferstufe 12 ein Stromsteuersignal zum Ansteuern eines PNP-Bipolartransistors oder ein Spannungssteuersignal zum Ansteuern eines p-Kanal-Feldeffekttransistors bereitzustellen.
Transistoren M1–MN bilden einen Stromspiegel, der den von einem kombinierten Ausgang von Verstärkerstufe 8 und 10 empfangenen Strom um 1 auf N verstärken kann. Beispiele für Transistoren M1–MN können Transistoren, wie z. B. Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), Bipolartransistoren (BJTs) oder doppeldiffundierte Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (DMOS), umfassen, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt.
Last 14 empfängt die elektrische Energie (z. B. Spannung, Strom usw.), die von LDO-Reglersystem 1 bereitgestellt wird, in manchen Beispielen zur Ausführung einer Funktion. Beispiele für Last 14 können Rechenvorrichtungen und zugehörige Bauteile, wie z. B. Mikroprozessoren, elektrische Bauteile, Schaltungen, Laptopcomputer, Desktopcomputer, Tabletcomputer, Mobiltelefone, Batterien, Lautsprecher, Beleuchtungseinheiten, mit Kraftfahrzeugen/Schiffen/Luftfahrzeugen/Schienenfahrzeugen zusammenhängende Bauteile, Motoren, Transformer oder beliebige andere Arten von elektrischen Vorrichtungen und/oder Schaltungen, die Spannung oder Strom von einem LDO-Regler empfangen, sein, sind jedoch nicht darauf eingeschränkt. In manchen Beispielen kann Last 14 einen Kondensator und einen Widerstand umfassen, die parallel zu Masse verbunden sind, sodass der Kondensator die Ausgangsspannung filtert.
Knotenpunkte 28–40 können Schaltungsknotenpunkte zwischen elektrischen Bauteilen in LDO-Reglersystem 1 umfassen, wo elektrische Energie zu einem anderen elektrischen Bauteil weitergeleitet wird. Knotenpunkt 28 kann einen Schaltungsknotenpunkt zwischen einer Energiequelle und Source/Emitter von Transistor T1 umfassen, der Widerstand R_REF und Stromquelle 15 parallel zu Widerstand R_SHUNT, Transistor T1 und Last 14 verbindet. Knotenpunkt 30 kann ein Schaltungsknotenpunkt zwischen Widerstand R_SHUNT und Transistor T1 sein, der Spannung V_SHUNT zum nichtinvertierenden Eingang von Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 bereitstellt. Knotenpunkt 32 kann ein Schaltungsknotenpunkt zwischen Widerstand R_REF und Stromquelle 15 sein, der Spannung V_REF zum invertierenden Eingang von Verstärker 16 von Verstärkerstufe 8 bereitstellt. Knotenpunkt 34 kann einen Schaltungsknotenpunkt zwischen Widerstand R_B, der Basis von Transistor T1 und dem Drain von Transistor MN umfassen, der entweder eine Steuerspannung am Gate von Transistor T1 (wenn z. B. Transistor T1 ein PFET ist) oder einen Strom von der Basis von Transistor T1 zur Drain von Transistor MN (wenn z. B. Transistor T1 ein PNP ist) bereitstellt. Wenn beispielsweise Transistor T1 eine PNP-Vorrichtung ist, dann stellt Knotenpunkt 34 einen Strom zum Drain von Transistor MN bereit, und der Strom wird von LDO-Reglersystem 1 geregelt. In einem anderen Fall, wenn Transistor T1 eine PFET-Vorrichtung ist, stellt Knotenpunkt 34 eine Spannung am Gate von Transistor T1 bereit, und die Spannung wird von LDO-Reglersystem 1 geregelt. Knotenpunkt 36 kann ein Schaltungsknotenpunkt zwischen den Ausgängen von Verstärkerstufe 8 und 10 sein, der einen kombinierten Ausgang bildet, der einen Strom zu Ausgangspufferstufe 12 bereitstellen kann. Beispielsweise kann in einem Spannungsregelungsmodus Strom am Knotenpunkt 36 von Verstärkerstufe 8 abgeleitet werden und von Verstärkerstufe 10 zugeführt oder abgeleitet werden, sodass LDO-Reglersystem 1 als strombegrenzte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle wirkt. In einem weiteren Fall kann in einem Energieausgleichsmodus Strom am Knotenpunkt 36 von Verstärkerstufe 8 zugeführt oder abgeleitet werden, sodass LDO-Reglersystem 1 als stromgesteuerte Stromquelle wirkt. Knotenpunkt 38 kann ein Schaltungsknotenpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 und dem invertierenden Eingang von Verstärker 22 sein, und Knotenpunkt 38 stellt eine Rückkopplungsspannung bereit, die proportional zur Ausgangsspannung an Last 14 ist. Knotenpunkt 40 kann ein Schaltungsknotenpunkt zwischen Last 14, dem Drain/Kollektor von Transistor T1 und Widerstand R1 sein, der die Widerstände R1 und R2 parallel zu Last 14 verbindet. Auf diese Weise ermöglicht es Knotenpunkt 40, dass die Ausgangsspannung an Last 14 am Spannungsteiler vorliegt, der von den Widerständen R1 und R2 gebildet wird.
Teile von LDO-Reglersystem 1 können innerhalb einer integrierten Schaltung (IC) ausgebildet sein und zur Bereitstellung einer Spannungsausgabe mit einem konstanten Ausgangsspannungspegel dienen. Beispielsweise können Referenzstufe 6, Verstärkerstufen 8 und 10 und Ausgangspufferstufe 12 innerhalb einer IC ausgebildet sein. In diesem Beispiel können Nebenwiderstand (R_SHUNT), Transistor T1 und Last 14 extern von der IC liegen und eine Off-Chip-Stufe 50 bilden. In manchen Beispielen kann die kurze Ansprechzeit von LDO-Reglersystem 1 erreicht werden, indem der dominante Pol in der Übertragungsfunktion von LDO-Reglersystem 1 in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet, der vom externen kapazitiven Widerstand eingestellt wird, der parallel zu der Last vorhanden sein kann. Auf diese Weise können, indem der dominante Pol durch externe Bauteile eingestellt wird, alle internen Pole auf höhere Frequenzen eingestellt werden, was eine höhere Gesamtbandbreite und implizit eine bessere Ansprechzeit sicherstellt.
Spannungsregelungsmodus und Energieausgleichsmodus von LDO-Reglersystem 1 können in verschiedenen Anwendungen verwendet werden. Als ein Beispiel kann LDO-Reglersystem 1 in Kraftfahrzeuganwendungen verwendet werden; LDO-Reglersystem 1 kann aber auch in anderen Anwendungen eingesetzt werden, und die in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken sind nicht auf Kraftfahrzeuganwendungen eingeschränkt. Im Allgemeinen kann LDO-Reglersystem 1 in einer beliebigen Anwendung eingesetzt werden, wo ein konstanter, gleichbleibender Spannungspegel erforderlich ist oder wo zusätzliche Strombelastbarkeit erforderlich ist.
In dem Beispiel aus 1 kann der Source/Emitter-Knotenpunkt von Transistor T1 mit einer Energiequelle (z. B. V_SUPPLY), z. B. einer Batterie, verbunden sein und der Drain/Kollektor-Knotenpunkt von Transistor T1 kann mit einem Ausgang von LDO-Reglersystem 1, wie z. B. Last 14, verbunden sein.
In einer beispielhaften Implementierung der Spannungsmodusregelung befinden sich die Schalter 18 und 24 in einer ersten Stellung und Transistor T1 kann den erforderlichen Strom abgeben, um die Ausgangsspannung an Last 14 auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten. Der konstante Ausgangsspannungspegel von LDO-Reglersystem 1 kann von einer zweiten Referenzspannung (z. B. V_REF2) an Eingang 26 von LDO-Reglersystem 1 eingestellt werden. Wie genauer beschrieben ist, kann LDO-Reglersystem 1 als strombegrenzte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle wirken.
In einem Beispiel für eine strombegrenzte, spannungsgesteuerte Spannungsquelle kann LDO-Reglersystem 1 Transistor T1 verwenden, um Spannungsregelung von Last 14 bereitzustellen. LDO-Reglersystem 1 kann Spannung V_SHUNT zu einem nichtinvertierenden Eingang von Verstärker 16 und V_REF zu einem invertierenden Eingang von Verstärker 16 bereitstellen. Verstärker 16 kann die Differenz zwischen den Spannungen V_SHUNT und V_REF bestimmen und einen ersten Strom (I₁), der proportional zur Differenz zwischen den Spannungen V_SHUNT und V_REF ist, zu Schalter 18 ausgeben. Diode 20 kann jedoch Verstärker 16 davon abhalten, Strom I₁ zu Knotenpunkt 36 abzugeben. Wenn beispielsweise V_REF größer ist als V_SHUNT, hält Diode 20 Verstärker 16 davon ab, Strom I₁ zu Knotenpunkt 36 abzugeben. Stattdessen kann Diode 20 es Verstärker 16 nur erlauben, Strom I₁ vom Knotenpunkt 36 abzuleiten. Wenn beispielsweise V_SHUNT größer ist als V_REF, kann Verstärker 16 Strom I₁ vom Knotenpunkt 36 ableiten.
LDO-Reglersystem 1 kann auch, vom Spannungsteiler, der von den Widerständen R1 und R2 von Verstärkerstufe 10 gebildet wird, eine Rückkopplungsspannung (z. B. V_FB), die proportional zur Ausgangsspannung ist, zum invertierenden Eingang von Verstärker 22 bereitstellen. Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 kann Spannung V_REF2 am nichtinvertierenden Eingang von Verstärker 22 empfangen und die Differenz zwischen den Spannungen V_FB und V_REF2 bestimmen. Verstärker 22 von Verstärkerstufe 10 kann einen zweiten Strom (I₂), der proportional zur Differenz zwischen den Spannungen V_FB und V_REF2 ist, zu Knotenpunkt 36 ausgeben, der von Ausgangspufferstufe 12 empfangen wird.
Ausgangspufferstufe 12 kann Strom vom Knotenpunkt 36 empfangen und basierend auf dem empfangenen Strom ein Steuersignal bereitstellen, das Transistor T1 ansteuert, um die Stromausgabe von Transistor T1 zu erhöhen oder zu verringern. Beispielsweise kann Ausgangspufferstufe 12 den Strom anpassen, der Transistor T1 (z. B. eine PNP-Vorrichtung) ansteuert, um die Stromausgabe von Transistor T1 zu erhöhen oder verringern. In einem weiteren Beispiel kann, wenn V_REF größer ist als V_SHUNT, Ausgangspufferstufe 12 in Kombination mit Widerstand R_B die Spannung anpassen, die Transistor T1 (z. B. eine PFET-Vorrichtung) ansteuert, um die Stromausgabe von Transistor T1 zu erhöhen oder zu verringern.
Darüber hinaus kann, wenn Schalter 18 sich in der ersten Stellung befindet und V_SHUNT größer ist als V_REF, LDO-Reglersystem 1 auch den Strom durch Transistor T1 begrenzen, weil die Transkonduktanz von Verstärker 16 (G_m1) größer ist als die Transkonduktanz von Verstärker 22 (G_m2). Wenn beispielsweise I_SHUNT größer ist als I_REF mit R_REF multipliziert und durch R_SHUNT dividiert, wie als Gleichung 1 dargestellt ist, dann kann der Laststrom von Transistor T1 begrenzt werden.
Gemäß Gleichung 1 kann es sein, wenn V_REF größer als oder gleich wie V_SHUNT ist, dass der Strom I₂ von Verstärkerstufe 10 aufgrund von Diode 20 nicht durch I₁ von Verstärkerstufe 8 beeinflusst wird. Wenn jedoch V_SHUNT größer ist als die Spannung V_REF, kann es sein, dass der Strom I₂ von Verstärkerstufe 10 vom abgeleiteten Strom I₁ von Verstärkerstufe 8 überschrieben wird. Auf diese Weise kann die Spannungsausgabe gleich wie der konstante Ausgangsspannungspegel sein, der von V_REF2 eingestellt wird, aber LDO-Reglersystem 1 kann als spannungsgesteuerte Spannungsquelle in Bezug auf Übersteuerung geschützt sein.
In einem Beispiel für eine stromgesteuerte Stromquelle kann LDO-Reglersystem 1 Transistor T1 als Stromspiegel verwenden, um zusätzlichen Strom zu einem voll integrierten LDO bereitzustellen. Mit anderen Worten kann LDO-Reglersystem 1 in einem Energieausgleichsmodus als stromgesteuerte Stromquelle wirken und kann Transistor T1 verwenden, um die Strombelastbarkeit eines weiteren, voll integrierten LDO zu erhöhen. Transistor T1 kann als Durchlassvorrichtung oder als Durchlasselement bezeichnet werden.
LDO-Reglersystem 1 kann Spannung V_SHUNT zu einem nichtinvertierenden Eingang von Verstärker 16 und V_REF zu einem invertierenden Eingang von Verstärker 16 bereitstellen. Verstärker 16 kann die Differenz zwischen den Spannungen V_SHUNT und V_REF bestimmen und einen ersten Strom (I₁), der proportional zur Differenz zwischen den Spannungen V_SHUNT und V_REF ist, durch Schalter 18 in einer zweiten Stellung zu Knotenpunkt 36 ausgeben. Wenn beispielsweise V_REF größer ist als V_SHUNT, kann Verstärker 16 konfiguriert sein, um Strom I₁ zu Knotenpunkt 36 zuzuführen. In diesem Beispiel kann, wenn V_SHUNT größer ist als V_REF, Verstärker 16 konfiguriert sein, um Strom I₁ vom Knotenpunkt 36 abzuleiten. In dieser beispielhaften Implementierung kann LDO-Reglersystem 1, wenn Schalter 24 sich in einer zweiten Stellung befindet, auch konfiguriert sein, Verstärker 22 der Verstärkerstufe 10 vom Knotenpunkt 36 zu trennen (z. B. abzuschalten).
Ausgangspufferstufe 12 kann Strom vom Knotenpunkt 36 empfangen und basierend auf dem empfangenen Strom ein Steuersignal bereitstellen, das Transistor T1 ansteuert, um den Laststrom von Transistor T1 zu erhöhen oder zu verringern. Beispielsweise kann I_SHUNT begrenzt sein, sodass es I_REF multipliziert mit R_REF und dividiert durch R_SHUNT entspricht, wie in Gleichung 2 dargestellt ist. In diesem Beispiel kann Ausgangspufferstufe 12 den Strom anpassen, der Transistor T1 (z. B. eine PNP-Vorrichtung) ansteuert, um den Laststrom von Transistor T1 basierend auf Gleichung 2 zu erhöhten oder zu verringern. In einem weiteren Beispiel kann Ausgangspufferstufe 12 in Kombination mit Widerstand R_B die Spannung anpassen, die Transistor T1 (z. B. eine PFET-Vorrichtung) ansteuert, um den Laststrom von Transistor T1 basierend auf Gleichung 2 zu erhöhen oder zu verringern.
Auf diese Weise kann die Stromausgabe gleich dem konstanten Ausgangsstrompegel sein, der durch V_REF eingestellt wird. Außerdem kann LDO-Reglersystem 1 konfiguriert sein, um die Stromausgabe eines voll integrierten LDO, der vom LDO-Reglersystem 1 separat ist, zu spiegeln (z. B. replizieren), was erhöhten Strombelastbarkeit beim Betreiben von Last 14 bereitstellen kann.
