DE102005054949A1

DE102005054949A1 - Integrierte Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE102005054949A1
Application number: DE102005054949A
Authority: DE
Inventors: Eiji Kawasaki Shimada
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2004-11-17
Filing date: 2005-11-17
Publication date: 2006-07-13
Also published as: JP4641178B2; US7310006B2; JP2006148323A; US20060103428A1

Abstract

Um einen Ausgangs-MOS-Transistor vor dem Versagen infolge von einem Entladestromstoß und einer gegenelektromotorischen Kraft zu schützen, hat eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung einen Ausgangs-MOS-Transistor, der den durch eine Last fließenden Strom steuert, eine dynamische Klemmschaltung, die eine am Ausgangs-MOS-Transistor angelegte Überspannung klemmt, eine Verzögerungsschaltung zur Erzeugung eines Referenzsignals durch Einstellen eines Pegels einer Gate-Source-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors und eine Klemmsteuerschaltung, die den Betrieb der dynamischen Klemmschaltung, basierend auf dem Referenzsignal, bewirkt, wenn an dem Ausgangs-MOS-Transistor eine gegenelektromotorische Kraft angelegt ist.

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung, insbesondere eine integrierte Halbleiterschaltung, die eine Schutzschaltung hat, um einen Ausgangstransistor vor Überspannung zu schützen.

Für Kraftfahrzeuge und elektrische Hausgeräte ist eine Leistungs-IC (integrierte Schaltung, auch "Leistungshalbleiter" genannt) mit einem Schaltelement zur Steuerung einer Spannung oder eines Stroms verwendet worden. In Antwort darauf sind verschiedene Techniken zum Schützen dieses Schaltelementes vor Überspannung vorgeschlagen worden (siehe beispielsweise die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung Nr. 2002-151989). Um ein Beispiel für die Überspannung zu geben, wird von der induktiven Lastseite eine gegenelektromotorische Kraft angelegt und von der Energieversorgungsseite ein Entladestromstoß angelegt.

10 ist ein Schaltbild, das die Konstruktion einer herkömmlichen Leistungs-IC 91 zeigt. Die herkömmliche Leistungs-IC 91 hat einen Ausgangs-MOS-Transistor M0, der ein Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET, im Nachfolgenden auch als "MOS" oder "MOS-Transistor" bezeichnet) als ein Schaltelement zur Steuerung des Stromes hat. Bei dem dargestellten Beispiel ist der Ausgangs-MOS-Transistor vor einer Last (induktiven Last 3) mit der Energieversorgung verbunden und funktioniert so als ein Hochseitenschal ter. Die induktive Last 3 ist beispielsweise ein Betätigungsglied, das eine Äquivalentschaltung ist, die aus einer Induktanzkomponente und einer Widerstandskomponente zusammengesetzt ist.

Bei dieser Ausführungsform bedeuteten die Begriffe "aus", "ein", "ausschalten" und "einschalten", wenn sie einfach als "aus", "ein" verwendet werden, das "Ausschalten" bzw. das "Einschalten" des Ausgangs-MOS-Transistors. Der Übergang des MOS-Transistors von einem Zustand des vollständigen Ausgeschaltetseins wird als "ausgeschaltet" bezeichnet und der Übergang des MOS-Transistors von einem ausgeschalteten Zustand in einem vollständig eingeschalteten Zustand wird als "einschalten" bezeichnet.

Der Ausgangs-MOS-Transistor M0 wird über den Anschluss Vbb (Energieversorgungsanschluss) mit Energie gespeist, hat ein Gate, dessen Spannung durch eine Ladungspumpschaltung 12 über einen Widerstand R3 geboostet wird und hat eine Source, die mit der induktiven Last 3 über einen Anschluss OUT (Ausgangsanschluss) verbunden ist. Ein Gate-Entladungs-MOS-Transistor N1 zum Entladen des Gates des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ist mit seinem Drain an einen Knoten zwischen der Ladungspumpschaltung 12 und dem Widerstand R3 verbunden, sein Gate empfängt ein Steuersignal S2 und seine Source ist mit dem Anschluss OUT verbunden.

Die Ladungspumpschaltung 12 wird in Antwort auf ein Steuersignal S1, das von einem Mikroprozessor oder dergleichen zugeführt wird, ein-/ausgeschaltet und der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 wird in Antwort auf das Steuersignal S2, das vom Mikroprozessor oder dergleichen zugeführt wird, ein-/ausgeschaltet.

Ferner hat die herkömmliche Leistungs-IC 91 eine dynamische Klemmschaltung 31, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 vor Durchbruch infolge der gegenelektromotorischen Kraft zu schützen, die zwischen dem Drain und dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 vorgesehen ist. Die dynamische Klemmschaltung 31 hat eine Hochspannungsdiode D6 und eine den Rückfluss verhindernde Diode D7.

