CN103312186A - 开关元件驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够有效地进行用于将噪声峰值的频率成分收进标准基准内的噪声对策的开关元件驱动电路。作为具有开关元件(Q)和控制开关元件(Q)的动作的控制部并构成为能够应用于电力转换装置的开关元件驱动电路的高效率转换器(5)具备驱动电压控制部(12)，该驱动电压控制部(12)构成为能够基于电源电流检测电路(6)所检测出的电源电流的检测值使开关元件(Q)的开关速度可变。

Description

开关元件驱动电路
技术领域
本发明涉及一种开关元件驱动电路。
背景技术
在设计电力转换装置时，需要考虑从装置产生的噪声的大小、频率成分等。在将使用于空调机的电力转换装置作为一例考虑时，从这种电力转换装置产生的噪声受到安装条件、电源条件、运转状态、产品个体差等的影响而发生变化。在装置内产生的噪声(噪声电流)成为辐射噪声而从装置辐射，该辐射噪声的频率成分中包含有固定高频的整数倍的噪声成分(特定)。由于辐射噪声的频率成分是特定频率成分而具有大的峰值。另外，辐射噪声的辐射路径非常复杂。由于这些原因，在电力转换装置中噪声对策(设计)变得非常难。
另一方面，在制造电力转换装置来出厂时，需要设定为相对于标准基准具有充分的余量的基准水平。因此，需要充分地实施抑制产生噪声量的对策，导致噪声对策部件的大型化、部件件数增加。
作为抑制产生噪声量的对策之一，考虑降低开关元件的开关速度。然而，虽然通过降低开关元件的开关速度来能够抑制产生噪声量，但其反面是产生导致开关损失增加的其它问题。
此外，在下述专利文献1的开关元件驱动电路中，公开了如下技术：在具有追随电流指令值来驱动开关元件并控制流过开关元件的主电流的开关元件驱动部的电力转换装置的开关元件驱动电路中，根据电流指令值的大小来控制施加到开关元件的驱动电压的时间变化率。
专利文献1：日本特开2010-252451号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在上述以往技术中，使施加到开关元件的驱动电压的时间变化率根据电流指令值的大小而发生变化，因此在交流电源的一个周期内无法使开关速度可变。因此，在以往技术中，在一定负荷条件下难以使噪声频率成分分散。另外，在以往技术中，虽然能够得到关于噪声量降低的一定效果，但是噪声的峰值成分依然残留。因此，以往技术对于用于将噪声峰值的频率成分收进标准基准内的噪声对策并不有效，依然留有需要很多噪声对策的问题。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于得到一种能够有效地进行用于将噪声峰值的频率成分收进标准基准内的噪声对策的开关元件驱动电路。
用于解决问题的方案
为了解决上述问题并达到目的，本发明的特征在于，在构成为能够应用于电力转换装置并具有开关元件和控制该开关元件的动作的控制部的开关元件驱动电路中，上述控制部具备驱动电压控制部，该驱动电压控制部构成为能够基于电源电流使上述开关元件的开关速度可变。
发明的效果
根据本发明，起到能够抑制噪声峰值的同时使损失变小的效果。另外，根据本发明，起到能够有效地进行用于将噪声峰值的频率成分收进标准基准内的噪声对策的效果。
附图说明
图1是表示包括实施方式1所涉及的开关元件驱动电路的电力转换装置的一个结构例的图。
图2是表示实施方式1所涉及的高效率转换器的一个结构例的图。
图3是表示与实施方式1中的开关速度切换控制有关的流程图的图。
图4是表示实施方式1所涉及的高效率转换器的其它结构例的图。
（附图标记说明）
1：交流电源；2：噪声滤波器；3：整流电路；4：逆变器；5：高效率转换器；6：电源电流检测电路；7：电源同步信号检测电路；8：转换器驱动电路；9：母线电压检测电路；10：母线电流检测电路；11：微型计算机；12：驱动电压控制部；12a：导通速度切换电路；12b：关断速度切换电路；12A、12C：第一栅极电阻值变更电路；12B、12D：第二栅极电阻值变更电路；20：压缩机；50：电力转换装置；C：平滑电容器；D：二极管；L：电抗器；Q、Q1、Q2：开关元件；Rg：栅极电阻；Rg1、Rg2：电阻。
具体实施方式
下面参照附图来说明本发明的实施方式所涉及的开关元件驱动电路。此外，并不是通过以下所示的实施方式限定本发明。
实施方式1.