Im Energieausgleichsmodus kann LDO-Reglersystem 1 einen separaten, voll integrierten LDO-Regler umfassen, was als eine einheitliche Energieversorgung mit der Ausgangsspannungspräzision des separaten, voll integrierten LDO-Reglers gesehen werden kann. In manchen Beispielen kann Transistor T1 (z. B. ein externer PNP-BJT oder PFET) in parallel zu der Durchlassvorrichtung (z. B. MOSFET) des separaten, voll integrierten LDO-Reglers arbeiten. In manchen Beispielen kann der separate, voll integrierte LDO-Regler im Energieausgleichsmodus für Spannungsregelung von Last 14 verantwortlich sein, und der Rest von LDO-Reglersystem 1 kann das Energiebilanzverhältnis zwischen der Durchlassvorrichtung des separaten, voll integrierten LDO-Reglers und Transistor T1 (z. B. ein externes PNP-BJT oder PFET) aufrechterhalten.
Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 im Spannungsregelungsmodus eine leistungsstärkere PNP-Vorrichtung verwenden als Transistor T1, während gleichzeitig auch der andere, separate, voll integrierte LDO-Regler als separater Regler verwendet wird (d.h. zwei separate LDO-Regler). Auf diese Weise kann LDO-Reglersystem 1 im Energieausgleichsmodus die Lastspezifikationen des separaten, voll integrierten LDO-Reglers unter Verwendung von Transistor T1 (z. B. PNP-BJT- oder PFET-Vorrichtung) erweitern.
Im Energieausgleichsmodus kann das Stromverhältnis von Transistor T1 (z. B. ein externes PNP-BJT- oder PFET-Durchlasselement) und des separaten, voll integrierten LDO-Reglers durch den Widerstandswert von Widerstand R_SHUNT eingestellt werden, und als Konsequenz kann die Überstrombegrenzungsfunktion von LDO-Reglersystem 1 auf der Überstrombegrenzungsfunktion eines separaten, voll integrierten LDO basieren. Da der Spannungsabfall an Transistor T1 (z. B. ein externes PNP-BJT- oder PFET-Durchlasselement) und am internen Durchlasselement des separaten, voll integrierten LDO identisch sein kann, kann auch das Stromverhältnis den Anteil der Leistung, die am internen Durchlasselement und am Transistor T1 abgeführt wird, einstellen, d.h. „Energieausgleichsmodus“.
In manchen Beispielen können das interne Durchlasselement und Transistor T1 Wärmekopplung aufweisen (z. B. befindet sich das Durchlasselement nahe beim Transistor), der Wärmeschutz des separaten, voll integrierten LDO-Reglers kann auch Transistor T1 vor Wärme schützen (z. B. ein externer PNP-BJT oder PFET), der LDO-Reglersystem 1 vor Wärme schützen kann. In manchen Beispielen kann je nach Wärmewiderstand der gedruckten Leiterplatte (PCB), auf der die externe Durchlassvorrichtung und die integrierte Schaltung (z. B. LDO-System 1 und der separate, voll integrierte LDO) angebracht sind, ein Abstand von einigen wenigen cm für eine optimale Wärmekopplung akzeptabel sein. Es ist jedoch vorgesehen, dass der Abstand für eine akzeptable Wärmekopplung bei jeder Anwendung von LDO-Reglersystem 1 variieren kann. In diesen Beispielen kann der Wärmeschutz des separaten, voll integrierten LDO-Reglers eine signifikante Reduktion des Sicherheitsbandes des Strompegels von Transistor T1 (z. B. ein externer PNP-BJT oder PFET) ermöglichen, das ansonsten für einen Wärmeschutz notwendig wäre.
Eine der Fähigkeiten von LDO-Reglersystem 1 kann sein, zwischen einem ersten und einem zweiten Modus umzuschalten, wobei der erste Modus einer Spannungsregelung von Last 14 entspricht und der zweite Modus Energieausgleich (z. B. Zufuhr von zusätzlichem Strom) von Last 14 mit einer anderen, integrierten LDO sein kann.
Eine weitere Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1 kann es sein, Änderungen (z. B. Störungen oder vorübergehende Änderungen) am Ausgang oder Eingang von LDO-Reglersystem 1 aus unterschiedlichen Quellen standzuhalten. Beispielsweise können Parameter wie transiente Lastregelung und transiente Leitungsregelung die Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1 definieren, Änderungen am Ausgang oder Eingang standzuhalten. Transiente Leitungsregelung definiert die Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1, die Ausgangsspannung auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, auch wenn es zu einer Änderung in der Quellenspannung kommt. Wie beschrieben ist beispielsweise der Source/Emitter-Knotenpunkt von Transistor T1 mit einer Energiequelle, wie z. B. einer Batterie, verbunden. Wenn es eine plötzliche Änderung der Spannung von der Energiequelle gibt (d.h. einen Stromstoß), kann es möglich sein, dass die Änderung der Spannung von der Energiequelle dazu führt, dass die Ausgangsspannung vom konstanten Ausgangsspannungspegel abweicht. Die Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1, die Ausgangsspannung auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, wird als transiente Leitungsregelung bezeichnet.
Transiente Lastregelung bezieht sich allgemein auf die Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1, die Ausgangsspannung bei einer Änderung (z. B. plötzlichen Änderung) von Last 14, die von LDO-Reglersystem 1 angesteuert wird, auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten. Wenn beispielsweise eine plötzliche Änderung des Widerstands der von LDO-Reglersystem 1 angesteuerten Last auftritt, kann die Ausgangsspannung von LDO-Reglersystem 1 vom konstanten Ausgangsspannungspegel abweichen.
Die transiente Lastregelung kann sich auch auf die Fähigkeit von LDO-Reglersystem 1 beziehen, den Strom anzupassen, der ausgegeben werden muss, um die Ausgangsspannung auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten. Eine Einheit zur Messung der transienten Lastregelung von LDO-Reglersystem 1 ist die Einschwingzeit. Die Einschwingzeit kann ein Maß für die Zeit sein, die LDO-Reglersystem 1 braucht, um den Strom nach einer Änderung der Last anzupassen, um die Ausgangsspannung auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten. Wie oben beschrieben kann es bevorzugt sein, die Einschwingzeit zu minimieren.
Ruhestrom kann sich im Allgemeinen auf den Strom beziehen, den LDO-Reglersystem 1 verbraucht, wenn LDO-Reglersystem 1 keinen Strom abgibt. In manchen Beispielen sind Ströme I_SHUNT und I_REF Teil des Ruhestroms von LDO-Reglersystem 1. Eine Erhöhung des Ruhestroms ist nicht wünschenswert, weil der erhöhte Ruhestrom die Batterie, die LDO-Reglersystem 1 mit Energie versorgt, schneller entleeren kann. Mit anderen Worten ist eine hohe Stromeffizienz erforderlich, um die Lebensdauer der Batterie zu verlängern, die LDO-Reglersystem 1 mit Energie versorgt.
Einige andere Techniken schlagen vor, zusätzlich zur oder anstelle der Erhöhung des Ruhestroms auch die Größe eines Kondensators zu erhöhen, der mit einem Ausgang von LDO-Reglersystem 1 verbunden ist. Der Ausgang von LDO-Reglersystem 1 kann mit einem Kondensator verbunden sein. Der Kondensator kann als Tank dienen, um den erforderlichen Strom bereitzustellen, bis die Rückkopplungsschleife von LDO-Reglersystem 1 in der Lage ist, zu reagieren (z. B. führt die Rückkopplungsspannung zu einer Anpassung des Stroms, der zur Last fließt).
Die Dauer, für welche der Kondensator den erforderlichen Strom bereitstellen kann, kann eine Funktion der Menge an kapazitivem Widerstand sein, den der Kondensator bereitstellt. Beispielsweise kann ein Kondensator mit höherem kapazitivem Widerstand den erforderlichen Strom länger bereitstellen als ein Kondensator mit geringerem kapazitivem Widerstand. Damit ein System eine längere Einschwingzeit besser tolerieren kann, kann es möglich sein, einen Kondensator mit einem relativ großen kapazitiven Widerstand anzuschließen, sodass der Kondensator den erforderlichen Strom für eine längere Dauer bereitstellen kann.
Kondensatoren mit höherem kapazitivem Widerstand sind jedoch im Allgemeinen größer als Kondensatoren mit geringerem kapazitivem Widerstand und kosten meist auch mehr. Ist ein größerer Kondensator vorhanden, kann das zusätzlichen Platz auf einer geruckten Leiterplatte (PCB) erfordern, die LDO-Reglersystem 1 umfasst. Außerdem kann der größere Kondensator auch die Kosten erhöhen
2 ist ein Schaltbild, das ein detaillierteres Beispiel für ein LDO-Reglersystem 100 gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken veranschaulicht. 2 ist unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. In dem Beispiel aus 2 können die Widerstände R_SHUNT, R_REF, R1 und R2, Transistor T101, Referenzstufe 106, Verstärkerstufen 108 und 110, Ausgangspufferstufe 112 und Last 114 dem Widerstand R_SHUNT, R_REF, R1 und R2, Transistor T1, Referenzstufe 6, Verstärkerstufen 8 und 10, Ausgangspufferstufe 12 und Last 14 wie in 1 beschrieben entsprechen. Obwohl das in 2 dargestellte LDO-Reglersystem 100 im Allgemeinen als im Spannungsregelungsmodus betrieben beschrieben ist, kann LDO-Reglersystem 100 auch in einem Energieausgleichsmodus arbeiten, wie in 3 beschrieben ist.
In dem Beispiel aus 2 umfasst LDO-Reglersystem 100 Spannungen V_BAT, V_Bg, V_DD und V_FB, Ströme I_REPLICA, I_{REF_APK}, I_hyst, I_{b_HP}, I_{b_OC}, I_{b_LP}, I_{offs_LP}, Transistoren M103–M110 und MPB, Schalter S1–S5 und SW1, Fehlerverstärker LP OTA, HP OTA und PB/OC, Schmitt-Trigger TR1, Widerstand R_PULLUP und eine Off-Chip-Stufe 150.
Spannung V_BAT kann V_SUPPLY wie in 1 beschrieben entsprechen. In manchen Beispielen kann V_BAT eine Spannung von einer Batterie sein. Spannung V_Bg kann V_REF2 wie in 1 beschrieben entsprechen. In manchen Beispielen kann V_Bg eine Spannung von einer On-Chip-Bandlückenspannungsreferenz sein. Spannung V_DD kann V_SUPPLY wie in 1 beschrieben entsprechen. In manchen Beispielen kann V_DD eine On-Chip-Versorgungsspannung sein. Spannung V_FB kann der zweiten Rückkopplungsspannung wie in 1 beschrieben entsprechen (z. B. Spannung in Knotenpunkt 38 wie in 1 beschrieben). In manchen Beispielen kann V_FB eine Rückkopplungsspannung von einem Spannungsteiler sein, der durch Widerstände R1 und R2 gebildet wird, und V_FB kann proportional zur Ausgangsspannung an Last 114 sein.
Strom I_REPLICA ist ein Strom, der von einem optionalen separaten, integrierten, linearen LDO-Regler (nicht dargestellt) bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_REPLICA ein Strom sein, der direkt proportional zur Strommenge ist, die von dem separaten, integrierten, linearen LDO-Regler zu Last 114 bereitgestellt wird. In diesen Beispielen wird I_REPLICA nur empfangen, wenn LDO-Reglersystem 100 im Energieausgleichsmodus arbeitet. Strom I_{REF_APK} ist ein Strom, der von einer Stromquelle bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_{REF_APK} die Strommenge sein, die in Kombination mit dem Drainstrom von Transistor M105 (durch das Verhältnis zwischen den Größen der Transistoren M103 und M105 festgelegt) die Anstiegs-(niedrige zu hoher Energie) und Abfalls-(hohe zu niedrige Energie)Aktivspitzenschwellen definiert (die Übergangspunkte im Last-/PNP-Basisstrom). Strom I_hyst ist ein Strom, der von einer Stromquelle bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_hyst die Strommenge sein, welche die Hysterese zwischen den Anstiegs- und Abfallsschwellen definiert. Strom I_{b_LP} kann ein Strom sein, der von einer Stromquelle bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_{b_LP} die Strommenge sein, die zum Vorspannen des Niedrigleistungsverstärkers des Fehlerverstärkers LP OTA verwendet wird. Strom I_{offs_LP} kann ein Strom sein, der von einer Stromquelle bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_{offs_LP} die Strommenge sein, welche die Abweichung definiert, die notwendig ist, um den Niedrigleistungsregelungspunkt höher zu setzen, indem der Fehlerverstärker LP_OTA aus dem Gleichgewicht gebracht wird. In anderen Beispielen kann zur Erhöhung des Niedrigleistungsregelungspunkts der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers LP_OTA mit einem weiteren Abgriff mit einem etwas geringeren Potential im Rückkopplungswiderstandsteiler des Reglers verbunden sein. Strom I_{B_HP} ist ein Strom, der von einer Stromquelle bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann in einem Spannungsregelungsmodus I_{B_HP} die Strommenge sein, die den Hochleistungsfehlerverstärker HP_OTA vorspannt.
In manchen Beispielen kann in einem Energieausgleichsmodus I_{B_HP} durch Transistor MPB geregelt werden und in denselben Basisansteuerungsstromspiegel (z. B. Ausgangspufferstufe 112) eigespeist werden, der auch vom Fehlerverstärker HP_OTA ein einem Spannungsregelungsmodus verwendet wird, basierend auf der Ausgabe des Fehlerverstärkers PB/OC. Strom I_{b_OC} kann ein Strom sein, der von einer Stromquelle im Spannungsregelungsmodus bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann I_{b_OC} die Strommenge sein, die Widerstand RPB vorspannt, um eine erste Referenzspannung bereitzustellen, was es dem Fehlerverstärker PB/OC erlaubt, eine Überstrombegrenzungsfunktion auszuüben.
Transistoren M103–M110 können mittel- oder hochspannungsfähige MOSFETS vom N-Typ sein. In manchen Beispielen können Transistorpaare M103 und M104, M106 und M107, und M109 und M110 jeweils einen Stromspiegel bilden. Transistoren M103 und M104 können einen Stromspiegel bilden, der als tatsächlicher Ausgangspuffer für den Fehlerverstärker LP OTA verwendet werden kann. Transistor M105 kann Teil des Stromspiegels, der von M103 und M104 gebildet wird. In manchen Beispielen kann Transistor M105 ein Mittel zum Abfühlen des Laststroms des Reglers sein (z. B. durch Abfühlen des Basisstroms des PNP), um die Aktivspitzenschwelle zu bestimmen (z. B. den Schaltpunkt zwischen dem Niedrigleistungs- und Hochleistungsmodus von LDO-Reglersystem 100). Transistoren M106 und M107 können einen zweiten Stromspiegel als Ausgangspuffer 112 bilden, der Ausgangspufferstufe 12 wie in 1 beschrieben entsprechen kann. Transistoren M109 und M110 können einen dritten Stromspiegel bilden, der Stromquelle 15 wie in 1 beschrieben entsprechen kann. In manchen Beispielen kann, wenn LDO-Reglersystem 100 in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet, Strom I_REF (z. B. Drainstrom von Transistor M110) eine Kopie der Strommenge sein, die von Strom I_{b_OC} bereitgestellt wird. In manchen Beispielen kann, wenn LDO-Reglersystem 100 in einem Energieausgleichsmodus arbeitet, Strom I_REF proportional zu I_REPLICA sein (z. B. Strom I_REPLICA, der vom voll integrierten LDO empfangen wird) und kann I_REPLICA-Schwankungen rasch verfolgen.
Transistor MPB können mittel- oder hochspannungsfähige MOSFETS vom P-Typ sein. In manchen Beispielen regelt in einem Energieausgleichsmodus Transistor MPB den Strom, der von der I_{b_HP}-Stromquelle bereitgestellt wird und in die Ausgangspufferstufe 112 eigespeist wird. In diesen Beispielen ist das Gate von Transistor MPB mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers PB/OC verbunden.