Die gegenelektromotorische Kraft Vinv beim Ausschalten resultiert auf der Emission von Energie ((1/2)·L·IOUT·IOUT), die in der Induktanzkomponente der induktiven Last 3 akkumuliert ist. Während des Ausschaltens sinkt gemäß dem Abfall einer Gate-Source-Spannung Vgs des Ausgangs-MOS-Transistors eine Ausgangsspannung VOUT, um die gegenelektromotorische Kraft Vinv zu erzeugen. Wenn zu diesem Zeitpunkt die Ausgangsspannung VOUT auf die Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 fällt, wird die gegenelektromotorische Kraft Vinv geklemmt, um zu verhindern, dass die am Ausgangs-MOS-Transistor M0 anliegende Spannung über dessen Überschlagspannung hinausgeht.

Wenn andererseits in der herkömmlichen Leistungs-IC 91 eine Batterie als die Energieversorgung mit einem Alternator verbunden ist und ein Batterieanschluss, der mit der Batterie verbunden ist, während der Energieerzeugung des Alternators abfällt, wird eine positive Überspannung genannt "Entladestromstoß" (ungefähr 60 V) an den Anschluss Vbb angelegt.

Wenn der Entladestromstoß bei dem Aus-Zustand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 angelegt wird und die Klemmfunktion der dynamischen Klemmschaltung 31 aktiviert ist, geht der Ausgangs-MOS-Transistor M0 infolge von seiner eigenen Überhitzung kaputt. Somit ist es notwendig, die Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 auf einen Wert zu setzen, der nicht unter 60 V des Entladestromstoßes liegt. Ferner sollte die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 auf einen Wert nicht unter dem der Durchbruchsspannung der Hochspannungsdiode D6 gesetzt sein. Um den gleichen Ein-Widerstand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 beizubehalten, muss die Chipfläche proportional zu der Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 vergrößert werden. Eine Leistungs-IC mit der dynamischen Klemmschaltung 31 braucht eine größere Chipfläche als eine Leistungs-IC ohne die dynamische Klemmschaltung 31. Als Ergebnis ist die Leistungs-IC mit dynamischer Klemmschaltung 31 teurer.

Angesichts solcher Probleme haben die Anmelder der vorliegenden Erfindung in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2005-223399 (entspricht der US-Patentanmeldung Nr. 11/035,060) eine integrierte Halbleiterschaltung vorgeschlagen, bei der eine Klemmsteuerschaltung zum Steuern eines Klemmschaltungsbetriebes vorgesehen ist, um die Chipfläche zu minimieren.

11 zeigt ein Schaltbild der Konstruktion der herkömmlichen Leistungs-IC 92, wie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2005-223399 offenbart. Diese herkömmliche Leistungs-IC hat zusätzlich zu der Konfiguration gemäß 10 eine Klemmsteuerschaltung 32. Die Klemmsteuerschaltung 32 hat einen MOS-Transistor N2, einen Klemmschalt-MOS-Transistor P5 und einen Widerstand R4.

Der MOS-Transistor N2 ist mit seinem Drain über den Widerstand R4 an einen Anschluss Vbb angeschlossen, sein Gate ist mit dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 verbunden und seine Source ist mit einem Anschluss OUT verbunden. Der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 ist mit seiner Source an den Anschluss Vbb angeschlossen, sein Gate ist mit einem Knoten zwischen dem Widerstand R4 und dem Drain des MOS-Transistors N2 verbunden, und sein Drain ist mit der dynamischen Klemmschaltung 31 verbunden.

12 ist eine grafische Darstellung der Signalformen jedes Signals, wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 in der herkömmlichen Leistungs-IC 92 von ein nach aus geschaltet wird und dann von aus nach ein geschaltet wird.

Um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 von ein nach aus zu schalten, ist das Steuersignal S1 auf LOW (niedriger Pegel) gesetzt, um das Anlegen der geboosteten Spannung von der Ladungspumpschaltung 12 zu stoppen. Ferner ist das Steuersignal S2 auf HIGH (hohen Pegel) gesetzt, um den Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 einzuschalten und die Gate-Ladungen des Ausgangs-MOS-Transistors M0 über den Widerstand R3 und den Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 fließen zu lassen. Als Ergebnis sinkt die Gate-Source-Spannung Vgs, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 auszuschalten. Demgemäß wird das Fließen des Ausgangsstroms IOUT gestoppt und Ausgangsspannung VOUT gelangt auf 0.

Während einer Ausschaltperiode des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ist der MOS-Transistor N2 infolge des Potentials der Gate-Source-Spannung Vgs eingeschaltet. Eine Spannung VR am Widerstand R4 steigt, um den Klemmschalt-MOS-Transistor P5 einzuschalten und die dynamische Klemmschaltung 31 in Betrieb zu setzen. Dann wird die gegenelektromotorische Kraft Vinv, die mit der induktiven Last 3 zu diesem Zeitpunkt erzeugt worden ist, mit der dynamischen Klemmschaltung 31 geklemmt. Auf diese Weise aktiviert die herkömmliche Leistungs-IC 92 die dynamische Klemmschaltung 31 während der Ausschaltperiode.

Gemäß der Leistungs-IC 92 kann die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 daher ohne Berücksichtigung der Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 gesetzt werden, wodurch es möglich wird, die Durchbruchspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 zu reduzieren und die Chipfläche zu minimieren.