图1是表示包括本发明的实施方式1所涉及的开关元件驱动电路的电力转换装置50的一个结构例的图，示出了对使用于空调机的压缩机20进行驱动的情况下的一般电路结构。在图1中，以虚线表示的部分表示作为开关元件驱动电路的高效率转换器5。
如图1所示，电力转换装置50将噪声滤波器2、整流电路3、电抗器L、开关元件Q、二极管D、平滑电容器C以及逆变器4作为主电路部构成，并且作为控制开关元件Q和逆变器4的控制系统(控制部)具有包括导通速度切换电路12a和关断速度切换电路12b的驱动电压控制部12、向驱动电压控制部12输出所需的信号的转换器驱动电路8以及微型计算机11，作为传感器系统具有检测电源电流的电源电流检测电路6、使用交流电源1的频率(电源频率)的信息来检测与电源频率同步的信号的电源同步信号检测电路7、检测母线电压的母线电压检测电路9以及检测母线电流的母线电流检测电路10来构成。
整流电路3主要由二极管的电桥电路构成，经由噪声滤波器2将交流电源1的交流电压进行整流。平滑电容器C对由整流电路3整流了的电压进行平滑。逆变器4将通过平滑电容器C平滑了的电压转换为期望电压、期望频率的交流电压来驱动压缩机20。在整流电路3与平滑电容器C之间，电抗器L和逆流阻止用的二极管D以该顺序串联连接。高效率转换器5所具备的开关元件Q连接在电抗器L和二极管D的连接端与负侧的直流母线之间。
此外，在图1中，将母线电流检测电路10设为高效率转换器5的内部的结构部并将电源电流检测电路6、电源同步信号检测电路7以及母线电压检测电路9设为外部的结构部来示出，但是这些结构是为了方便起见而设定的，是任意的。例如在作为现有功能具有与母线电流检测电路10相当的功能的情况下，也可以是将该功能部的输出输入到转换器驱动电路8那样的结构。另外，与该情况相反地，在为了实现本实施方式的功能而设置电源电流检测电路6和电源同步信号检测电路7的情况下，也可以将这些作为高效率转换器5的结构部设定位置。
高效率转换器5的基本动作如下。首先，对转换器驱动电路8输入来自微型计算机11的母线电压指令值、母线电压检测电路9所检测出的母线电压的检测值(母线电压检测值)以及母线电流检测电路10所检测出的母线电流的检测值(母线电流检测值)。转换器驱动电路8将使用这些母线电压指令值、母线电压检测值以及母线电流检测值校正后的指令信号(PWM信号)作为开关脉冲输出，驱动开关元件Q。
此外，驱动电压控制部12是为了实现后述的本实施方式的功能而设置的电路，对驱动电压控制部12输入来自转换器驱动电路8的指令信号和来自微型计算机11的切换信号(后述的切换信号1、2)。微型计算机11所生成的指令信号是基于电源电流检测电路6所检测出的电源电流的检测值(电源电流检测值)以及电源同步信号检测电路7所检测出的零交叉（zero-cross）信号(电源零交叉)而生成的。
图2是表示实施方式1所涉及的高效率转换器5的一个结构例的图，示出了高效率转换器5中的驱动电压控制部12的细节结构。此外，图2所示的符号与图1所示的相同。
在图2中，作为实现图1所示的导通速度切换电路12a和关断速度切换电路12b的功能的电路，示出与在转换器驱动电路8与开关元件Q之间连接的栅极电阻Rg并联连接的第一栅极电阻值变更电路12A和第二栅极电阻值变更电路12B。第一栅极电阻值变更电路12A由第一电阻Rg1和第一开关元件Q1的串联电路构成，第二栅极电阻值变更电路12B由第二电阻Rg2和第二开关元件Q2的串联电路构成。
此外，在图2中，示出了将形成第一电阻Rg1和第一开关元件Q1的串联电路的第一栅极电阻值变更电路12A和形成第二电阻Rg2和第二开关元件Q2的串联电路的第二栅极电阻值变更电路12B并联连接到栅极电阻Rg的结构，但是也可以设为如图4所示那样将形成第一电阻Rg1和第一开关元件Q1的并联电路的第一栅极电阻值变更电路12C和形成第二电阻Rg2和第二开关元件Q2的并联电路的第二栅极电阻值变更电路12D串联连接到栅极电阻Rg的结构。
另外，在图2中，设为设置两个栅极电阻值变更电路的结构，但是也可以设为设置三个以上的栅极电阻值变更电路的结构。通过设置许多栅极电阻值变更电路，能够更细致地变更栅极电阻值。