Schalter S1–S5 können ein beliebiges Schaltungselement umfassen, das in der Lage ist, Stromfluss zwischen verschiedenen Bauteilen als Antwort auf den Empfang einer Steuereingabe zu unterbrechen. Schalter S1 ist in einem Spannungsregelungsmodus geschlossen und in einem Energieausgleichsmodus offen. Schalter S2 ist in einem Energieausgleichsmodus geschlossen und in einem Spannungsregelungsmodus offen. Schalter S3 ist in einem Spannungsregelungsmodus geschlossen und in einem Energieausgleichsmodus offen. Schalter S4 ist in einem Spannungsregelungsmodus geschlossen und in einem Energieausgleichsmodus offen. Schalter S5 ist in einem Energieausgleichsmodus geschlossen und in einem Spannungsregelungsmodus offen. Schalter SW1 ist ein Transistor, der in der Lage ist, Strom von der Stromquelle, die I_hyst bereitstellt, zu unterbrechen. Schalter SW1 kann ein Schalter sein, der bei der Implementierung des Hysteresemechanismus eingesetzt wird. SW1 kann zusammen mit den Strömen I_{REF_apk} und I_hyst, Transistor M105 und Schmitt-Trigger TR1 den Aktivspitzenkomparator bilden, der bestimmen kann, wann während eines Spannungsregelungsbetriebs von LDO-Reglersystem 100 von einem Niedrigleistungsmodus in einen Hochleistungsmodus umgeschaltet werden soll. Schalter SW1 kann eingeschaltet sein, wenn das LDO-Reglersystem 100 in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet und das Aktivspitzensignal nicht bestätigt ist. Sobald das Aktivspitzensignal bestätigt ist, kann SW1 ausschalten, was den eingespeisten Strom I_hyst unterbricht. Schalter SW1 kann in einem Energieausgleichsmodus offen sein.
In manchen Beispielen sind, wenn LDO-Reglersystem 100 in einem Energieausgleichsmodus arbeitet, der Fehlerverstärker LP OTA sowie die Ströme I_{b_LP}, I_{offs_LP}, I_{REF_APK} und I_hyst ausgeschaltet. In manchen Beispielen kann, wenn LDO-Reglersystem 100 in einem Energieausgleichsmodus arbeitet, der Fehlerverstärker HP OTA auch implizit abgeschaltet sein, weil der Vorstrom I_{b_HP} des Fehlerverstärkers HP OTA durch den geschlossenen Schalter S2 gelenkt werden kann.
Schmitt-Trigger TR1 kann eine Komparatorschaltung mit Hysterese umfassen, der den HP-Fehlerverstärker einschaltet, indem es sein Einschaltsignal ansteuert. Schmitt-Trigger TR1 wandelt ein analoges Eingangssignal in ein digitales Ausgangssignal um, und das Ausgangssignal behält seinen Wert bei, bis die Eingabe sich genug ändert, um eine Veränderung im Ausgangssignal auszulösen. Beispielsweise ist das Ausgangssignal von Schmitt-Trigger TR1 hoch, wenn das Eingangssignal über einer hohen Schwelle liegt, und niedrig, wenn die Eingabe unter einer niedrigen Schwelle liegt. In diesem Beispiel behält das Ausgangssignal von Schmitt-Trigger TR1 den hohen oder niedrigen Wert bei, bis die Eingabe ein der beiden Schwellen überschreitet.
Widerstand R_PULLUP kann Widerstand R_B wie in 1 beschrieben entsprechen. Beispielsweise kann Widerstand R_PULLUP es LDO-Reglersystem 100 ermöglichen ein Stromsteuersignal bereitzustellen, um einen PNP-Bipolartransistor anzusteuern, oder ein Spannungssteuersignal, um einen p-Kanal-Feldeffekttransistor anzusteuern.
Der Fehlerverstärker PB/OC kann Verstärker 16 wie in 1 beschrieben entsprechen, der sowohl während eines Spannungsregelungsmodus als auch während eines Energieausgleichsmodus von LDO-Reglersystem 100 aktiv ist. In manchen Beispielen kann der Fehlerverstärker PB/OC ein Differenzverstärker sein, der eine Differenz zwischen zwei Spannungen verstärkt. Beispielsweise kann der Fehlerverstärker PB/OC die Differenz zwischen der Spannung am Widerstand R_SHUNT (z. B. V_SHUNT wie in 1 beschrieben) und der Spannung am Widerstand R_REF (z. B. V_REF wie in 1 beschrieben) verstärken. In manchen Beispielen kann während eines Spannungsregelungsmodus der Fehlerverstärker PB/OC verwendet werden, um eine Überstrombegrenzungsfunktion bereitzustellen. Der Fehlerverstärker PB/OC kann beispielsweise den Spannungsabfall, der am R_REF-Widerstand durch die I_{b_OC}-Vorstromquelle erzeugt wird, mit dem Spannungsabfall am externen Nebenwiderstand, der proportional zum Laststrom ist, die vom Regler zugeführt wird, vergleichen. Auf diese Weise kann das vom Fehlerverstärker PB/OC erzeugte Fehlersignal das Gate von Transistor M108 steuern, der beginnt, Strom direkt von Transistor MPB abzuführen, sobald die Überstromschwelle erreicht ist, um die Ausgabe von der Ausgangspufferstufe 112 zu begrenzen.
Der Fehlerverstärker LP OTA kann ein Teil von Verstärker 22 wie in 1 beschrieben sein, der nur während des Spannungsregelungsmodus von LDO-Reglersystem 100 aktiv ist. In manchen Beispielen kann der Fehlerverstärker LP OTA ein Niedrigleistungs-Operationstranskonduktanzverstärker sein, der einen Strom ausgibt, der proportional zur Differenz zwischen zwei Eingangsspannungen ist. Beispielsweise kann der Fehlerverstärker LP OTA einen zweiten Strom ausgeben, der proportional zur Differenz zwischen V_Bg und V_FB ist. Der Fehlerverstärker HP OTA kann ein zweiter Teil von Verstärker 22 wie in 1 beschrieben sein, der nur während eines Spannungsregelungsmodus von LDO-Reglersystem 100 aktiv ist. In manchen Beispielen kann der Fehlerverstärker HP OTA ein Hochleistungs-Operationstranskonduktanzverstärker sein, der einen Strom ausgibt, der proportional zur Differenz zwischen zwei Eingangsspannungen ist. Beispielsweise kann der Fehlerverstärker HP OTA einen dritten Strom ausgeben, der proportional zur Differenz zwischen V_Bg und V_FB ist. In manchen Beispielen können der zweite und dritte Strom von den Fehlerverstärkern LP OTA und HP OTA kombiniert werden, um einen vierten Strom zu erzeugen.
Die Off-Chip-Stufe 150 kann Widerstand R_SHUNT, Transistor T101 und Last 114 umfassen. In manchen Beispielen kann die Off-Chip-Stufe 150 außerhalb eines Chipgehäuses liegen, wobei das Chipgehäuse Referenzstufe 106, Verstärkerstufen 108 und 110 und Ausgangspufferstufe 112 umfasst.
Im Beispiel aus 2 kann die Topologie der Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA identisch sein, kann sich aber in Bezug auf die Größe unterscheiden, und beide können unterschiedliche Vorstromwerte aufweisen. Beispielsweise kann der Fehlerverstärker LP OTA eine geringe Größe und niedrige Vorspannungsströme aufweisen. In diesem Beispiel kann der Fehlerverstärker HP OTA höhere Vorspannungsstrompegel aufweisen und größer sein als der Fehlerverstärker LP OTA. In manchen Beispielen kann die angepeilte Leistung (+/–)4 % Ausgangsspannungspräzision (einschließlich statischer und dynamischer Leitungs- und Lastregelung) im Spannungsregelungsmodus bei niedrigen Laststrompegeln und (+/–)2 % Ausgangsspannungspräzision bei hohen Laststrompegeln sein. In manchen Beispielen kann unabhängig vom Laststrompegel eine Ausgangsspannungspräzision von (+/–)2 % erreicht werden, aber auf Kosten von zusätzlichem Ruhestrom.
Jeder der Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA (z. B. eine gm-Stufe oder OTA) erzeugt einen Strom, der proportional zur Differenz zwischen dem Rückkopplungssignal (V_FB) und der On-Chip-Bandlückenspannungsreferenz (V_Bg) ist. In manchen Beispielen können diese Ströme in einen entsprechenden Stromspiegel eingespeist und mit dem Verhältnis des entsprechenden Stromspiegels vervielfacht werden. Beispielsweise kann der Strom vom Fehlerverstärker LP OTA von den Transistoren M103 und M104 mit einem Verhältnis N gebildet werden. In einem weiteren Beispiel kann der Strom vom Fehlerverstärker HP OTA Ausgangspufferstufe 112 sein, die von den Transistoren M106 und M107 mit einem Verhältnis M gebildet werden. In diesen Beispielen können die Ströme von den entsprechenden Stromspiegeln die Basis des externen Transistors T101 ansteuern (z. B. eine PNP-BJT- oder PFET-Vorrichtung).
Der Aktivspitzenkomparator kann Transistoren M105 und SW1 und Stromquellen I_{REF_APK} und I_hyst und Schmitt-Trigger T1 umfassen. Da M105 vom selben Stromspiegelmaster (z. B. M103) angesteuert wird wie M104, gibt es eine strenge Beziehung zwischen dem Basisstrom, der vom Fehlerverstärker LP OTA bereitgestellt wird, und den Aktivspitzenschwellen (z. B. „Hochleistungsschwellen“). Die Anstiegs-(niedrige zu hoher Leistung) und Abfalls-(hohe zu niedrige Leistung)Aktivspitzenschwellen (z. B. die Übergangspunkte in der Last und/oder im PNP-Basisstrom) werden programmiert, indem der Wert für die Stromquelle, die Strom I_{REF_APK} bereitstellt, und das Verhältnis zwischen den Transistoren M105 und M103 ausgewählt wird. Die Hysterese zwischen der Anstiegs- und Abfallsschwelle wird dimensioniert, indem der Werte für die Stromquelle ausgewählt wird, die Strom I_hyst bereitstellt.
In manchen Beispielen kann, wenn Last 114 in einem niedrigen Zustand ist, der Strom zur Aufrechterhaltung des Spannungsregelungspegels ebenfalls niedrig sein. In diesen Beispielen kann der Fehlerverstärker LP OTA aktiviert sein und die Fehlerverstärker HP OTA und PB/OC können deaktiviert sein. In manchen Beispielen kann ein Aktivspitzenkomparator detektieren, dass der Basisstrom von Transistor T101 die Anstiegsschwelle erreicht hat, und den Fehlerverstärker HP OTA aktivieren. Auf diese Weise kann der Übergang von Last 114 in einen hohen Zustand automatisch durch den Aktivspitzenkomparator erfolgen. In manchen Beispielen kann, wenn Transistor T101 ein PNP ist, der Basisstrom von Transistor T101 der Laststrom dividiert durch PNP-Beta sein. Wenn der Strom zu Last 114 zunimmt, kann auch der Basisstrom von Transistor T101 zunehmen, wobei die meisten Basisströme vom Fehlerverstärker HP OTA bereitgestellt werden. In manchen Beispielen kann es sein, dass der Fehlerverstärker LP OTA nicht deaktiviert wird, wenn Transistor T101 über der Anstiegsschwelle liegt. In diesen Beispielen kann der Fehlerverstärker LP OTA einen kleinen Teil des gesamten Basisstroms bereitstellen, auch wenn der Fehlerverstärker HP OTA aktiv ist. Dieselbe Beziehung zwischen den Fehlerverstärkern LP OTA und HP OTA kann auch während einer Abnahme des Laststroms vorliegen. Wenn beispielsweise der Aktivspitzenkomparator detektiert, dass der Basisstrom unter die Abfallsschwelle abfällt, kann der Aktivspitzenkomparator den Fehlerverstärker HP OTA deaktivieren. Die Aktivierung und Deaktivierung des Fehlerverstärkers HP OTA kann sehr rasch erfolgen, um das dynamische Verhalten von LDO-Reglersystem 100 bei einem Laststromübergang von fast null bis zum Maximum nicht beeinträchtigt wird.
In manchen Beispielen können, um Aktivspitzen-(APK) Oszillationen zu vermeiden, die Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA auf leicht unterschiedliche Spannungen eingestellt werden. Eine gewünschte künstliche Abweichung (z. B. einige Dutzend mV) kann für den Fehlerverstärker LP OTA eingeführt werden, sodass der Fehlerverstärker LP OTA einen Regelungspunkt mit höherer Spannung aufweist als der Fehlerverstärker HP OTA. In diesen Beispielen stellt die Abweichung sicher, dass um die Anstiegs- und Abfallsschwelle die Basisstromausgabe des Fehlerverstärkers HP OTA im Wesentlichen nahe bei null liegt. Ohne die Abweichung können beide Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA den gleichen Spannungspegel regeln, was zu einer Oszillation zwischen der Anstiegs- und Abfallsschwelle führen kann. In manchen Beispielen kann die Abweichung, die notwendig ist, um den Niedrigleistungsregelungspunkts höher zu stellen, durch ein Ungleichgewicht des Fehlerverstärkers LP OTA mit dem kleinen Strom I_{offs_LP} implementiert werden. In anderen Beispielen kann eine Alternative zu Strom I_{offs_LP} darin liegen, den invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers LP OTA mit einem weiteren Abgriff eines etwas geringeren Potentials im Rückkopplungswiderstandsteiler von LDO-Reglersystem 100 zu verbinden.
In manchen Beispielen kann eine aktive Klemmschaltung auf dieselbe Weise in die Topologie inkludiert sein wie die Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA im Spannungsregelungsmodus verwendet werden. Beispielsweise kann der nichtinvertierende Eingang einer aktiven Klemmung des Fehlerverstärkers OTA mit einem Abgriff im Widerstandsteiler verbunden sein, der den Regelungspunkt der aktiven Klemmung weit über dem Regelungspunkt des Fehlerverstärkers LP OTA einstellen kann. Auf diese Weise kann die aktive Klemmung den Rest der Schaltung während eines Normalbetriebs nicht beeinflussen, aber wenn die Ausgangsspannung von LDO-Reglersystem 100 den Regelungspunkt der aktiven Klemmung erreicht, kann der Strom, der von der aktiven Klemmung des Fehlerverstärkers OTA in einen Stromspiegel eingespeist und mit dem Verhältnis des Stromspiegels vervielfacht wird, die Spannung klemmen. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung die PNP-Basis hochziehen und Strom vom Ausgang der Ausgangspufferstufe 112 ableiten, und sie kann auch Strom vom Transistor M106 von Ausgangspufferstufe 112 ableiten, um zu verhindern, dass die Ausgangsspannung weiter ansteigt. In manchen Beispielen können die Transistoren MPB und M106 derselbe KNOTENPUNKT sein, aber Transistor M106 kann sowohl im Spannungsregelungsmodus als auch im Energieausgleichsmodus eingeschaltet sein. In manchen Beispielen kann Transistor M106 Teil der Ausgangspufferstufe sein und Strom vom Ausgangspuffer kann umgeleitet werden, der ansonsten zum Transistor T201 zugeführt würde. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung bei einem Laststrom nahe bei null und bei hoher Temperatur (z. B. über 125 °C) verwendet werden. In diesen Beispielen kann die aktive Klemmung dazu beitragen, einen PNP-Leckstrom zu verringern oder zu verhindern, der den Ausgangsknotenpunkt von LDO-Reglersystem 100 aufladen könnte, obwohl Transistor T201 (z. B. eine PNP-Vorrichtung) in einen AUS-Zustand angesteuert wird. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmschaltung auch rasch die Basis von Transistor T101 entladen. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung auch Sättigungserholzeiten verkürzen, was große Überschwingungen am Ausgang von LDO-Reglersystem 100 verhindern kann, wenn sich die Batteriespannung (V_BAT) von sehr niedrigen Pegeln (Niedrigabfallsbetrieb) auf Nominalwerte erholt. Beispielsweise während eines Anlassimpulses, bei dem sich die Batterie von 5V auf den Nominalwert von 12V erholen kann. Die aktive Klemmschaltung kann sowohl für den Spannungsregulierungs- als auch den Energieausgleichsmodus aktiv sein.