Die herkömmliche Leistungs-IC 92 gemäß 11 hat jedoch das Problem, dass wenn die Chipfläche wie vorstehend angegeben minimiert ist, bei Auftreten des Entladestromstoßes im Aus-Zustand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 der Ausgangs-MOS-Transistor versagen würde.

Dieses Problem wird infolge der Tatsache verursacht, dass wenn der Entladestromstoß auftritt, um die Drain-Source-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 abrupt zu erhöhen, eine parasitäre Drain-Gate- oder Drain-Source-Kapazität des Ausgangs-MOS-Transistors M0 die Spannung zwischen dem Gate und der Source des Ausgangs-MOS-Transistors M0 erzeugt.

13 zeigt eine Äquivalentschaltung im Aus-Zustand des Ausgangs-MOS-Transistors der herkömmlichen Leistungs-IC 92 gemäß 11, aus welcher die Klemmsteuerschaltung 32 entfernt ist. Ein Ein-Widerstand des Gate-Entlade-MOS-Transistors N1 ist mit RN1 bezeichnet. Mit Cdg und Cgd sind die Drain-Gate-Kapazität (parasitäre Kapazität) und die Gate-Source-Kapazität (parasitäre Kapazität) des Ausgangs-MOS-Transistors M0 bezeichnet.

Zur Erleichterung der Erläuterung ist in der 14 eine Äquivalentschaltung gezeigt, bei der die Impedanz des induktiven Last 3 auf 0 gesetzt ist. Bezug nehmend auf die Äquivalentschaltung gemäß 14 wird ein Einschwingverhalten (Übergangsfunktion) der Gate-Source-Spannung Vgs bei Auftreten des Entladestromstoßes durch die folgenden Gleichungen repräsentiert.

D.h., die Größe des Stroms, welcher durch die parasitäre Kapazitanz Cdg fließt, ist die Summe aus dem Strom, der durch den Widerstand R3 fließt und dem Strom, der durch die parasitäre Kapazitanz Cgs fließt, so dass die Gleichung 1 errichtet ist. In der Gleichung 1 repräsentiert Vdg eine Drain-Gate-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0, und R repräsentiert die Summe des Widerstandes vom Widerstand R3 und ein Widerstand RN1 des Gate-Entlade-MOS-Transistors N1.

Die Gleichung 2 repräsentiert den Entladestromstoß basierend auf einem Einheitsschritteingang. In der Gleichung 2 repräsentiert Vbb eine Spannung am Anschluss Vbb, V0 repräsentiert eine allgemeine Spannung, V1 repräsentiert eine Entladestromstoßspannung und t repräsentiert die Zeit. Die Laplace-Transformation der Gleichungen 1 und 2 ergibt die Gleichungen 3 bzw. 4.

Ferner ergibt das Weglassen der Drain-Gate-Spannung Vdg (s) aus den Gleichungen 3 und 4 die Gleichung 5. Die inverse Laplace-Transformation der Gleichung 5 ergibt die Gleichung 6, welche das Einschwingverhalten der Gate-Source-Spannung Vgs repräsentiert.

Wie aus der Gleichung 6 zu ersehen ist, gilt direkt nach dem Auftreten des Entladestromstoßes (t = 0), Vgs = (V1 – V0)·Cdg/(Cdg + Cgs). Wenn die Gate-Source-Spannung Vgs einen Schwellwert Vt2 des MOS-Transistors N2 in der Klemmsteuerschaltung 32 erreicht oder überschreitet, wird der MOS-Transistor N2 eingeschaltet und die Klemmschaltung 32 bringt die dynamische Klemmschaltung 31 in Betrieb.

Beispielsweise vorausgesetzt, dass gilt Cdg = Cgs/10, V1 = 60 V und V0 = 12 V, Vgs = 4,4 V. Der Schwellwert des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ist als Vt0 definiert. Solange Vt2 < Vt0 ist, ist das Klemmen während der Ausschaltperiode unmöglich, so dass Vt2 niedriger als Vt0 sein sollte. Im Allgemeinen ist Vt0 ungefähr 1 bis 3 V. Daher erreicht direkt nach dem Entladestromstoß die Gate-Source-Spannung Vgs den Schwellwert Vt2 des MOS-Transistors N2 oder übersteigt denselben in der Klemmsteuerschaltung 32. Daher arbeitet in der herkömmlichen Leistungs-IC 92 die dynamische Klemmschaltung 31 wie die herkömmliche Leistungs-IC 91 gemäß 10, wenn sie bei Entladestromstoß aktiviert ist.