接着，参照图2和图3的附图来说明本实施方式所涉及的高效率转换器5的主要部分动作、即驱动电压控制部12的动作。图3是表示与实施方式1中的开关速度切换控制有关的流程图的图。
此外，设为在微型计算机11中预先以与栅极电阻值(开关速度)和/或电源电流的关系来测量从高效率转换器5产生的噪声量并记录为未图示的数据表，后述的“阈值1”和“阈值2”也记录在该数据表中。
在步骤S101中，电源电流被检测而输入到微型计算机11。在步骤S102中，将电源电流检测值与作为第一阈值的“阈值1”之间的大小关系进行比较。在电源电流检测值小于阈值1的情况下(步骤S102、“是”)，微型计算机11生成使开关元件Q1断开的切换信号1(以下表述为“切换信号1：断开”，切换信号2也同样地表述)、使开关元件Q2断开的切换信号2并输出(步骤S103)。以后返回到步骤S101的处理。
另外，在电源电流检测值大于或等于阈值1的情况下(步骤S102、“否”)，进一步在步骤S104中将与作为大于“阈值1”的第二阈值的“阈值2”之间的大小关系进行比较。在电源电流检测值小于阈值2的情况下(步骤S104、“是”)，微型计算机11生成使开关元件Q1接通的切换信号1(以下表述为“切换信号1：接通”，表述为切换信号2：断开)和使开关元件Q2断开的切换信号2并输出(步骤S105)。以后与步骤S103同样地返回到步骤S101的处理。另一方面，在电源电流检测值大于或等于阈值2的情况下(步骤S104、“否”)，微型计算机11生成使开关元件Q1接通的切换信号1和使开关元件Q2接通的切换信号2并输出(步骤S106)。以后，与步骤S103、S105同样地返回到步骤S101的处理。
当如步骤S103那样输出将开关元件Q1、Q2这双方控制为断开的切换信号1和切换信号2时，连接在开关元件Q的栅极的电阻仅为Rg，因此栅极电阻值为最大。
另外，当如步骤S105那样进行使切换信号1接通、使切换信号2断开的控制时，连接在开关元件Q的栅极的电阻为Rg和Rg1，因此总的栅极电阻为Rg与Rg1的合成电阻，电阻值比步骤S103时下降。
另外，当如步骤S106那样进行使切换信号1和切换信号2这双方接通的控制时，连接在开关元件Q的栅极的电阻为Rg、Rg1和Rg2，因此总的栅极电阻为Rg、Rg1和Rg2的合成电阻，电阻值进一步下降。
归纳上述控制则如下。
(1)在进行了使开关元件Q1、Q2这双方断开的控制的情况下，总的栅极电阻为最大，因此开关速度最慢。
(2)在进行了使开关元件Q1、Q2这双方接通的控制的情况下，总的栅极电阻为最小，因此开关速度最快。
(3)在进行了使开关元件Q1接通并使开关元件Q2断开的控制的情况下，总的栅极电阻取(1)与(2)之间的值，因此开关速度快于(1)而慢于(2)。
通过这样，针对每个载波周期(carrier cycle)实施基于图3所示的流程图的控制。通过该控制，能够在每个载波周期的各定时选择期望的栅极电阻值来改变开关速度。
通过上述的开关速度切换控制，能够得到以下所示的效果。
首先，在电源电流小时，使栅极电阻变大来抑制开关速度，使噪声变小。另一方面，随着电流变大，使栅极电阻变小来提高开关速度，抑制开关损失。通过该控制，可得到能够抑制噪声峰值的同时使损失变小的效果。
另外，由于电源是交流，因此在电源的一个周期中有电流的增减。因此，如果针对每个载波周期实施栅极电阻的切换，则在比载波周期长的电源的一个周期中能够使开关速度可变，由此能够使噪声成分的频率分散。其结果，能够抑制特定的噪声频率成分。
如以上所说明的那样，根据实施方式1所涉及的开关速度切换控制，在电源电流小时，使栅极电阻变大来抑制开关速度，另一方面，随着电流变大，使栅极电阻变小来提高开关速度，因此能够抑制噪声峰值的同时使损失变小。
另外，根据实施方式1所涉及的开关速度切换控制，能够在电源的一个周期中使开关速度可变，因此能够使噪声成分的频率分散来抑制峰值，能够折衷选择产生噪声与开关损失来进行有效的驱动控制。
另外，根据实施方式1所涉及的开关速度切换控制，能够进行在低电流区域使噪声降低优先而在大电流区域使效率优先的控制，因此能够实现噪声滤波器部件的削减、小型化，能够提高装置的耗电效率，其结果，能够容易且有效地进行用于将噪声峰值的频率成分收进标准基准内的噪声对策。
实施方式2.