3 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel für einen Energieausgleichsmodus eines LDO-Reglersystems 200 gemäß den in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken veranschaulicht. 3 ist unter Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben. Zum besseren Verständnis ist 3 mit On-Chip-Teilen 249 und Off-Chip-Teilen 250 dargestellt, wobei Off-Chip-Teile 250 der Off-Chip-Stufe 50 und 150 wie in 1 und 2 beschrieben entsprechen können. Im Beispiel aus 3 können die Widerstände R_SHUNT und R_REF, Transistor T201, Referenzstufe 206, Verstärkerstufe 208, Ausgangspufferstufe 212, und Last 214 den Widerständen R_SHUNT und R_REF, Transistor T1, Referenzstufe 6, Verstärkerstufe 8, Ausgangspufferstufe 12, und Last 14 wie in 1 beschrieben entsprechen.
Im Beispiel aus 3 können die Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, die Ströme I_REPLICA und I_{b_HP}, die Widerstände R_SHUNT, R_PULLUP und R_REF, die Transistoren M206, M207, M209, M210 und MPB, der Fehlerverstärker PB/OC, Referenzstufe 206, Verstärkerstufe 208, Ausgangspufferstufe 212 und Last 214 den Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, den Strömen I_REPLICA und I_{b_HP}, den Widerständen R_SHUNT, R_PULLUP und R_REF, den Transistoren M106, M107, M109, M110 und MPB, dem Fehlerverstärker PB/OC, der Referenzstufe 106, der Verstärkerstufe 108, der Ausgangspufferstufe 112 und der Last 114 wie in 2 beschrieben entsprechen.
Im Beispiel aus 3 umfasst LDO-Reglersystem 200 ferner einen integrierten linearen Dropout-Regler (insbesondere Low-Dropout-Regler) 220, R_LOAD und einen Kondensator C_OUT von Last 214 sowie Strom I_T201. Der integrierte LDO-Regler 220 umfasst Widerstände R203 und R204, Transistoren M_SENSE und M_PASS, einen Fehlerverstärker 222 und einen Strom I_LDO.
Widerstand R_LOAD ist ein Widerstandswert von Last 214. In manchen Beispielen muss, wenn Widerstand R_LOAD steigt, der von LDO-Reglersystem 200 bereitgestellt Strom steigen, um den Spannungspegel bei Last 14 aufrecht zu erhalten. Umgekehrt kann, wenn Widerstand R_LOAD abnimmt, der von LDO-Reglersystem 200 bereitgestellte Strom verringert werden, um den Spannungspegel bei Last 14 aufrecht zu erhalten. Kondensator C_OUT ist ein Kondensator, der parallel zu Widerstand R_LOAD geschaltet ist. In manchen Beispielen kann Kondensator C_OUT ein Tankkondensator sein, der dazu beitragen kann, Strom zur Aufrechterhaltung des Spannungspegels am Widerstand R_LOAD bereitzustellen, während LDO-Reglersystem 200 den Strom anpasst, der von den Transistoren M_PASS und T201 bereitgestellt wird.
Widerstand R_PULLUP kann Widerstand R_B wie in 1 beschrieben entsprechen. Beispielsweise kann Widerstand R_PULLUP es LDO-Reglersystem 200 ermöglichen, ein Stromsteuersignal bereitzustellen, um einen PNP-Bipolartransistor anzusteuern, oder ein Spannungssteuersignal, um einen p-Kanal-Feldeffekttransistor anzusteuern.
Der integrierte LDO-Regler 220 kann einen voll integrierten LDO-Regler auf demselben Chip wie Referenzstufe 206, Verstärkerstufe 208, Ausgangspufferstufe 212 und die Stromquelle, die Strom I_{b_HP} bereitstellt, umfassen. Widerstände R203 und R204 des integrierten LDO-Reglers 220 bilden einen Spannungsteiler und können den Widerständen R1 und R2 wie in 1 beschrieben entsprechen. In manchen Beispielen können die Widerstände R203 und R204 eine Rückkopplungsspannung, die proportional zur Ausgangsspannung am Widerstand R_LOAD ist, zum invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 222 bereitstellen. Der Fehlerverstärker 222 kann ein Differenzverstärker oder Operationstranskonduktanzverstärker sein. Transistor M_PASS ist ein Transistor, einschließlich, nicht jedoch eingeschränkt auf, eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET), eines PFET, einer PNP-Vorrichtung oder eines anderen Transistors, der einen Laststrom an Last 214 ausgeben kann. In manchen Beispielen kann Transistor M_PASS den Ausgang des Fehlerverstärkers 222 ansteuern, sodass der Spannungspegel er Last 214 sich ändert und der Fehlerverstärker 222 ein Steuersignal an Transistor M_PASS ausgibt, um den zu Last 214 bereitgestellten Laststrom zu erhöhen oder zu verringern. Transistor M_SENSE ist ein Transistor, einschließlich, nicht jedoch eingeschränkt auf, eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET), eines PFET, einer PNP-Vorrichtung oder eines beliebigen anderen Transistors, der einen Replikationsstrom an Transistor M209 von Referenzstufe 206 ausgeben kann. In manchen Beispielen kann Transistor M_SENSE den Ausgang des Fehlerverstärkers PB/OC ansteuern, sodass der Strom, der vom integrierten LDO-Regler 220 zur Last 214 zugeführt wird, vom Strom gespiegelt wird, der vom Transistor T201 zu Last 214 zugeführt wird. Strom I_LDO ist eine Strommenge, die vom integrierten LDO-Regler 220 zu Last 214 zugeführt wird, um den Spannungspegel von Last 214 aufrecht zu erhalten. In manchen Beispielen kann in einem Energieausgleichsmodus der Strom I_LDO ein erster Teil des gesamten Laststroms sein, der zu Last 214 bereitgestellt wird. Strom I_T201 ist eine Strommenge, die von Transistor T201 zu Last 214 bereitgestellt wird, um den Spannungspegel von Last 214 aufrecht zu erhalten. In manchen Beispielen kann in einem Energieausgleichsmodus Strom I_T201 ein zweiter Teil des gesamten Laststroms sein, der zu Last 214 bereitgestellt wird.
Der Unterschied zwischen 2 und 3 liegt darin, dass im Energieausgleichsmodus beide Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA ausgeschaltet sind und in 3 nicht dargestellt sind. Im Beispiel aus 3 spannt Strom I_{b_HP} den Fehlerverstärker HP OTA nicht vor, weil der Fehlerverstärker HP OTA im Energieausgleichsmodus deaktiviert ist, sodass Strom I_{b_HP} nun von Transistor MPB geregelt wird. Strom I_{b_HP} wird in Ausgangspufferstufe 212 (d.h. ein basisansteuernder Stromspiegel) eingespeist, die von den Transistoren M206 und M207 gebildet wird, der vom Fehlerverstärker HP OTA im Spannungsregelungsmodus verwendet wurde. Ein Vorteil der in 3 dargestellten Topologie ist, dass der größte Teil der Schaltung in Bezug auf verwendete Siliziumfläche die Ausgangspufferstufe 212, die Stromquelle, die Strom I_{b_HP} bereitstellt und der Fehlerverstärker PB/OC sein kann und dass diese Bauteile sowohl im Spannungsregelungs- als auch im Energieausgleichsmodus verwendet werden können.
Im Beispiel aus 3 basiert LDO-Reglersystem 200, das im Energieausgleichsmodus arbeitet, auf dem Replikationsstrom (I_REPLICA), der vom integriertem LDO-Regler 220 erzeugt wird und proportional zum Laststrom ist, der vom integrierten LDO-Regler 220 zu Last 214 zugeführt wird. Transistor M_SENSE, der den Strom I_REPLICA bereitstellt, ist als Finger von Transistor M_PASS implementiert und kann als Durchlassvorrichtung dienen. In manchen Beispielen kann ein Finger einen Einheitstransistor beschreiben, der die große M_Pass-Vorrichtung bildet. Beispielsweise kann ein Durchlasstransistor durch mehrere Fingervorrichtungen gebildet werden, die parallel geschaltet sind. I_REPLICA wird von einem Stromspiegel empfangen, der durch die Transistoren M209 und M210 von Referenzstufe 206 gebildet wird und einen Spannungsabfall an R_REF erzeugt, der vom nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers PB/OC abgefühlt wird. Der Fehlerverstärker PB/OC kann Transistor MPB ansteuern, um Transistor T201 mit einem Basisstrom zu versorgen, sodass der Spannungsabfall, der am externen Nebenwiderstand (R_SHUNT) durch den Laststrom erzeugt wird, dem Spannungsabfall entspricht, der am Widerstand R_REF durch I_REPLICA erzeugt wird. In manchen Beispielen können das Verhältnis zwischen M_{_PASS} und M_{_SENSE} und der Wert von Widerstand R_REF fixiert sein, und das Verhältnis zwischen I_T201 (z. B. I_PNP) und I_LDO im gesamten Laststrom (das Leistungsausgleichsverhältnis) ist eine Funktion des Werts von Widerstand R_SHUNT.
In manchen Beispielen kann eine aktive Klemmschaltung in der Topologie auf dieselbe Weise enthalten sein wie die Fehlerverstärker LP OTA und HP OTA im Spannungsregelungsmodus verwendet werden. Beispielsweise kann der nichtinvertierende Eingang der aktiven Klemmung des Fehlerverstärkers OTA mit einem Abgriff im Widerstandsteiler verbunden sein, der den Regelungspunkt der aktiven Klemmung weit über den Regelungspunkt des Fehlerverstärkers LP OTA festlegen kann. Auf diese Weise kann die aktive Klemmung den Rest der Schaltung während eines Normalbetriebs nicht beeinflussen, aber wenn die Ausgangsspannung von LDO-Reglersystem 200 den Regelungspunkt der aktiven Klemmung erreicht, kann der Strom, der von der aktiven Klemmung des Fehlerverstärkers OTA in einen Stromspiegel eingespeist wird und vervielfacht wird, die Spannung klemmen. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung die PNP-Basis hochziehen, Strom vom Ausgang von Ausgangspufferstufe 212 ableiten und außerdem Strom vom Transistor MPB von Ausgangspufferstufe 212 ableiten, um zu verhindern, dass die Ausgangsspannung weiter steigt. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung bei einem Laststrom im Wesentlichen nahe bei null und bei hoher Temperatur (z. B. über 125 °C) verwendet werden. In diesen Beispielen kann die aktive Klemmung dazu beitragen, einen PNP-Leckstrom zu verringern oder zu verhindern, der den Ausgangsknotenpunkt von LDO-Reglersystem 200 aufladen kann, obwohl Transistor T201 (z. B. eine PNP-Vorrichtung) in einen AUS-Zustand angesteuert wird. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmschaltung auch rasch die Basis von Transistor T201 entladen. In manchen Beispielen kann die aktive Klemmung auch Sättigungserholzeiten verkürzen, was große Überschwingungen am Ausgang von LDO-Reglersystem 200 verhindern kann, wenn die Batteriespannung (V_BAT) sich von sehr niedrigen Werten (Niedrigabfallbetrieb) auf Nominalwerte erholt. Beispielsweise während eines Anlassimpulses, bei dem sich die Batterie von 5V auf den Nominalwert von 12V erholen kann. Die aktive Klemmschaltung kann sowohl für den Spannungsregulierungs- als auch den Energieausgleichsmodus aktiv sein.
4 ist ein Schaltbild, das ein detaillierteres Beispiel für ein LDO-Reglersystem 300 gemäß dieser Offenbarung veranschaulicht. 4 ist unter Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben. Im Beispiel aus 4 können Widerstände R_SHUNT und R_REF, Transistor T301, Referenzstufe 306, Verstärkerstufe 308A und 308B (gemeinsam „Verstärkerstufe 308“), Verstärkerstufe 310, Ausgangspufferstufe 312A und 312B (gemeinsam „Ausgangspufferstufe 312“) und Last 314 dem Widerstand R_SHUNT und R_REF, Transistor T1, Referenzstufe 6, Verstärkerstufe 8, Verstärkerstufe 10, Ausgangspufferstufe 12, und Last 14 wie in 1 beschrieben entsprechen.
Im Beispiel aus 4 können die Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, Strom I_REPLICA, die Transistoren M303–M310 und MPB, der Fehlerverstärker PB/OC, Referenzstufe 306, Verstärkerstufe 308A und 308B, Verstärkerstufe 310, Ausgangspufferstufe 312A und 312B und Last 314 den Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, Strom I_REPLICA, den Transistoren M103–M110 und MPB, dem Fehlerverstärker PB/OC, Referenzstufe 106, Verstärkerstufe 108, Verstärkerstufe 110, Ausgangspufferstufe 112 und Last 114 wie in 2 beschrieben entsprechen.
Im Beispiel aus 4 umfasst LDO-Reglersystem 300 ferner Eingänge PB und HCM, Kondensatoren C1–C6, Widerstände R301–R302 und R_PULLUP, Transistoren MS1–MS8, M301–M302, M311–314, M315–M316 und M317–M318, Stromquellen 320–330, ODER-Gates 332–334, Inverter 336–338, Spannungsteiler (z. B. hochspannungsfähige Transistoren) 340–344.
Eingang PB ist ein Steuersignal, das eine Auswahl des Energieausgleichsmodus von LDO-Reglersystem 300 anzeigt. Beispielsweise kann Eingang PB ein Spannungssignal sein, das den Energieausgleichsmodus von LDO-Reglersystem 300 aktiviert. Eingang HCM ist ein Steuersignal, das einen Hochstrommodus anzeigt. In manchen Beispielen kann Eingang HCM ein durch einen Benutzer erzwungenes Aktivspitzensignal sein. Beispielsweise kann Eingang HCM ein Spannungssignal sein, das den Fehlerverstärker HP OTA zusätzlich zum Fehlerverstärker LP OTA aktiviert, um die Reglerpräzision auch bei niedrigen Lastströmen zu erhöhen, auf Kosten von zusätzlichem Ruhestrom. Mit anderen Worten weist, wenn Eingang HCM nicht bestätigt wird, LDO-Reglersystem 300 höhere Präzision auf, nachdem der Laststrom steigt und der aktive Spitzenkomparator den HochleistungsFehlerverstärker einschaltet. Umgekehrt weist, wenn das HCM-Signal bestätigt wird, LDO-Reglersystem 300 immer die höchste Präzision auf, unabhängig von der Stärke des Laststroms, aber auf Kosten von zusätzlichem Ruhestrom.
Kondensator C5 kann verwendet werden, um die Antwort von LDO-Reglersystem 300 zu beschleunigen, wenn es in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet, indem eine null in die Übertragungsfunktion von LDO-Reglersystem 300 eingeführt wird. Kondensator C1 kann genau denselben Typ und Wert aufwiesen wie Kondensator C5. In manchen Beispielen kann Kondensator C1 für Symmetriezwecke verwendet werden, sodass beide Eingänge des Hochleistungsfehlerverstärkers ähnliche kapazitive Lasten aufweisen. Die Kondensatoren C2 und C3 können eine geschlossene Spannungsschleife zusammen mit dem Gate bilden, um kapazitive Widerstände von Transistor M₃₁₅ und M₃₁₆ zu versorgen. Wenn beispielsweise Transistor (Schalter) Ms6 eingeschaltet wird, um Strom zum HochleistungsFehlerverstärker zuzuführen, dann kann die Ladungsneuverteilung innerhalb dieser geschlossenen Spannungsschleife das Risiko, dass Aktivspitzenschwankungen ausgelöst werden, deutlich verringern. Kondensator C4 kann als Teil einer Stabilisierungseinrichtung nach Miller verwendet werden, das Systemstabilität während des Betriebs in einem Energieausgleichsmodus bei niedrigen Laststrompegeln sicherstellt. Kondensator C6 entspricht Kondensator C_OUT wie in 3 beschrieben und befindet sich außerhalb der Off-Chip-Stufe 350. Beispielsweise kann Kondensator C6 als Tankkondensator dienen, der Strom zu Last 314 bereitstellt, während LDO-Reglersystem 300 den Strom durch Transistor T301 anpasst. In manchen Beispielen kann Kondensator C6 4,7 Mikrofarad (μF) aufweisen.