15 ist ein Zeitablaufplan, der zeigt, dass der Entladestromstoß in der herkömmlichen Leistungs-IC 92 auftritt und die dynamische Klemmschaltung 31 arbeitet. Das Potential am Anschluss Vbb ist beispielsweise 12 V der Energieversorgungsspannung, würde jedoch ungefähr 60 V beim Entladestromstoß erreichen und für 0,2 bis 0,4 Sekunden auf diesem Spannungspegel bleiben. Zu diesem Zeitpunkt steigt die Gate-Source-Spannung Vgs ebenfalls und wenn die Spannung den Schwellwert Vt2 erreicht oder überschreitet beginnt die dynamische Klemmschaltung 31 zu arbeiten. Wenn zusätzlich die Spannung am Anschluss Vbb die Durchbruchsspannung der Hochspannungsdiode D6 übersteigt, wird die Klemm funktion ausgeübt, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 temporär einzuschalten. Als Ergebnis beginnt der Ausgangsstrom IOUT zu fließen. Demgemäß versagt der Ausgangs-MOS-Transistor M0 in der herkömmlichen Leistungs-IC 92, wenn die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ohne Berücksichtigung der Durchbruchsspannung der Hochspannungsdiode D6 gesetzt worden ist.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung hat eine integrierte Halbleiterschaltung, die zwischen eine Energieversorgung und eine induktive Last geschaltet ist: einen Ausgangstransistor, der den Strom steuert, welcher durch die induktive Last fließt; eine Klemmschaltung, die eine Überspannung klemmt, welche an dem Ausgangstransistor angelegt ist; eine Referenzgeneratorschaltung, die ein Referenzsignal durch Einstellen eines Pegels eines Steuersignals erzeugt, das an der Steuerelektrode des Ausgangstransistors eingegeben wird; und eine Klemmsteuerschaltung, die die Klemmschaltung basierend auf dem Referenzsignal unter der Bedingung, dass eine gegenelektromotorische Kraft der induktiven Last an dem Ausgangstransistor angelegt ist, in Betrieb bringt.

Bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der Erfindung arbeitet die Klemmsteuerschaltung selbst dann nicht, um die Klemmschaltung außer Betrieb zu setzen, wenn der Entladestromstoß im Aus-Zustand des Ausgangstransistors stattfindet. Während der Ausschaltperiode des Ausgangstransistors übt die Klemmsteuerschaltung zusätzlich ihre Funktion aus, um die Klemmschaltung arbeiten zu lassen und klemmt die gegenelektromotorische Kraft. Somit ist es möglich, einen Durchbruch des Ausgangs-MOS-Transistors infolge des Entladestromstoßes und der elektromotorischen Kraft exakt zu verhindern. Ferner kann die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors reduziert werden, um die Chipfläche, die Kosten und die Installationsfläche zu minimieren.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung hat eine integrierte Halbleiterschaltung: eine Hochseitenschaltschaltung, die eine induktive Last treibt; eine Steuersignalgeneratorschaltung, die ein Steuersignal erzeugt, welches eine Treiboperation der Hoch seitenschaltschaltung steuert; eine Entladeschaltung, die das Steuersignal beim Aus-Zustand der Hochseitenschaltschaltung an die induktive Last entlädt; und eine gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung, die die Hochseitenschaltschaltung basierend auf einem Referenzsignal, das durch Vermindern der Neigung einer Anstiegsflanke oder einer Abstiegsflanke des Steuersignals erhalten wird, vor der gegenelektromotorischen Kraft schützt. Selbst wenn im Aus-Zustand der Hochseitenschaltschaltung der Entladestromstoß stattfindet, arbeitet bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der Erfindung die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung nicht. Zusätzlich arbeitet während der Ausschaltperiode der Hochseitenschaltschaltung die gegenelektromotorische Kraft-Schaltung. Somit ist es möglich, den Durchbruch der Hochseitenschaltschaltung infolge des Entladestromstoßes und der gegenelektromotorischen Kraft mit Genauigkeit zu verhindern. Ferner kann die Überschlagspannung der Hochseitenschaltschaltung reduziert werden, um die Chipfläche, die Kosten und die Installationsfläche zu minimieren.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung hat die integrierte Halbleiterschaltung: einen Ausgangstransistor, der zwischen einem Energieversorgungsanschluss, der mit Energie gespeist wird und einen Ausgangsanschluss, der mit einer induktiven Last verbunden ist, geschaltet ist und in Antwort auf ein Stoppsignal arbeitet, das an seinen Steueranschluss angelegt wird; eine Klemmschaltung, die zwischen dem Steueranschluss und dem Energieversorgungsanschluss geschaltet ist; eine Referenzsignalerzeugungsschaltung, die ein Referenzsignal durch Ändern des Pegels des Steuersignals erzeugt; und eine Klemmsteuerschaltung, die zwischen dem Energieversorgungsanschluss und dem Ausgangsanschluss geschaltet ist und den Betrieb der Klemmschaltung in Übereinstimmung mit dem Referenzsignal steuert. Bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der Erfindung arbeitet die Klemmsteuerschaltung nicht, um die Klemmschaltung außer Betrieb zu setzen, selbst wenn im Aus-Zustand des Ausgangstransistors ein Entladestromstoß stattfindet. Zusätzlich übt die Klemmsteuerschaltung während der Ausschaltperiode des Ausgangstransistors ihre Funktion aus, um die Klemmschaltung arbeiten zu lassen und klemmt die gegenelektromotorische Kraft. Somit ist es möglich, den Durchbruch des Ausgangs-MOS-Transistors infolge des Entladestromstoßes und der gegenelektromotorischen Kraft mit Genauigkeit zu verhindern. Ferner kann die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS- Transistors reduziert werden, um die Chipfläche, die Kosten und die Installationsfläche zu minimieren.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorstehenden und weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung anhand der begleitenden Figuren im Einzelnen hervor, in welchen zeigt:
1 die Systemkonfiguration mit einer Leistungs-IC gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockschaltbild der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3 ein Schaltbild der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 einen Zeitablaufplan der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 einen Zeitablaufplan der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der Erfindung;
6 ein Schaltbild einer Leistungs-IC gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
7 ein Schaltbild der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
8 einen Zeitablaufplan der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9 einen Zeitablaufplan der Leistungs-IC gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10 ein Schaltbild einer herkömmlichen Leistungs-IC;
11 ein Schaltbild der herkömmlichen Leistungs-IC;
12 einen Zeitablaufplan der herkömmlichen Leistungs-IC;
13 ein Schaltbild einer Äquivalentschaltung der herkömmlichen Leistungs-IC;
14 ein Schaltbild einer Äquivalentschaltung der herkömmlichen Leistungs-IC; und
15 einen Zeitablaufplan der herkömmlichen Leistungs-IC.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die Erfindung wird nun anhand der veranschaulichenden Ausführungsformen beschrieben.
Erste Ausführungsform
Bezug nehmend auf die 1 bis 5 wird eine Leistungs-IC gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (integrierte Halbleiterschaltung) beschrieben. Ein Merkmal der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform beruht in dem Vorsehen einer Verzögerungsschaltung zum Verzögern eines Signals, das ein Eingang an der Klemmsteuerschaltung ist.