在以上的实施方式1中，设为进行针对每个载波周期选择栅极电阻值的控制，但是也能够针对每个电源相位选择栅极电阻值。一般的有源转换器(实施方式1的高效率转换器5也是其一例)在通常的控制中检测电源同步信号(零交叉)，因此能够根据零交叉点间的时间来计算电源频率。如果知道电源频率，则能够根据从零交叉点起的时间来计算当前的电源相位。因此，在实施方式2中，即使在针对每个电源相位实施栅极电阻的选择的情况下，也能够与实施方式1同样地在电源的一个周期中使开关速度可变，能够得到与实施方式1相同的效果。
实施方式3.
在实施方式3中，说明使用于高效率转换器的开关元件。作为在高效率转换器中使用的开关元件，一般是例如以硅(Si：Silicon)为原料的开关元件(IGBT、MOSFET等，以下称为“Si元件”)。上述实施方式1、2中说明的开关速度切换控制能够将该一般的Si元件用作高效率转换器的开关元件。
另一方面，在上述实施方式1、2中说明的技术并不限定于Si元件。代替该Si元件而将近年受到关注的以碳化硅(SiC：Silicon Carbide)作为原料的开关元件(以下称为“SiC元件”)应用于高效率转换器的开关元件是非常有用的。
作为SiC元件的特征，能够使开关时间相对于以往元件(例如Si元件)非常短(约1/10以下)。因此，通过SiC元件的使用，能够实现高频化。另外，由于开关损失变少，因此稳定时的损失也能够大幅(约1/10以下)降低。因而，即使例如在低电流区域为了抑制噪声而使开关速度变慢，也能够将损失的增加抑制为很少，在大电流区域通过使开关速度相对变快来能够实现损失的降低。
另外，SiC元件具有能够在高温下使用的特征，因此如果作为高效率转换器所具备的开关元件使用SiC元件，则能够使开关元件模块的容许动作温度变高，能够提高载波频率来使控制开关元件时的开关速度增加。
此外，SiC是由于带隙比Si大的特性而被称为宽带隙半导体的半导体的一例。除了该SiC以外，例如使用氮化镓(GaN：Gallium Nitride)、金刚石形成的半导体也属于宽带隙半导体，它们的特性也与SiC类似的方面多。因而，使用SiC以外的其它宽带隙半导体的结构也形成实施方式1～3所涉及的发明的宗旨。
另外，由这种宽带隙半导体形成的开关元件的耐电压性高，容许电流密度也高，因此能够实现开关元件的小型化，通过使用该小型化了的开关元件，能够实现嵌入了该开关元件的半导体模块的小型化。
另外，由宽带隙半导体形成的晶体管元件、二极管元件的耐热性也高，因此能够实现散热器等的冷却器的小型化，能够实现开关元件模块的进一步的小型化。
并且，由宽带隙半导体形成的开关元件的电力损失低，因此能够实现开关元件的高效率化，进而能够实现开关元件模块的高效率化。
此外，以上的实施方式1～3示出的结构是本发明的结构的一例，还能够与其它公知的技术组合，在不脱离本发明的宗旨的范围内还能够进行省略一部分等的变更来构成，这是不言而喻的。
产业上的可利用性
如上所述，本发明作为能够有效地进行噪声对策的开关元件驱动电路有用。

Claims (6)

1.一种开关元件驱动电路，其特征在于，构成为能够应用于电力转换装置，并具有开关元件和控制该开关元件的动作的控制部，
所述控制部具备驱动电压控制部，该驱动电压控制部构成为能够基于电源电流使所述开关元件的开关速度可变。
2.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述驱动电压控制部针对每个载波周期使所述开关速度可变。
3.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述驱动电压控制部根据电源相位使所述开关速度可变。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述驱动电压控制部在针对每个载波周期使所述开关速度可变时，在所述电源电流小于第一阈值时抑制开关速度，在所述电源电流大于或等于所述第一阈值、且小于比所述第一阈值大的第二阈值时，提高开关速度，在所述电源电流大于或等于所述第二阈值时进一步提高开关速度。
5.根据权利要求1～3中的任一项所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述开关元件由宽带隙半导体形成。
6.根据权利要求5所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述宽带隙半导体由碳化硅、氮化镓或金刚石生成。
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