Die Widerstände R301–R302 sind passive elektrische Bauteile mit einem Widerstandswert. R301 kann den Wert der parallelen Kombination der Widerstände R1 und R2 aufweisen und kann gemeinsam mit Kondensator C1 für Symmetriezwecke (z. B. um Aktivspitzenschwankungen zu vermeiden) platziert werden. R302 kann mit Kondensator C4 eine Stabilisierungseinrichtung nach Miller bilden, die Systemstabilität während des Betriebs von LDO-Reglersystem 300 in einem Energieausgleichsmodus bei niedrigen Laststrompegeln sicherstellt.
Widerstand R_PULLUP ist ein passives elektrisches Bauteil mit einem Widerstandswert und kann ein Widerstand sein, der zum Hochziehen der Basis (Gate) des PNP-(PMOS-)-Durchlasstransistors verwendet wird, was notwendig sein kann, um den Durchlasstransistor zu schließen, wenn LDO-Reglersystem 300 keinerlei Laststrom bereitstellt. In manchen Beispielen kann Widerstand R_PULLUP Widerstand R_B wie in 1 beschrieben entsprechen. In manchen Beispielen kann, wenn eine PMOS-Durchlassvorrichtung anstelle einer PNP-Durchlassvorrichtung verwendet wird, Widerstand R_PULLUP auch den Ausgang von Ausgangspufferstufe 312 von einem Strom, der für PNP-Steuerung geeignet ist, in eine Spannung, die für PMOS-Steuerung geeignet ist, umsetzen.
Die Transistoren M301 und M302 (z. B. Mittelspannungs-PMOS-(P-Typ-Kanal-MOS-)Transistoren) können in einer Differenzeingangsstufenkonfiguration zusammen mit den Transistoren M311 und M312 (z. B. den Niedrigspannungs-NMOS-Transistoren) verwendet werden, die als aktive Last des Fehlerverstärkers LP OTA wie in 2 beschrieben dienen. Der vom Fehlerverstärker LP OTA erzeugte Strom kann in den Stromspiegel eingespeist werden, der von den Transistoren M303 und M304 gebildet wird, die unter Verwendung von Mittelspannungs-NMOS-Transistoren umgesetzt werden können und die Aufgabe eines Ausgangspuffers für den Fehlerverstärker LP OTA wie in 2 beschrieben haben können.
Die Transistoren M315 und M316 (z. B. Mittelspannungs-PMOS-(P-Typ-Kanal-MOS-)Transistoren) können in einer Differenzeingangsstufenkonfiguration zusammen mit den Transistoren M313 und M314 (z. B. Niedrigspannungs-NMOS-Transistoren) verwendet werden, die als aktive Last des Fehlerverstärkers HP OTA wie in 2 beschriebenen dienen können. Der vom Fehlerverstärker HP OTA erzeugte Strom kann in einen Stromspiegel eingespeist werden, der von den Transistoren M306 und M307 gebildet werden, die unter Verwendung von Mittelspannungs-NMOS-Transistoren umgesetzt werden können und die Aufgabe eines Ausgangspuffers für den Fehlerverstärker HP OTA (z. B. Ausgangspuffer 312A wie in 4 beschrieben) haben können.
Die Transistoren M309 und M310 (z. B. Mittelspannungs-NMOS-Transistoren) können zusammen mit den Transistoren M317 und M318 einen Kaskodenstromspiegel bilden. In manchen Beispielen können die Transistoren M309 und M310 mit den Transistoren M317 und M318 einem Stromspiegel entsprechen, der von den Transistoren M109 und M110 wie in 2 beschrieben gebildet wird. Die Transistoren M317 und M318 können Kaskodentransistoren sein, welche die Ausgangsimpedanz und implizit die Stromkopierpräzision der Basisstromspiegel M309 und M310 erhöhen können.
Der Transistor M308 (z. B. ein Mittelspannungs-NMOS-Transistor) kann Transistor M108 wie in 2 beschrieben entsprechen, Transistor MPB (z. B. a Mittelspannungs-PMOS-Transistor) kann Transistor MPB wie in 2 und 3 beschrieben entsprechen.
Stromquelle 320 stellt einen Strom bereit, der fünfzehn Mikroampere (μA) aufweisen kann und Strom I_{b_LP} wie in 2 beschrieben entsprechen kann. Stromquelle 322 stellt einen Strom bereit, der fünf Mikroampere (μA) aufweisen kann und Strom I_{offs_LP} wie in 2 beschrieben entsprechen kann. Stromquelle 324 stellt einen Strom bereit, der sechs Mikroampere (μA) aufweisen kann und Strom I_{REF_APK} wie in 2 beschrieben entsprechen kann. Stromquelle 326 stellt einen Strom bereit, der vier Mikroampere (μA) aufweisen kann und Strom I_hyst wie in 2 beschrieben entsprechen kann. Stromquelle 328 stellt einen Strom bereit, der einen Milliampere (mA) aufweisen kann und Strom I_{b_HP} wie in 2 beschrieben entsprechen kann. Stromquelle 330 stellt einen Strom bereit, der einen Mikroampere (μA) aufweisen kann und zum Vorladen des Gates verwendet werden kann, um kapazitive Widerstände von den Transistoren M315 und M316 beziehen kann, bevor der Hochleistungsgehlerverstärker eingeschaltet wird.
Die Schalter MS1–MS3 und MS5–MS8 können serielle PMOS-Schalter sein, die mit Mittelspannungs-Transistoren implementiert sind. Schalter MS4 kann unter Verwendung eines Mittelspannungs-NMOS-Transistors implementiert sein. Die Schalter MS1–MS2 können die Stromquellen trennen, die vom Niedrigleistungsfehlerverstärker verwendet werden, wenn der Niedrigleistungsfehlerverstärker nicht in Betrieb ist. Schalter MS3 kann S2 wie in 2 beschrieben entsprechen und verbindet die I_{b_HP}-Stromquelle in einem Energieausgleichsmodus mit dem MPB-Transistor. Schalter MS4 kann Schalter S3 wie in 2 beschrieben entsprechen und kann Transistor M308 mit Ausgangspuffer 312 verbinden, wenn LDO-Reglersystem 300 in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet. Schalter MS8 kann Teil des aktiven Spitzenkomparators sein und Schalter SW1 in 2 entsprechen. Schalter MS6 kann die I_{b_HP}-Stromquelle in einem Spannungsregelungsmodus mit dem Hochleistungsfehlerverstärker verbinden. Schalter MS7 kann die 1-μA-Vorladestromquelle in einem Spannungsregelungsmodus mit dem Hochleistungsfehlerverstärker verbinden.
ODER-Gates 332–334 sind jeweils ein digitales Logik-Gate, das logische Disjunktion implementiert. Beispielsweise können ODER-Gates 332–334 ein NIEDRIG ausgeben, wenn beide Eingänge NIEDRIG sind, und ein HOCH, wenn einer der Eingänge HOCH ist. Die Inverter 336–338 sind jeweils ein digitales Logik-Gate, das logische Negation implementiert. Beispielsweise können Inverter 336–338 ein NIEDRIG ausgeben, wenn der Eingang HOCH ist, und ein HOCH, wenn der Eingang NIEDRIG ist.
Die Spannungsteiler 340–342 können den Basisstrom zum Transistor T301 bereitstellen. Beispielsweise kann in einem Niedrigleistungsmodus des Spannungsregelungsmodus, der Spannungsteiler 340 den Basisstrom zu Transistor T301 bereitstellen. In einem weiteren Beispiel können einem Hochleistungsmodus des Spannungsregelungsmodus die Spannungsteiler 340 und 342 beide den Basisstrom zum Transistor T301 bereitstellen. Der Spannungsteiler 344 kann den Replikationsstrom zu Referenzstufe 306 bereitstellen. Beispielsweise kann ein einem Energieausgleichsmodus der Spannungsteiler 344 den Replikationsstrom zu Referenzstufe 306 bereitstellen, um die Verstärkerstufen 308A und 308B (z. B. Transistor MPB von Transistor 308B) anzusteuern, um ein Steuersignal bereitzustellen, um Transistor T301 anzusteuern und einen Strom bereitzustellen, der den Replikationsstrom spiegelt.
Im Beispiel aus 4 ist LDO-Reglersystem 300 in einer herkömmlichen Automobil-Bipolar-CMOS-DMOS-(BCD-)Technologie bereitgestellt, die mehrere CMOS-Spannungsklassen bereitstellt. Beispielsweise kann LDO-Reglersystem 300 analoge Niedrigspannungs-(1,5 V) und Logiktransistoren, analoge Mittelspannungstransistoren, Hochspannungs-(60 V) DMOS-Leistungstransistoren und Bipolardioden und -transistoren umfassen.
In einem Spannungsregelungsmodus kann die Ausgangsspannung von LDO-Reglersystem 300 zwischen 5 V, 3,3 V, 1,8 V, 1,2 V liegen. In einem Energieausgleichsmodus kann es sein, dass die Ausgangsspannung des separaten integrierten LDO (z. B. integrierter LDO-Regler 220 wie in 3 beschrieben) nur zwischen 5V und 3,3 V konfigurierbar ist, sodass der Energieausgleichsmodus nur bei 5V und 3,3 V arbeiten kann.
In manchen Beispielen kann Last 314 auch eine Hochleistungsmikrosteuerung sein, die sehr schnelle Lastschritte mit hoher Amplitude an einer extern kompensierten Reglertopologie erzeugt. In diesen Beispielen ist ein Fehlerverstärker mit großer Bandbreite bevorzugt, um eine sehr schnelle, dynamische LastreglerAntwort zu erreichen und eine Systemrückstellung zu vermeiden.
Im Beispiel aus 4 kann Kondensator C6 ein externer Keramikkondensator sein und den dominanten Pol der Regelschleife bilden. Bei Verwenden des externen Kondensators zum Bilden des dominanten Pols der Regelschleife muss die Frequenz der Pole innerhalb der einzelnen Fehlerverstärker so hoch wie möglich sein, um ausreichende(n) Phasenrand und Stabilität sicherzustellen.
In manchen Beispielen kann es von Vorteil sein, Kondensator C6 zur Verwendung in einem Spannungsregelungsmodus so nah wie möglich beim Kollektor oder Drain von Transistor T301 zu platzieren und zur Verwendung in einem Energieausgleichsmodus so nah wie möglich beim Anschlussstift des voll integrierten separaten LDO-Reglers zu platzieren (d.h. die Belastungsfähigkeit des voll integrierten separaten LDO-Reglers zu erhöhen).
LDO-Reglersystem 300 kann den Basisstrom oder die Gate-Spannung bereitstellen, die zum Steuern von Transistor T301 notwendig sind. LDO-Reglersystem 300 kann auch separate Eingänge zum Abfühlen des Pegels der regulierten Spannung und des Pegels des Spannungsabfalls an einem externen Nebenwiderstand aufweisen, der in Reihe mit dem Laststrom geschaltet ist, um Überstrombegrenzung und -detektion bereitzustellen und das Leistungsausgleichsverhältnis während eines Betriebs in einem Energieausgleichsmodus zu errichten.
Um einen niedrigen Ruhestrom aufrecht zu erhalten, kann LDO-Reglersystem 300 aus zwei Fehlerverstärkern mit ähnlicher Topologie bestehen, von denen einer bei leichten Lastbedingungen mit einem kleinen Ausläuferstrom (z. B. einem Vorstrom) (15 µA) arbeitet und der andere bei schweren Lastbedingungen mit einem Ausläuferstrom von 1 mA arbeitet. Im Spannungsregelungsmodus kann, wenn Last 314 von LDO-Reglersystem 300 niedrig ist, der Basisstrom oder die Gate-Spannung von Transistor T301, die bereitgestellt werden müssen, um den Regelungspegel aufrecht zu erhalten, ebenfalls niedrig sein. Bei diesen niedrigen Lastbedingungen in einem Spannungsregelungsmodus kann nur der Niedrigleistungs-(LP-)Fehlerverstärker (z. B. Fehlerverstärker LP OTA wie in 2 beschrieben) arbeiten, was zu einem Ruhestrom von einigen Dutzend Mikroampere (μA) führen kann. Im Spannungsregelungsmodus kann der Übergang von LDO-Reglersystem 300 zu einem Betrieb bei hohen Lastbedingungen autonom erfolgen, wenn ein Aktivspitzenkomparator detektiert, dass ein Basisstrom oder eine Gate-Spannung von Transistor T301 eine Schwelle überschritten hat. Beispielsweise kann, wenn Transistor T301 ein PNP-Bipolartransistor ist und der Basisstrom 50 µA überschritten hat (10 mA Laststrom unter der Annahme einer PNP-Beta von 200), LDO-Reglersystem 300 den Hochleistungsfehlerverstärker (z. B. Fehlerverstärker HP OTA wie in 2 beschrieben) aktivieren. Wenn die Lastbedingung von Last 114 zunimmt, kann der Basisstrom oder die Gate-Spannung von Transistor T301 ebenfalls steigen, da der Großteil des Basisstroms oder der Gate-Spannung vom Hochleistungsfehlerverstärker bereitgestellt wird. Der niedrige Fehlerverstärker kann bei Hochleistungslastbedingung deaktiviert werden, weil der Niedrigleistungsfehlerverstärker immer noch einen kleinen Teil des Gesamtbasisstroms oder der Gate-Spannung bereitstellen kann, auch senn der Hochleistungsfehlerverstärker aktiviert ist.
Beispielsweise kann LDO-Reglersystem 300 in einem Niedrigleistungsmodus mit einer konstanten leichten Last sein (z. B. ein PNP-Basisstrom unter 50 µA) und einem plötzlichen und hohen Amplitudensprung in der Lastbedingung von Last 314 ausgesetzt werden. In manchen Beispielen kann Last 214 eine Mikrosteuerung sein, die eine Boot-Sequenz weckt oder ausführt. Wenn der Sprung der Lastbedingung vorbei ist und die Lastbedingung von Last 314 auf niedrige Werte zurückkehrt, schaltet der Aktivspitzenkomparator automatisch den Hochleistungsfehlerverstärker ab. In manchen Beispielen verringert die niedrigere Verstärkung des Niedrigleistungsfehlerverstärkers die Präzision von LDO-Reglersystem 300. Beispielsweise kann die Präzision von LDO-Reglersystem 300 schlechter sein (+/–4 %), wenn LDO-Reglersystem 300 in einem Niedrigleistungsmodus des Spannungsregelungsmodus arbeitet.
In manchen Beispielen kann der Hochleistungsfehlerverstärker bei allen Lastbedingungen aktiviert sein, um einen Modus mit erhöhter Präzision bereitzustellen, unabhängig vom Laststrom.
In diesen Beispielen kann der Modus mit erhöhter Präzision die beste statische Lastreglungspräzision und dynamische Lastregelungsantwort bieten. In diesen Beispielen kann der Modus mit erhöhter Präzision aktiviert werden, indem der HCM-Eingang in einen HIGH-Zustand angesteuert wird. In manchen Beispielen können, wenn die erhöhte Präzision aktiviert ist, der Niedrigenergiefehlerverstärker und der Aktivspitzenkomparator im LDO-Reglersystem 300 deaktiviert sein.