Um die Konfiguration eines Systems, das die Leistungs-IC gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält, zu beschreiben, wird auf die 1 Bezug genommen. Dieses System steuert die Größe des Stroms, welcher durch eine induktive Last 3 fließt. Wie in der 1 gezeigt, hat das System eine Leistungs-IC 1, einen Mikroprozessor 2 und eine induktive Last 3. Die Leistungs-IC 1 und der Mikroprozessor 2 sind jeweils beispielsweise auf einem Chip integrierte Halbleiterschaltungen. Es kann jedoch eine beliebige Anzahl von Chips angenommen werden.
Der Mikroprozessor 2 ist mit einer Leistungs-IC verbunden, um mit der Leistungs-IC 1 Signale auszutauschen. Der Mikroprozessor 2 sendet ein Steuersignal zum Steuern des Stromes, welcher durch die induktive Last 3 fließt, an die Leistungs-IC 1 und empfängt ein Diagnosesignal, welches den Status der Leistungs-IC 1, etc., anzeigt von der Leistungs-IC 1. Der Mikroprozessor 2 ist ein mit 5 V betriebener Mikroprozessor und das Signal, welches mit der Leistungs-IC 1 ausgetauscht wird hat 5 V.
Die Leistungs-IC 1 ist mit dem Mikroprozessor 2 und der induktiven Last 3 verbunden. Die Leistungs-IC 1 steuert den Strom, der durch die induktive Last 3 fließt in Antwort auf das Steuersignal vom Mikroprozessor 2. Die Leistungs-IC 1 diagnostiziert die Zustände der Leistungs-IC 1 und der induktiven Last 3, um an den Mikroprozessor 2 ein Diagnosesignal auszugeben. Die Leistungs-IC 1 wird beispielsweise mit 12 V betrieben.
Die induktive Last 3 ist mit der Leistungs-IC 1 an einem Ende verbunden und ist mit ihrem anderen Ende an Masse angelegt. Die induktive Last 3 ist ein Aktuator oder dergleichen, der mit dem Strom von der Leistungs-IC 1 gespeist wird, um den Strom zum Betreiben jedes Teils zu verwenden. Ferner ist die induktive Last 3 eine Äquivalentschaltung, zusammengesetzt aus einer Induktanzkomponente und einer Widerstandskomponente, wie dies in der 1 gezeigt ist.
Dieses System kann beispielsweise bei Kraftfahrzeugen, elektrischen Haushaltsgeräten oder Robotern angewandt werden. Es wird insbesondere vorgezogen, das System so zu konfigurieren, dass die gegenelektromotorische Kraft während einer Ausschaltperiode erzeugt wird und die Überspannung, wie beispielsweise ein Entladestromstoß während einer anderen Periode als der Ausschaltperiode erzeugt wird.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 2 die Konfiguration der Leistungs-IC gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben. Die Leistungs-IC 1 ist ein Hochseitenschalter und hat wie in der 2 gezeigt, einen Ausgangs-MOS-Transistor M0, eine gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11, eine Ladungspumpschaltung 12, eine Strombegrenzerschaltung 13, eine Stromdetektorschaltung 14, eine Überhitzungsdetektionsschaltung 15, eine Halteschaltung 16 und eine Selbstdiagnoseschaltung 17. Die Schaltung mit Ausnahme des Ausgangs-MOS-Transistors M0 wird als Steuerschaltung bezeichnet. Die Leistungs-IC 1 ist nicht auf die Vorstehende begrenzt, sondern kann eine andere Konfiguration haben. Insbesondere können Teile mit Ausnahme einer Schaltung, die weiter unten anhand der 3 erörtert wird, irgendeine Konfiguration haben.
Die Leistungs-IC empfängt ein Steuersignal über einen Anschluss IN (Eingangsanschluss) vom Mikroprozessor 2, um ein Diagnosesignal über den Anschluss DIAG (Diagnoseanschluss) an den Mikroprozessor 2 zu schicken. Die Energieversorgungsspannung wird über den Anschluss Vbb (Energieversorgungsanschluss) von einer Batterie, etc. an die Leistungs-IC angelegt, um der induktiven Last 3 über den Anschluss OUT (Ausgangsanschluss) Strom zuzuführen. In der 2 ist ein Anschluss GND (Masseanschluss) vorgesehen, kann jedoch weggelassen werden, weil diese Ausführungsform das Ziel hat, eine Potentialdifferenz zwischen dem Gate und der Source des Ausgangs-MOS-Transistors M0 für den Schaltungsbetrieb zu überwachen, und nicht eine Potentialdifferenz gegenüber einem GND-Potential zu überwachen, wie dies unten beschrieben ist.
Der Ausgangs-MOS-Transistor M0 ist ein Schalter zum Steuern der Größe des Stroms, welcher durch die induktive Last 3 fließt, der für einen Hochleistungsbetrieb geeignet ist. Im Allgemeinen sind MOS-Transistoren gemäß der Konfiguration in zwei Klassen unterteilt, d.h. ein Horizontalelement, bei dem Strom parallel zu der Substratoberfläche fließt und ein Vertikalelement, bei dem Strom vertikal zu der Substratoberfläche fließt. Das Vertikalelement hat eine Hauptelektrode an der Rückseite des Halbleiterelements und ist somit gegenüber dem Horizontalelement bezüglich des Vermögens Spannung pro Flächeneinheit anzulegen, überlegen. Somit ist das Vertikalelement für die Hochleistungsanwendung ge eignet. Beispielsweise wird ein Vertikal-MOS-Transistor als Ausgangs-MOS-Transistor M0 verwendet.
Der Ausgangs-MOS-Transistor M0 kann ein N-Kanal- oder P-Kanal-Typ sein. Für den Hochseitenschalter ist der P-Kanal-Typ wirksamer für die Vereinfachung der Schaltungskonfiguration als der N-Kanal-Typ, aber der N-Kanal-Typ erfordert nur die Hälfte der Chipgröße des P-Kanal-Typs, insoweit als die beiden die gleiche Leistung haben, so dass der N-Kanal-Typ bevorzugt wird. Wenn der N-Kanal-MOS-Transistor als Hochseitenschalter verwendet wird, wird eine Source-Folgerkonfiguration erhalten, d.h., das Source-Potential folgt dem Gate-Potential.
Beim Speisen der induktiven Last 3 mit Strom sollte eine Widerstandskomponente (Ein-Widerstand) des Ausgangs-MOS-Transistors M0 geeignet gesetzt sein, um den Energieverbrauch des Ausgangs-MOS-Transistors M0 einzusparen. Zur Verwendung des Original-Ein-Widerstands des MOS-Transistors muss eine Gate-Source-Potentialdifferenz auf einen Wert gesetzt sein, der hoch genug ist (beispielsweise 10 V). Daher wird die Spannung, welche durch die Ladungspumpschaltung 12 verstärkt ist, an das Gate angelegt.
Die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11 schützt den Ausgangs-MOS-Transistor M0 vor der gegenelektromotorischen Kraft, welche während der Ausschaltperiode erzeugt wird. Die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11 hat eine dynamische Klemmschaltung 31, eine Klemmsteuerschaltung 32 und eine Verzögerungsschaltung 35 wie vorstehend angegeben und führt das Klemmen während der Ausschaltperiode durch, führt jedoch das Klemmen nicht durch, selbst wenn während einer Ausschaltperiode der Entladestromstoß auftritt. Die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11 schützt den Ausgangs-MOS-Transistor M0 vor der gegenelektromotorischen Kraft basierend auf einem Referenzsignal, dessen ansteigende oder abfallende Flanke sanfter geneigt ist als beim Steuersignal, das dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 zugeführt wird.
Die Ladungspumpschaltung 12 ist eine Steuersignalerzeugungsschaltung zum Erzeugen des Steuersignals, das dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 zugeführt wird. Die Ladungspumpschaltung 12 wird mit einer Energieversorgungsspannung gespeist, um eine Spannung auszugeben, die höher als die angelegte Spannung ist. Die Ladungspumpschaltung 12 gibt die verstärkte Spannung in Antwort auf ein Steuersignal vom Mikroprozessor 2 aus. Wie vorstehend angegeben, wird, um den ursprünglichen Ein-Widerstand des MOS-Transistors zu verwenden, wenn die Batteriespannung beispielsweise 12 V ist, eine Spannung um 10 V verstärkt (= 22 V) an das Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 angelegt. Die Ladungspumpschaltung 12 besteht beispielsweise aus einem Kondensator, einer Diode und einem Oszillator.
Die Strombegrenzerschaltung 13 dient dazu den Strom zu begrenzen, der durch die induktive Last 3 fließt, welcher mit der Masse (GND) kurzgeschlossen ist. Die Stromdetektorschaltung 14 detektiert, dass eine vorbestimmte Größe des Stroms oder darüber durch die induktive Last 3 fließt und schickt das Detektionsergebnis an die Selbstdiagnoseschaltung 17. Die Überhitzungsdetektionsschaltung 15 detektiert, dass die Temperatur der Leistungs-IC 1 einen vorbestimmten Wert erreicht und diesen überschreitet und schickt das Detektionsergebnis an die Selbstdiagnoseschaltung 17 über die Halteschaltung 16. Die Halteschaltung 16 hält die Signale, welche von der Überhitzungsdetektionsschaltung 15 oder dergleichen zugeführt worden sind, um die gehaltenen Signal an die Selbstdiagnoseschaltung 17 zu schicken. Die Selbstdiagnoseschaltung 17 diagnostiziert die Zustände der induktiven Last 3 und der Leistungs-IC 1 auf der Basis der Signale von der Stromdetektorschaltung 14, der Überhitzungsdetektionsschaltung 15 oder dergleichen, um das Diagnosesignal an den Mikroprozessor 2 zu schicken.
Als nächstes wird auf das Schaltbild gemäß 3 Bezug genommen, in welchem die Schaltungskonfiguration der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform beschrieben wird. 3 zentriert sich auf eine Teil der Leistungs-IC 1 aus 2, der den Ausgangs-MOS-Transistor M0, die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11 und die Ladungspumpschaltung 12 umfasst.
Die Leistungs-IC 1 hat zusätzlich zu den Komponenten der in der 11 gezeigten, herkömmlichen Leistungs-IC 92 zusätzlich die Verzögerungsschaltung 35. D.h., die Leistungs-IC 1 hat den Ausgangs-MOS-Transistor M0, die dynamische Klemmschaltung 31, die Verzögerungsschaltung 35, die Klemmsteuerschaltung 32, die Ladepumpschaltung 12, den Widerstand R3 und den Gate-Entlade-MOS-Transistor N1. Mit Cdg und Cgs sind die Drain-Gate-Kapazität (parasitäre Kapazität) bzw. die Gate-Source-Kapazität (parasitäre Kapazität) des Ausgangs-MOS-Transistors M0 bezeichnet. Die gegenelektromotorische Kraft-Schutzschaltung 11 der 2 hat beispielsweise die dynamische Klemmschaltung 31, die Klemmsteuerschaltung 32 und die Verzögerungsschaltung 35. Der Widerstand R3 oder der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 ist aus der 2 weggelassen.
Im Folgenden werden die entsprechenden Komponenten der Leistungs-IC 1 im Einzelnen beschrieben. Die Ladungspumpschaltung 12 ist über den Widerstand R3 mit dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 verbunden. Die Ladungspumpschaltung 12 gibt die verstärkte Spannung in Übereinstimmung mit dem Steuersignal S1 vom Mikroprozessor 2 aus/nicht aus.
Der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 ist eine Entladeschaltung zum Freigeben der Ladungen des Gates des Ausgangs-MOS-Transistors M0 auf den Anschluss OUT, wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 ausgeschaltet ist. Der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 ist mit seinem Drain an einen Knoten zwischen der Ladungspumpschaltung 12 und dem Widerstand R3 angeschlossen, sein Gate empfängt ein Steuersignal S3 und seine Source ist an den Anschluss OUT angeschlossen. Der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 wird in Antwort auf das Steuersignal S2 vom Mikroprozessor 2 ein-/ausgeschaltet. Wenn der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 eingeschaltet ist, ist der Knoten zwischen der Ladungspumpschaltung 12 und dem Widerstand R3 mit dem Anschluss OUT verbunden. Der Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 ist beispielsweise ein horizontaler N-Kanal-MOS-Transistor.