In manchen Beispielen können der Niedrig- und Hochleistungsfehlerverstärker leicht unterschiedliche Regelungsspannungen aufweisen, um Aktivspitzenschwankungen um eine Übergangsschwelle zu vermeiden. In manchen Beispielen kann die Übergangsschwelle fünfzig Mikroampere (μA) betragen. Wie oben beschrieben kann der Niedrigleistungsfehlerverstärker (z. B. Fehlerverstärker LP OTA wie in 2 beschrieben) ein Regelungspegel über dem Hochleistungsfehlerverstärker (z. B. Fehlerverstärker HP OTA wie in 2 beschrieben) aufweisen. In manchen Beispielen kann der höhere Regelungspegel des Niedrigleistungsfehlerverstärkers durch eine künstliche Abweichung innerhalb des Niedrigleistungsfehlerverstärkers eingeführt werden. Beispielsweise durch Einspeisen von fünf Mikroampere (μA) in den rechten Zweig des Verstärkers durch Stromquelle 322 und durch Transistor MS1.
Im Beispiel aus 4 sind der Niedrigleistungsfehlerverstärker und der Hochleistungsfehlerverstärker von Verstärkerstufe 310 im Wesentlichen unterschiedliche skalierte Versionen derselben Verstärkerstruktur. Auf diese Weise kann jeder Fehlerverstärker eine gm-Stufe (eine einfache Differenzstufe) aufweisen, die eine Stromquelle (z. B. einen Stromspiegel) ansteuert, die den Basisstrom oder die Gate-Spannung zu Transistor T301 bereitstellt. Beispielsweise kann die gm-Stufe des Niedrigleistungsfehlerverstärkers von der differenziellen Stufe der Transistoren M301 und M302 gebildet werden, wobei die aktive Last der Transistoren M311 und M312, eine Stromdifferenz proportional zur Differenz zwischen der Referenzspannung (z. B. V_Bg wie in 2 beschrieben) und der Rückkopplungsspannung (z. B. V_FB wie in 2 beschrieben) bildet. Im Beispiel aus 4 kann die Stromdifferenz in den Drain von Transistor M303 eingespeist werden und wird vom Transistor M304 vervielfacht. Transistor M305 kann in Reihe mit Spannungsteiler 340 geschaltet sein, der den aktuellen Basisstrom oder die Gate-Spannung zum Transistor T301 zuführt, wenn LDO-Reglersystem 300 in einem Niedrigleistungsmodus des Spannungsregelungsmodus arbeitet. In manchen Beispielen kann Spannungsteiler 340 ein N-Typ-Lateral-DMOS-(NLDMOS-)Spannungsteilertransistor sein.
Im Beispiel aus 4 kann vom Standpunkt der Kleinsignalanalyse gesehen jeder Niedrigleistungs- und Hochleistungsfehlerverstärker kann den ersten Pol am Drain-Knotenpunkt der Transistoren M302/M316, M312/M314, bei 1/[(RdsM312||RdsM302||1/gmM303)·(CgsM303 + CdbM303 + CdbM312 + CdbM302 + CgdM312 + CgdM302)] und den zweiten Spiegelpol mit viel höherer Frequenz am Drain von Transistor M311 haben. Der erste Pol kann eine Funktion des Laststroms sein, hauptsächlich weil gm von M303 stark vom Pegel des eingespeisten Stroms abhängt, der grundsätzlich vom Pegel des Basisstroms abhängt, der zum Aufrechterhaltung des geregelten Spannungspegels erforderlich ist. Vom Standpunkt des Niedrigleistungsfehlerverstärkers gesehen, tritt der minimale Phasenrand bei Einspeisung niedriger Stromwerte auf, wenn gm der Diode, die mit M303 verbunden ist, minimal ist und der Pol am nächsten zum extern untergebrachten, dominanten Pol ist.
In manchen Beispielen kann die aktive Last von sowohl dem Niedrigleistungs- als auch dem Hochleistungsfehlerverstärker mit analogen Niedrigspannungstransistoren implementiert sein, was dazu beitragen kann, Stromkopierfehler zu unterdrücken, ohne dass eine Kaskodenkonfiguration notwendig ist. In diesen Beispielen, können die Transistoren M311/M312 Niedrigspannungs-(LV-)Transistoren sein, wobei die maximale V_GS (z. B. Gate zur Abführung von Spannung) des Mittelspannungstransistors M303 und entsprechend der Transistor M306 für den Hochleistungsverstärker die maximale Drain nicht überschreiten, um Spannung abzuleiten, die von den Niedrigspannungstransistoren (z. B. VDS_LV,max) erlaubt wird. Transistor M306 kann auch konfiguriert sein, um eine Gate-zu-Source-Spannung nicht zu überschreiten, die größer ist als VDS_LV,max, wenn der volle Ausläuferstrom von 1 mA während einer maximalen Last und bei niedrigen PNP-Beta-Bedingungen geleitet wird. In manchen Beispielen arbeiten, um gm zu maximieren, die Transistoren M301, M302, M315 und M316 mit schwacher Inversion, wobei Betrieb mit schwacher Inversion das höchste gm/Id aufweist. Beispielsweise kann schwache Inversion erreicht werden, indem ein hohes W/L-(Breite-Länge-)Verhältnis bereitgestellt wird, während bei geringer Stromdichte vorgespannt wird. Im Beispiel aus 4 kann es sein, dass die Transistoren M303, M305, M306 und M307 nicht mit Niedrigspannungstransistoren implementiert sein, weil eine Kaskodierung für den Transistor M307 erforderlich ist (z. B. kann eine Spannungskaskode verwendet werden, um >50 mA bei einer Übersteuerung von weniger als 700 mV zu leiten).
Im Beispiel aus 4 bilden Transistor M304 und die 6-µA-und 4-µA-Stromquellen, die mit dem Drain von Transistor M304 verbunden sind, den Aktivspitzenkomparator wie oben erläutert. In manchen Beispielen ist das Verhältnis M303:M304:M305 = 1:16:80 (M305/M304 = 80/16 = 5), was bedeutet, dass es einen PNP-Basisstrom von fünfzig Mikroampere (μA) durch Transistor M305 geben kann. In diesen Beispielen kann der Strom durch Transistor M304 zehn Mikroampere betragen, und der Aktivspitzenkomparatorausgang kann auf NIEDRIG übergehen, und Schalter MS6 des Hochleistungsausläuferstromspiegels aktivieren, um den Vorstrom zum Einschalten des Hochleistungsfehlerverstärker (z. B. Fehlerverstärker HP OTA) bereitzustellen. The Strom durch Schalter MS8 von Stromquelle 326 stellt die Hysterese des Aktivspitzenkomparators bereit.
Die Kondensatoren C2 und C3 können zwischen der Source des PMOS-Schalters MS6 (der die 1-mA-Ausläuferstromquelle trennt) und Spannung V_Bg (Bandlückenreferenz) und Spannung V_FB (Rückkopplungsteilersignal) platziert werden, um eine geschlossene Spannungsschleife mit dem großen Gate zu bilden, um die Source der kapazitiven Widerstände der Transistoren M315 und M316 zu bilden. Innerhalb der geschlossenen Spannungsschleife kann es zum Teilen und Neuverteilen kommen, wenn Schalter MS6 aktiviert wird, was die Effekte von Ladungseinspeisung auf die Referenzleitung minimiert und das Risiko einer Aktivspitzenschwankung verringert. Aktivspitzenschwankung kann ausgelöst werden, wenn Schalter MS6 aktiviert wird, um den Vorstrom zum Hochleistungsfehlerverstärker zuzuführen. In manchen Beispielen kann eine schnelle Stromspitze durch das große Gate koppeln, um den kapazitiven Widerstand von M316 mit der Spannung-V_FB-Leitung als Source zu verbinden und das Potential der Spannung-V_FB-Leitung zu erhöhen und den Drain-Strom von Transistor M302 zu senken, wodurch auch die Drain-Ströme von M303 und M304 gesenkt werden. Wenn der Drain-Strom von M305 fällt, dann wird der Aktivspitzenkomparatorausgang auf ein logisches HOCH-Signal gezogen, wodurch der MS6-Schalter und der Hochleistungsfehlerverstärker ausgeschaltet werden. Wenn jedoch externe Bedingungen (z. B. Last 314) vorgeben, dass der PNP-Basisstrom 50 µA überschreiten muss, dann kann der Aktivspitzenkomparatorausgang auf ein logisches NIEDRIG gehen und der Kreislauf beginnt von vorne. Eine Verringerung der Ladeeinspeisung durch das Gate, um den kapazitiven Widerstand von M315 zu versorgen, kann die Störung auf der Spannung-V_Bg-Leitung minimieren (Referenzrückkopplung).
Der Wert des Widerstands R301 auf der V_Bg-(Referenz-)Leitung in Reihe mit den Gates von M301 und M315 begrenzt den in den Eingang von Spannung V_Bg eingespeisten Strom während einer vorübergehenden Spitze. In manchen Beispielen kann der Widerstandswert gewählt werden, um eine Impedanz bereitzustellen, die zwischen die beiden Eingänge des Niedrigleistungs- und Hochleistungsfehlerverstärkers passt. Beispielsweise kann der Widerstandswert von Widerstand R301 der Kleinsignal-(Gleichstrom-)Widerstand sein, der an den Gates von M302 und M316 aufgrund des Widerstandsteilers auftritt, der von den Widerständen R1 und R2 gebildet wird. Kondensator C1 zwischen den Gates von M301 und M315 und Masse kann platziert werden, um an Kondensator C5 angepasst zu werden, der ein Beschleunigungskondensator sein kann, der Widerstand R1 des Rückkopplungswsiderstandsteilers umgehen kann. In manchen Beispielen kann Kondensator C5 die Antwort von LDO-Reglersystem 300 bei Ladesprüngen deutlich beschleunigen. Beispielsweise kann Kondensator C5 eine null in die Übertragungsfunktion von LDO-Reglersystem 300 einführen, das in einem Spannungsregelungsmodus arbeitet, was die Bandbreite von LDO-Reglersystem 300 erhöhten kann, und er kann wie eine Überbrückung der Hochfrequenzkomponenten wirken, die bei einem scharfkantigen Übergang am Rückkopplungsspannungssignal (z. B. V_FB) vorhanden sind. Im Beispiel aus 4 kann Stromquelle 330 einen Strom mit einem Mikroampere (μA) Strom in Reihe mit Schalter MS7 bereitstellen und kann das Gate vorladen, um kapazitive Widerstände des differenziellen Paars M315 und M316 mit einer Source zu versehen, damit der Ladeausgleichsmechanismus richtig funktioniert.
In manchen Beispielen kann eine aktive Klemmschaltung im LDO-Reglersystem 300 enthalten sein, um eine Erhöhung des Potentials am Ausgang von LDO-Reglersystem 300 über vier Prozent der programmierten Spannung zu klemmen (zu begrenzen). In manchen Beispielen kann die Erhöhung des Potentials aufgrund von PNP-Emitter-Kollektor-Lecks bei heißen (z. B. über 125 °C) oder niedrigen Lastbedingungen von Last 314 auftreten. Bei niedriger Lastbedingung an Last 314 kann die Ausgabe von LDO-Reglersystem 300 (z. B. V_OUT wie in 4 beschrieben) langsam (z. B. in einigen Dutzend Millisekunden) durch dieses Leck auf Spannung V_BAT gezogen werden. Wenn die Ausgangsspannung V_OUT über dem gewünschten (z. B. programmierten) Wert liegt, kann die geschlossene Spannungsschleife ungeregelt sein und es kann sein, dass LDO-Reglersystem 300 nicht in der Lage ist, dem langsamen Potentialanstieg ohne aktive Klemmschaltung entgegenzuwirken.
In manchen Beispielen kann der Verstärker, der die aktive Klemmung bildet, dieselbe Grundstruktur aufwiesen wie der Niedrigleistungs- und Hochleistungsfehlerverstärker und kann eine herunterskalierte Version (in Bezug auf die Fläche der differenziellen Stufe) mit derselben Topologie sein. In diesen Beispielen kann der Verstärkereingang der aktiven Klemmung mit einem anderen Abgriff im Rückkopplungswiderstandsteiler verbunden sein, sodass dieser nur aktiv wird, wenn die Ausgangsspannung die angegebenen Maximalgrenze für Normalbetrieb überschreitet (z. B. 5,2 V, wenn eine Ausgabe von 5 V programmiert ist). Beispielsweise kann ein Hinunterziehtransistor die Ausgabe von LDO-Reglersystem 300 direkt reduzieren, während ein Stromspiegel, der von zwei Transistoren gebildet wird, wie starkes Hochziehen für die Transistorbasis wirken kann. In diesem Beispiel kann ein Hochziehwiderstand verwendet werden, und bei über 125°C kann der Spannungsabfall, der am Hochziehwiderstand erzeugt wird, durch das Lecken des Hochleistungsfehlerverstärkers ausreichen, um eine Basisemitterspannung von mehr als hundert Millivolt (mV) zu erzeugen. In manchen Beispielen kann die Basisemitterspannung von hundert Millivolt substantielles (z. B. im Mikroamperebereich) Kollektor-Emitter-Lecken erzeugen und den Hinunterziehstrom erhöhen, der vom Hinunterziehtransistor verbraucht wird, um die maximal 5,2 V am Ausgang von LDO-Reglersystem 300 aufrecht zu erhalten. In manchen Beispielen kann, wenn nur ein Hinunterziehwiderstand verwendet wird, der Ruhestromverbrauch von LDO-Reglersystem 300 im Klemmmodus 600 µA überschreiten. In diesen Beispielen liegt, wenn ein Stromspiegel zusätzlich zum Hinunterziehtransistor vorhanden ist, der gesamte Reglerruhestrom typischerweise unter 90 µA, wenn die aktive Klemmung aktiviert ist.
Ein Vorteil von LDO-Reglersystem 300 kann die Möglichkeit sein, einen Teil der Schaltung wiederzuverwenden, wenn entweder in einem Spannungsregelungsmodus oder in einem Energieausgleichsmodus betrieben wird. Wenn beispielsweise LDO-Reglersystem 300 in einem Energieausgleichsmodus arbeitet, kann die differenzielle Stufe des Hochleistungsfehlerverstärkers ausgeschaltet sein, und der Ausläuferstrom von 1mA kann durch Schalter MS3 und einen Energieausgleich regelnden Transistor MPB geführt werden. Transistor MPB kann den Pegel des in die Diode, die mit Transistor M306 verbunden ist, eingespeisten Stroms vorgeben, und demgemäß den Basisstrom / Kollektorstrom in Verbindung mit dem Spannungsabfall des energieausgleichenden Widerstands R_REF. Der Spannungsabfall an R_REF kann proportional zu einem Replikationsstrom (z. B. I_REPLICA) des eingespeisten Laststroms multipliziert mit dem Kaskodenstromspiegel in der Schaltung sein. Der Spannungsabfall an Widerstand R_REF kann am nichtinvertierenden Eingang des PB/OC-Verstärkers empfangen werden, der das Gate von Transistor MPB kontrolliert. Das Verhältnis zwischen dem Kollektorstrom von Transistor T301 und dem Laststrom von V_OUT (das Energieausgleichsverhältnis) kann aufrechterhalten werden, indem der Spannungsabfall am externen Nebenwiderstand (z. B. R_SHUNT) detektiert wird. In diesem Beispiel kann Widerstand R_SHUNT mit dem invertierenden Eingang des PB/OC-Verstärkers verbunden sein und verwendet werden, um das gewünschte Energieausgleichsverhältnis basierend auf dem gewählten Widerstandswert zu programmieren. In manchen Beispielen kann Widerstand R_SHUNT gemäß dem gewünschten Energieausgleichsverhältnis und der tatsächlichen Nennleistung des externen PNP-Durchlasstransistors gewählt werden. Ein weiterer Vorteil von LDO-Reglersystem 300 ist die Möglichkeit, den Stromspiegel in Ausgangspufferstufe 312 und dieselbe 1-mA-Stromquelle im Spannungsregelungsmodus und im Energieausgleichsmodus zu verwenden, was zu einer wesentlichen Verringerung der Siliziumfläche führt, die für das LDO-Reglersystem 300 verwendet wird.
5 ist ein Schaltbild, das ein detaillierteres Beispiel für einen Betrieb eines LDO-Reglersystems im Energieausgleichsmodus gemäß dieser Offenbarung zeigt. 5 ist unter Bezugnahme auf 1, 2 und 3 beschrieben. Zum einfacheren Verständnis sind nur Steuertransistoren in 5 beschrieben; die in 1–4 beschriebenen Transistoren können aber auch in 5 in den verschiedenen Stufen verwendet werden.
Im Beispiel aus 5 können die Widerstände R_SHUNT und R_REFa–R_REFb, Transistor T401, Referenzstufe 406A–406C, Verstärkerstufe 408A–408C, Ausgangspufferstufe 412A und 412B, Last 414 und die Off-Chip-Stufe 450 den Widerständen R_SHUNT und R_REF, Transistor T1, Referenzstufe 6, Verstärkerstufe 8, Ausgangspufferstufe 12, Last 14 und der Off-Chip-Stufe 50 wie in 1 beschrieben entsprechen. Im Beispiel aus 5 können die Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, Strom I_REPLICA, die Transistoren M406–M407 und MPB, Referenzstufe 406A–406C (gemeinsam „Referenzstufe 406“), Verstärkerstufe 408A–408C (gemeinsam „Verstärkerstufe 408“), Ausgangspufferstufe 412A und 412B (gemeinsam „Ausgangspufferstufe 412“) und Last 414 den Spannungen V_BAT, V_Bg und V_DD, Strom I_REPLICA, den Transistoren M106–M107 und MPB, Referenzstufe 106, Verstärkerstufe 108, Ausgangspufferstufe 112 und Last 114 wie in 2 beschrieben entsprechen. Im Beispiel aus 5 können der separate, voll integrierte LDO-Regler 420, Differenzverstärker 422, Stromquelle 428, die Widerstände R₄₀₃ und R₄₀₄, die Transistoren M_{_SENSE} und M_{_PASS} und die Ströme I_{_LDO} und I_REPLICA dem integrierten LDO-Regler 220, Differenzverstärker 222, Strom I_{b_HP}, den Widerständen R₂₀₃ und R₂₀₄, den Transistoren M_SENSE und M_PASS und den Strömen I_LDO und I_REPLICA wie in 3 beschrieben entsprechen. Im Beispiel aus 5 können Eingang PB, Kondensator C6, die Schalter MS3 und MS4, Widerstand RZ1, Kondensator CC1 und aktive Klemmschaltung 460 dem Eingang PB, Kondensator C6, den Schaltern MS3 und MS4, Widerstand R302, Kondensator C4 und der aktiven Klemmschaltung wie in 4 beschrieben entsprechen.
Im Beispiel aus 5 umfasst LDO-Reglersystem 400 ferner Transistoren MB_SA, MB_PB, HV_SA, Widerstände RZ2, R₄₀₅ und R₄₀₆, Stromquelle 430 und Kondensator CC2. Transistoren MS3, MB_SA, MB_PB, und M408 können Mittelspannungs-Transistoren sein. Transistor HV_SA kann ein N-Typ-DMOS-Transistor sein, der gleichzeitig sowohl als Spannungsteiler als auch als Schalter verwendet werden kann. In manchen Beispielen kann Transistor HV_SA in einem Spannungsregelungsmodus eingeschaltet werden und in einem Energieausgleichsmodus ausgeschaltet werden. Stromquelle 430 kann mit einem Stromspiegel in Referenzstufe 406 verbunden sein, und Stromquelle 430 kann Strom zum Stromspiegel (z. B. 1 Mikroampere) bereitstellen.
Bei Betrieb in einem Spannungsregelungsmodus können ein Fehlerverstärker PB/OC (z. B. Fehlerverstärker PB/OC wie in 2–4 beschrieben), ein externer Nebenwiderstand (z. B. R_SHUNT wie in 1 beschrieben) und Transistor M408 die Überstrombegrenzungsschaltung von LDO-Reglersystem 400 bilden. Im Beispiel aus 5 nimmt, wenn der Spannungsabfall am externen R_SHUNT zunimmt, das Potential des invertierenden Eingangs des Fehlerverstärkers PB/OC amp ab, was zu einer Erhöhung des M408-Gate-Potentials führt (PB/OC-Gain-Knotenpunkt) und mehr Strom kann vom Ansteuerungsstromspiegel von Ausgangspufferstufe 412 abgeleitet werden. In manchen Beispielen kann Transistor M408 Basisstrom vom Transistor T401 wegnehmen, wenn der Laststrom (z. B. PNP-Kollektorstrom) dazu führt, dass der Spannungsabfall am Widerstand R_SHUNT eine bestimmte Schwelle überschreitet. Auf diese Weise kann Widerstand R_SHUNT gemäß dem maximalen Leistungsvermögen von Transistor T401 gewählt werden (z. B. eine PNP- oder PFET-Durchlassvorrichtung). Beispielsweise kann eine BCP-52-PNP-Durchlassvorrichtung eine maximale Leistungsabführung von 2 W tolerieren. In diesem Beispiel kann die maximale Leistungsabführung von zwei Watt (W) in einen maximalen Ladestrom von zweihundert Milliampere (mA) übersetzt werden, wenn die Batteriespannung (z. B. V_BAT) 13,5 V beträgt. In einem Beispiel kann durch die Wahl eines Widerstandswerts von einem Ohm (Ω) für den Widerstand R_SHUNT und einer Überstrombegrenzung von zweihundertfünfundvierzig (mV) (nominal) ein Laststrom von zweihundertfünfundvierzig Milliampere (mA) erhalten werden, bei dem die Überstrombegrenzungsschaltung von LDO-Reglersystem 400 aktiviert wird. In einem weiteren Beispiel kann durch Wählen eines Widerstands von fünfhundert Milliohm (mΩ) die Schwelle von zweihundertfünfundvierzig Millivolt an R_SHUNT bei einem Laststrom von fünfhundert Milliampere (mA) erreicht werden.
Die Eingänge des Fehlerverstärkers PB/OC sind die Source-Anschlüsse der Transistoren M401 und M402, welche die gm-Stufe des Fehlerverstärkers PB/OC bilden. Der Ausgang der gm-Stufe des Fehlerverstärkers PB/OC ist der hochohmige PB/OC-Knotenpunkt, der je nach Betriebsmodus (Spannungsregelungsmodus oder Energieausgleichsmodus) den Transistor MPB oder M408 ansteuert. Die Transistoren MS3 und MS4 können verwendet werden, um die Leistungsausgleichsschaltung im Spannungsbetriebsmodus und die Überstromfunktionalität in einem Energieausgleichsmodus zu trennen.
Zwischen Drain und Gate von Transistor MPB bilden Kondensator CC1 und Widerstand RZ1 eine RC-Miller-Kompensation, die verwendet werden kann, um die Stabilität der Regelungsschleife in einem Energieausgleichsmodus bei sehr niedrigen Lastströmen sicherzustellen. Beispielsweise ist bei einer niedrigen Lastbedingung von Last 414 der Pegel des in M406 eingespeisten Stroms niedrig, und der Widerstand von M406 ist hoch (z. B. 1/gmM406). In diesem Beispiel kann die Verstärkung der kombinierten Source-Stufe, die aus MPB und M406 besteht, ausreichend hoch sein, um sicherzustellen, dass der dominante Pol, der durch die Miller-Kompensation eingestellt wird, eine ausreichend niedrige Frequenz aufweist, um zum dominanten Pol zu werden, und um Stabilität sicherzustellen. In manchen Beispielen können Widerstand RZ2 und Kondensator CC2 eine zusätzliche interne RC-Miller-Kompensation des Fehlerverstärkers PB/OC für höhere Strompegel bilden, wenn die Verstärkung des RC-Miller, gebildet durch Kondensator CC1 und Widerstand RZ1, abnimmt. In diesen Beispielen kann die RC-Miller-Kompensation dazu beitragen, die Größe der Siliziumfläche zu verringern, die ansonsten für eine stabile Schleife verwendet würde, unabhängig vom Basisstrom (z. B. PNP Strom).
In einem Spannungsregelungsmodus (z. B. wenn das PB-Signal logisch NIEDRIG ist) kann der Transistor MB_SA aktiviert sein und eine Stromquelle verbinden, die eine Abweichung verbindet, um den PB/OC-Knotenpunkt bei niedrigen PNP-Kollektorströmen auf einem gut definierten Potential zu halten. Beispielsweise kann bei sehr niedrigen PNP-Strömen der Spannungsabfall an R_SHUNT sehr niedrig sein, und die Eingänge des Fehlerverstärkers PB/OC sind praktisch auf demselben Potential und der PB/OC-Knotenpunkt kann hohen Widerstand aufweisen. Während des Spannungsregelungsmodus kann der Schalter HV_SA geschlossen sein, und die Spannung V_REF für den Fehlerverstärker PB/OC am Widerstand R_REF erzeugt werden, wobei R_REF = R_REFa + R_REFb ist.
In einem Energieausgleichsmodus (z. B. wenn das PB-Signal logisch HOCH ist), kann der Transistor MB_PB aktiviert sein und eine künstliche Abweichung einführen, die sicherstellt, dass Ausgangspufferstufe 412 nur Basisstrom zum Transistor T401 bereitstellt, wenn ein bestimmter Lastpegel vom separaten, voll integrierten LDO-Regler 420 überschritten wird. In manchen Beispielen kann der Lastpegel des separaten, voll integrierten LDO-Reglers 420 fünfzehn Milliampere (mA) betragen. Während des Energieausgleichsmodus kann der Strom I_REPLICA einen Spannungsabfall nur am Widerstand R_REFa erzeugen, wobei R_REF = R_REFa ist.
6 ist eine Tabelle, die Spezifikationen eines LDO-Reglersystems gemäß dieser Offenbarung zeigt. Im Beispiel aus 6 kann der Eingangsspannungsbereich 502, der V_SUPPLY und V_BAT wie in 1–5 beschrieben entspricht, zwischen 4,5 Volt (V) und 28 V für V_OUT = 3,3 V, 1,8 V und 1,2 V sein, oder kann zwischen 5,5 V und 28 V für V_OUT = 5 V sein. Im Beispiel aus 6 entspricht ein typischer Ruhestrom im Niedrigleistungsmodus 504 einem Niedrigleistungsmodus in 4 und kann bei null Ladestrom 40 Mikroampere (μA) betragen. Im Beispiel aus 6 kann die Niedrigleistungsmodus-Ausgangsspannungspräzision 506 einschließlich statischer und dynamischer Lastregelung plus/minus 4 % bei niedrigen Lastströmen sein und wenn der Aktivspitzenkomparator ausgeschaltet ist. Im Beispiel aus 6 kann die Hochleistungsmodus-Ausgangsspannungspräzision 508 einschließlich statischer und dynamischer Lastregelung plus/ minus 2 % für V_OUT = 5 Volt (V) und 3,3 V sein oder plus/minus 3 % für V_OUT = 1,8 V und 1,2 V. Im Beispiel aus 6 kann der Aktivpeakanstiegsschwellen-PNP-Basisstrom 510 = 50 Mikroampere (μA) sein, das in einen Laststrom von 8,5 Milliampere (mA) für ein PNP-Beta von 150 übersetzt werden kann. Im Beispiel aus 6 kann der Aktivpeakabfallschwellen-PNP-Basisstrom 512 = 30 Mikroampere (μA) sein, was in einen Laststrom von 4,5 Milliampere (mA) für ein PNP-Beta von 150 übersetzt werden kann. Im Beispiel aus 6 kann die Überstromnebenanschluss-Spannungsschwelle 514 = 245 Millivolt (mV) sein, was in einen Laststrom von 490 mA für einen R_SHUNT-Widerstand von 0,5 Ohm (Ω) und einen Laststrom von 245 mA für einen R_SHUNT-Widerstand von 1Ω übersetzt werden kann. Im Beispiel aus 6 kann das Leistungsausgleichsverhältnis I_{_PNP}:I_{_LDO} 516, wobei I_{_PNP} Strom I_T201 entspricht und I_{_LDO} Strom I_LDO entspricht, wie in 2 beschrieben, ein Verhältnis von 1:1 mit einem R_SHUNT-Widerstandswert von 1 Ω und ein Verhältnis von 2:1 mit einem R_SHUNT-Widerstandswert von 0,5 Ω sein. Im Beispiel aus 6 kann der maximale Basisstrom 518 60 Milliampere (mA) betragen. Im Beispiel aus 6 kann der Ausgangskondensator 520, der C6 wie in 4 beschrieben entspricht, in einem Spannungsregelungsmodus 4,7 Mikrofarad (μF) betragen und am Kollektor der PNP-Vorrichtung platziert sein, und in einem Energieausgleichsmodus kann er 10 Mikrofarad (μF) betragen und am Anschlussstift des integrierten LDO-Reglers platziert sein, der dem integrierten LDO-Regler 220 wie in 3 beschrieben entspricht.
7 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zum Betreiben eines LDO-Reglersystems in einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus gemäß dieser Offenbarung veranschaulicht. Zur einfacheren Veranschaulichung wird auf 1 Bezug genommen. Im Beispiel aus 7 kann das LDO-Reglersystem 1 in einem aus einem Spannungsregelungsmodus oder einem Energieausgleichsmodus (602) arbeiten.
Während des Betriebs in entweder dem Spannungsregelungsmodus oder dem Energieausgleichsmodus vergleicht LDO-Reglersystem 1 eine oder mehrere entsprechende Referenzspannungen mit einer oder mehrere entsprechenden Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung in der Strommenge zu bestimmen, die von LDO-Reglersystem 1 zugeführt werden muss, wobei die erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand vorhanden ist und eine erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand (604) vorhanden ist. In manchen Beispielen kann LDO-Reglersystem 1 im Spannungsregelungsmodus arbeiten und die Änderung der Strommenge, die von LDO-Reglersystem 1 zugeführt werden muss, kann auf dem Vergleich einer zweiten Referenzspannung mit einer zweiten Rückkopplungsspannung basieren, und die zweite Referenzspannung kann am Eingang vorhanden sein und die zweite Rückkopplungsspannung kann eine Spannung sein, die proportional zu einer Ausgangsspannung an einer Last ist. In manchen Beispielen kann LDO-Reglersystem 1 einen zweiten Strom basierend auf dem Vergleich der zweiten Referenzspannung mit der zweiten Rückkopplungsspannung mit einem zweiten Verstärker erzeugen, und die zweite Referenzspannung kann eine Eingabe sein und die zweite Rückkopplungsspannung kann eine Spannung sein, die proportional zu einer Ausgangsspannung an einer Last von LDO-Reglersystem 1 ist. In anderen Beispielen kann LDO-Reglersystem 1 im Energieausgleichsmodus arbeiten und die Änderung der Strommenge, die vom LDO-Reglersystem 1 zugeführt werden muss, kann auf dem Vergleich einer ersten Referenzspannung mit einer ersten Rückkopplungsspannung basieren, wobei die erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand vorliegt und die erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand vorliegt. In manchen Beispielen kann LDO-Reglersystem 1 in entweder dem Spannungsregelungsmodus oder dem Energieausgleichsmodus arbeiten, und das LDO-Reglersystem 1 kann einen ersten Strom basierend auf dem Vergleich der ersten Referenzspannung mit der ersten Rückkopplungsspannung durch einen ersten Verstärker erzeugen.
Als Antwort auf die Änderung der Strommenge, die von LDO-Reglersystem 1 zugeführt werden muss, kann LDO-Reglersystem 1 eine Strommenge anpassen, die durch einen Transistor fließt, um eine Last von LDO-Reglersystem 1 auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel (606) zu halten. In manchen Beispielen kann, wenn LDO-Reglersystem 1 im Spannungsregelungsmodus arbeitet, LDO-Reglersystem 1 bezüglich der Anpassung der Strommenge, die durch den Transistor fließt, um die Last auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, beschränkt sein, wenn die erste Rückkopplungsspannung größer ist als die erste Referenzspannung. In manchen Beispielen kann LDO-Reglersystem 1 die Strommenge, die durch den Transistor fließt, um die Last auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, anpassen, indem es an einer Ausgangspufferstufe eine Strommenge von einem kombinierten Ausgang eines ersten und eines zweiten Verstärkers empfängt und durch die Ausgangspufferstufe ein Steuersignal an einem Gate oder einer Base des Transistors basierend auf der Strommenge erzeugt, die an der Ausgangspufferstufe vom kombinierten Ausgang empfangen wird. In manchen Beispielen kann das Steuersignal eines aus einem Spannungssignal, wenn der Transistor ein p-Kanal-Feldeffekttransistor (PFET) ist, oder ein Stromsignal, wenn der Transistor ein PNP-Bipolartransistor ist, sein.
In einem oder mehreren Beispielen können die beschriebenen Funktionen in Hardware, Software, Firmware oder einer beliebigen Kombination davon implementiert sein. Bei Implementierung in Software können die Funktionen als ein oder mehrere Anweisungen oder Codes auf einem computerlesbaren Medium gespeichert oder von diesem übertragen werden und von einer hardwarebasierten Verarbeitungseinheit ausgeführt zu werden. Computerlesbare Medien können computerlesbare Speichermedien umfassen, die einem physischen Medium, wie z. B. Datenspeichermedien, oder Kommunikationsmedien entsprechen, einschließlich beliebiger Medien, die Übertragungen eines Computerprogramms von einem Ort zu einem anderen unterstützen, z. B. gemäß einem Kommunikationsprotokoll. Auf diese Weise kann ein computerlesbares Medium im Allgemeinen ein (1) physisches computerlesbares Speichermedium, das nicht flüchtig ist, oder (2) ein Kommunikationsmedium, wie z. B. ein Signale oder eine Trägerwelle, sein. Datenspeichermedien können beliebige Medien sein, auf die ein oder mehrere Computer oder ein oder mehrere Prozessoren zugreifen können, um Anweisungen, Codes und/oder Datenstrukturen zur Implementierung der in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken abzurufen. Ein Computerprogrammprodukt kann ein computerlesbares Medium umfassen.
Als Beispiele, und nicht als Einschränkung, können solche computerlesbaren Medien RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM oder andere optische Speicherplatten, magnetische Speicherplatten oder andere magnetische Speichervorrichtungen, einen Flashspeicher oder ein beliebiges anderes Medium, das verwendet werden kann, um einen gewünschten Programmcode in Form von Anweisungen oder Datenstrukturen zu speichern, und auf das ein Computer zugreifen kann, umfassen. Außerdem ist jede Verbindung richtigerweise als computerlesbares Medium bezeichnet. Wenn beispielsweise Anweisungen von einer Webseite, einem Server oder einer anderen entfernten Quelle mithilfe eines Koaxialkabels, Lichtleitkabels, eines Torsionskabels, einer digitalen Teilnehmerleitung (DSL) oder anderer Drahtlostechnologien, wie z. B. Infrarot, Funk und Mikrowellen, übertragen werden, dann sind das Koaxialkabel, Lichtleitkabel, Torsionskabel, DSL oder die Drahtlostechnologien, wie z. B. Infrarot, Funk und Mikrowellen, in die Definition von Mediums eingeschlossen. Es versteht sich jedoch, dass computerlesbare Speichermedien und Datenspeichermedien keine Verbindungen, Trägerwellen, Signale oder anderen flüchtigen Medien umfassen, sondern sich stattdessen auf nichtflüchtige, physische Speichermedien beziehen. Platten und Scheiben umfassen, wie hierin verwendet, Kompaktspeicherscheiben (CD), Laserscheiben, optische Scheiben, Digital Versatile Discs (DVD), Disketten und Blu-Ray-Scheiben, wobei Platten üblicherweise Daten magnetisch reproduzieren, während Discs Daten optisch mit Lasern reproduzieren. Kombinationen der oben genannten sind ebenfalls in den Umfang der computerlesbaren Medien eingeschlossen.
Anweisungen können von einem oder mehreren Prozessoren ausgeführt werden, wie z. B. einem oder mehreren digitalen Signalprozessoren (DSPs), Allzweckmikroprozessoren, anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs), programmierbaren Logikanordnungen (FPGAs) oder anderen äquivalenten integrierten oder separaten logischen Schaltungen. Demgemäß kann sich die Bezeichnung „Prozessor“ wie hierin verwendet auf beliebige der oben genannten Strukturen oder eine beliebige andere Struktur beziehen, die zur Implementierung der hierin beschriebenen Techniken geeignet ist. Außerdem kann die hierin beschriebene Funktionalität in einigen Aspekten innerhalb von zweckbestimmten Hardwareeinheiten oder Softwaremodulen bereitgestellt sein. Außerdem können die Techniken vollständig in einer oder mehreren Schaltungen oder Logikelementen implementiert werden.
Die Techniken dieser Offenbarung können in verschiedensten Vorrichtungen oder Geräten, einer integrierten Schaltung (IC) oder einem Satz von ICs (z. B. einem Chipsatz) implementiert werden. In dieser Offenbarung sind verschiedene Bauteile, Module oder Einheiten beschrieben, um die funktionellen Aspekte von Vorrichtungen zu betonen, die konfiguriert sind, um die offenbarten Techniken auszuführen, was aber nicht notwendigerweise eine Umsetzung durch verschiedene Hardwareeinheiten erfordert. Im Gegenteil können, wie oben beschrieben, verschiedene Einheiten durch eine Gruppe von interoperativen Hardwareeinheiten bereitgestellt sein, einschließlich einer oder mehrerer Prozessoren wie oben beschrieben gemeinsam mit geeigneter Software und/oder Firmware.
Verschiedene veranschaulichende Aspekte der Offenbarung wurden oben beschrieben. Diese und andere Aspekte liegen innerhalb des Schutzumfangs der folgenden Ansprüche.

Claims

Verfahren, umfassend: Betreiben eines Low-Dropout-Reglersystems in einer Spannungsregelungsbetriebsart oder einer Energieausgleichsbetriebsart, wobei das Verfahren zum Betreiben des Low-Dropout-Reglersystems umfasst: Vergleichen einer oder mehrerer jeweiliger Referenzspannungen mit einer oder mehreren jeweiligen Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung einer Strommenge zu bestimmen, die von dem Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, wobei eine erste Referenzspannung über einen Referenzwiderstand anliegt und eine erste Rückkopplungsspannung über einen Nebenwiderstand anliegt; und als Antwort auf die Änderung der Strommenge, die von dem Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, Anpassen einer Strommenge, die durch einen Transistor fließt, um eine Last auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Low-Dropout-Reglersystem in der Spannungsregelungsbetriebsart arbeitet, wobei die Änderung der Strommenge, die vom Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, auf dem Vergleich einer zweiten Referenzspannung mit einer zweiten Rückkopplungsspannung basiert und wobei die zweite Referenzspannung eine Eingabe ist und die zweite Rückkopplungsspannung eine Spannung ist, die proportional zu einer Ausgangsspannung über einer Last ist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Low-Dropout-Reglersystem in der Spannungsregelungsbetriebsart arbeitet und wobei das Anpassen der Strommenge, die durch den Transistor fließt, um die Last auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, begrenzt ist, wenn die Rückkopplungsspannung größer ist als die erste Referenzspannung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Low-Dropout-Reglersystem in der Energieausgleichsbetriebsart arbeitet und wobei die Änderung der Strommenge, die vom Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, auf dem Vergleich der ersten Referenzspannung mit der ersten Rückkopplungsspannung basiert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–4, wobei das Vergleichen der einen oder mehreren Referenzspannungen mit der einen oder den mehreren Rückkopplungsspannungen ein Erzeugen eines ersten Stroms basierend auf dem Vergleich der ersten Referenzspannung mit der ersten Rückkopplungsspannung durch einen ersten Verstärker umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–5, wobei das Vergleichen der einen oder mehreren Referenzspannungen mit der einen oder den mehreren Rückkopplungsspannungen ein Erzeugen eines zweiten Stroms basierend auf dem Vergleich einer zweiten Referenzspannung mit einer zweiten Rückkopplungsspannung durch einen zweiten Verstärker umfasst, und wobei die zweite Referenzspannung eine Eingabe ist und die zweite Rückkopplungsspannung eine Spannung ist, die proportional zu einer Ausgangsspannung über einer Last ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–6, wobei das Anpassen der Strommenge, die durch den Transistor fließt, um die Last auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, umfasst: Empfangen einer Strommenge von einem kombinierten Ausgang eines ersten und eines zweiten Verstärkers durch eine Ausgangspufferstufe; und Erzeugen, durch die Ausgangspufferstufe, eines Steuersignals an einem Gate des Transistors basierend auf der Strommenge, die von dem kombinierten Ausgang empfangen wird.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Steuersignal ein Spannungssignal für einen p-Kanal-Feldeffekttransistor (PFET) oder ein Stromsignal für einen PNP-Bipolartransistor ist.
Low-Dropout-Reglersystem, umfassend: einen Transistor, der mit einer Energiequelle eines linearen Low-Dropout-Reglers und einer Last des linearen Low-Dropout-Reglers verbunden ist, wobei der Transistor eine Strommenge liefert, die zum Halten eines Ausgangs des linearen Low-Dropout-Reglers auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel erforderlich ist; einen Nebenwiderstand, der mit dem Transistor in Reihe geschaltet ist; eine Referenzstufe, wobei die Referenzstufe einen Referenzwiderstand, der mit der Energiequelle des linearen Low-Dropout-Reglers verbunden ist, und eine Stromquelle, die mit Masse verbunden ist, umfasst; eine erste Verstärkerstufe, wobei die erste Verstärkerstufe einen ersten Strom erzeugt, der proportional zu einer Differenz zwischen einem Spannungsabfall am Nebenwiderstand und einer Referenzspannung am Referenzwiderstand ist; eine zweite Verstärkerstufe, wobei die zweite Verstärkerstufe einen zweiten Strom erzeugt, der proportional zu einer Differenz zwischen einer proportionalen Ausgangsspannung und einer zweiten Referenzspannung ist; und eine Ausgangspufferstufe, die zwischen einem kombinierten Ausgang der ersten und zweiten Verstärkerstufe und einem Gate des Transistors verbunden ist, wobei die Ausgangspufferstufe ein Steuersignal erzeugt, um den Transistor basierend auf einer Ausgabe vom kombinierten Ausgang zu regeln; wobei die erste Verstärkerstufe in einer Spannungsregelungsbetriebsart eingerichtet ist, den ersten Strom abzuleiten, wobei die erste Verstärkerstufe in einer Energieausgleichsbetriebsart eingerichtet ist, den ersten Strom abzuleiten oder zuzuführen, wobei die zweite Verstärkerstufe in der Spannungsregelungsbetriebsart eingerichtet ist, den zweiten Strom abzuleiten oder zuzuführen und wobei die zweite Verstärkerstufe in der Energieausgleichsbetriebsart eingerichtet ist, den zweiten Strom vom kombinierten Ausgang zu isolieren.
Low-Dropout-Reglersystem nach Anspruch 9, ferner umfassend: einen ersten Schalter, der mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe verbunden ist; und einen zweiten Schalter, der mit einem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe verbunden ist; wobei die Ausgänge des ersten Schalters und des zweiten Schalters miteinander verbunden sind, um den kombinierten Ausgang zu bilden, wobei eine erste Stellung des ersten Schalters der Spannungsregelungsbetriebsart der ersten Verstärkerstufe entspricht, wobei eine zweite Stellung des ersten Schalters der Energieausgleichsbetriebsart der ersten Verstärkerstufe entspricht, wobei eine erste Stellung des zweiten Schalters der Spannungsregelungsbetriebsart der zweiten Verstärkerstufe entspricht und wobei eine zweite Stellung des zweiten Schalters der Energieausgleichsbetriebsart der zweiten Verstärkerstufe entspricht.
Low-Dropout-Reglersystem nach Anspruch 10, ferner umfassend: eine Diode, wobei die Diode zwischen der ersten Stellung des ersten Schalters und dem kombinierten Ausgang verbunden ist und wobei die Diode eingerichtet ist, es der ersten Verstärkerstufe nur dann zu ermöglichen, den ersten Strom abzuleiten, wenn der erste Schalter in der ersten Stellung ist.
Low-Dropout-Reglersystem nach Anspruch 10 oder 11, wobei die erste und zweite Verstärkerstufe in der Energieausgleichsbetriebsart arbeiten, ferner umfassend: einen separaten, voll integrierten linearen Drop-Out-Regler, wobei der separate, voll integrierte lineare Drop-Out-Regler eingerichtet ist, einen Replikationsstrom zur Referenzstufe zuzuführen, und wobei die Referenzstufe eingerichtet ist, den Transistor anzusteuern, um einen Strom zur Last zuzuführen, der einen Ausgangsstrom vom separaten, voll integrierten linearen Low-Dropout-Regler zur Last spiegelt.
Low-Dropout-Reglersystem nach einem der Ansprüche 9–12, wobei der Nebenwiderstand entweder eine Source des Transistors mit der Energiequelle oder einen Drain des Transistors mit der Last des linearen Low-Dropout-Reglers verbindet.
Low-Dropout-Reglersystem nach einem der Ansprüche 9–13, wobei der Transistor außerhalb eines separaten, voll integrierten linearen Low-Dropout-Reglers liegt und wobei sich die Referenzstufe, die erste und zweite Verstärkerstufe und die Ausgangspufferstufe innerhalb des separaten, voll integrierten linearen Low-Dropout-Reglers befinden.
Low-Dropout-Reglersystem nach Anspruch 14, wobei der Transistor ein p-Kanal-Feldeffekttransistor oder ein PNP-Bipolartransistor ist.
Low-Dropout-Reglersystem nach einem der Ansprüche 9–15, ferner einen Vorspannungswiderstand umfassend, wobei der Vorspannungswiderstand es der Ausgangspufferstufe ermöglicht, ein Spannungssteuersignal dem Gate des Transistors bereitzustellen.
Vorrichtung, umfassend: Mittel zum Betreiben eines Low-Dropout-Reglersystems in einer Spannungsregelungsbetriebsart; und Mittel zum Betreiben des Low-Dropout-Reglersystems in einer Energieausgleichsbetriebsart, wobei die Mittel zum Betreiben des Low-Dropout-Reglersystems in der Spannungsregelungsbetriebsart und in der Energieausgleichsbetriebsart ferner umfassen: Mittel zum Vergleichen einer oder mehrerer jeweiliger Referenzspannungen mit einer oder mehreren jeweiligen Rückkopplungsspannungen, um eine Änderung einer Strommenge zu bestimmen, die vom Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, wobei eine erste Referenzspannung an einem Referenzwiderstand anliegt und eine erste Rückkopplungsspannung an einem Nebenwiderstand anliegt; und Mittel zum Anpassen einer Strommenge, die durch einen Transistor fließt, um eine Last auf einem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, als Antwort auf die Änderung der Strommenge, die vom Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Low-Dropout-Reglersystem in der Spannungsregelungsbetriebsart arbeitet, wobei die Änderung der Strommenge, die vom Low-Dropout- Reglersystem zugeführt werden muss, auf dem Vergleich einer zweiten Referenzspannung mit einer zweiten Rückkopplungsspannung basiert und wobei die zweite Referenzspannung eine Eingabe ist und die zweite Rückkopplungsspannung eine Spannung ist, die proportional zu einer Ausgangsspannung über der Last ist.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Mittel zum Anpassen der Strommenge, die durch den Transistor fließt, um die Last auf dem konstanten Ausgangsspannungspegel zu halten, beschränkt sind, wenn die erste Rückkopplungsspannung größer ist als die erste Referenzspannung.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17–19, wobei die Mittel zum Betreiben des Low-Dropout-Reglersystems in der Energieausgleichsbetriebsart arbeiten und wobei die Änderung der Strommenge, die vom Low-Dropout-Reglersystem zugeführt werden muss, auf dem Vergleich der ersten Referenzspannung mit der ersten Rückkopplungsspannung basiert.