Die Verzögerungsschaltung 35 ist eine Art von Referenzsignalerzeugerschaltung zum Erzeugen eines Referenzsignals durch Einstellen eines Pegels der Gate-Source-Spannung Vgs (Steuersignal). Dieses Referenzsignal ist auch ein Signal der ansteigenden oder abfallenden Flanke, die sich leichter neigt als die Gate-Source-Spannung Vgs. Die Verzögerungsschaltung 35 verleiht der Gate-Source-Spannung Vgs (Steuersignal) eine vorbestimmte Verzögerung, um ein Referenzsignal Va zu erzeugen; ihr Signalspannungspegel wird während einer vorbestimmten Zeitdauer eingestellt.
In dem dargestellten Beispiel ist die Verzögerungsschaltung 35 eine CR-integrierende Schaltung, die den in Reihe geschalteten Widerstand R5 und Kondensator C1 hat. Der Widerstand R5 ist mit einem Ende an einen Knoten zwischen dem Widerstand R3 und Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 angeschlossen und ist mit seinem anderen Ende an ein Ende des Kondensators C1 angeschlossen. Das andere Ende des Kondensators C1 ist mit dem Anschluss OUT verbunden. Das Referenzsignal Va wird über den Knoten zwischen dem Widerstand R5 und dem Kondensator C1 zugeführt. Wenn die Gate-Source-Spannung Vgs an die Verzögerungsschaltung 35 angelegt wird, wird der Kondensator C1 mit dem Strom geladen, der durch den Widerstand R5 fließt, um die Spannung an dem Kondensator C1 um eine Zeitspanne, die durch die Zeitkonstante des Widerstandes R5 und des Kondensators C1 definiert ist, zu verzögern, um das Referenzsignal Va zu erhalten.
Die Verzögerungsschaltung 35 kann irgendeine andere Konfiguration haben, solange als sie das Referenzsignal Va erzeugen kann. Beispielsweise kann der Widerstand R5 eine Konstantstromquelle sein, die aus einem Verarmungs-MOS oder dergleichen gebildet ist.
Die Klemmsteuerschaltung 32 hat einen MOS-Transistor N2, einen Klemmschalt-MOS-Transistor T5 und einen Widerstand R4. Die Klemmsteuerschaltung 32 steuert den Ein-/Aus-Schaltzustand (Betrieb/nicht Betrieb) der dynamischen Klemmschaltung 31 in Übereinstimmung mit dem Referenzsignal Va.
Der MOS-Transistor N2 (der erste Klemmsteuertransistor) ist mit seinem Drain über den Widerstand R4 (Klemmsteuerwiderstand) an den Anschluss Vbb angeschlossen, seine Source ist mit dem Anschluss OUT verbunden und sein Gate ist mit einem Knoten zwischen dem Widerstand R5 und dem Kondensator C1 verbunden. Das Gate des MOS-Transistors N2 empfängt das Referenzsignal Va. In Antwort auf das Referenzsignal Va wird der MOS-Transistor N2 ein-/ausgeschaltet. Wenn der MOS-Transistor N2 eingeschaltet ist, ist der Widerstand R4 mit dem Anschluss OUT verbunden. Der MOS-Transistor N2 ist beispielsweise ein horizontaler N-Kanal-MOS-Transistor.
Der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 (zweiter Klemmsteuerwiderstand) ist mit seiner Source mit dem Anschluss Vbb verbunden, sein Gate ist mit einem Knoten zwischen dem Widerstand R4 und dem Drain des MOS-Transistors N2 verbunden und sein Drain ist mit der dynamischen Klemmschaltung 31 verbunden. Der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 wird in Antwort auf die Spannung VR (Signal am Knoten zwischen dem Widerstand R4 und dem MOS-Transistor N2), das an dem Widerstand R4 angelegt ist, ein-/ausgeschaltet. Wenn der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 eingeschaltet ist, ist der Anschluss Vbb mit der dynamischen Klemmschaltung 31 verbunden, um die dynamische Klemmschaltung 31 in Betrieb zu lassen. Wenn der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 ausgeschaltet ist, ist der Anschluss Vbb von der dynamischen Klemmschaltung 31 abgeschaltet, um die dynamische Klemmschaltung 31 außer Betrieb zu setzen. Beispielsweise ist der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 ein horizontaler P-Kanal-MOS-Transistor.
Die dynamische Klemmschaltung 31 hat eine Hochspannungsdiode D6 und eine den Rückstrom verhindernde Diode D7. Die Hochspannungsdiode D6 ist eine Zenerdiode, die so arbeitet, dass sie die gegenelektromotorische Kraft, die während der Ausschaltperiode mit einer Durchbruchspannung erzeugt wird, klemmt. Die den Rückstrom verhindernde Diode D7 dient dazu, zu verhindern, dass Strom von dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 zur Source infolge der Spannung, die mit der Ladungspumpschaltung 12 verstärkt worden ist, zurückfließt, die höher als die Energieversorgungsspannung am Anschluss Vbb ist.
Die Anoden der Hochspannungsdiode D6 und der den Rückstrom verhindernden Diode D7 sind in Reihe geschaltet. Die Kathode der Hochspannungsdiode D6 ist mit dem Drain des Klemmschalt-MOS-Transistors P5 und die Kathode der den Rückstrom verhindernden Diode D7 ist mit dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 verbunden. Die dynamische Klemmschaltung 31 ist nicht auf diese Konfiguration begrenzt und es können eine beliebige Anzahl von Dioden weiter in Reihe geschaltet sein.
Wie vorstehend angegeben ist der Drain des Ausgangs-MOS-Transistors M0 mit dem Anschluss Vbb verbunden, dessen Gate ist mit der Ladungspumpschaltung 12 über den Widerstand R3 verbunden und dessen Source ist mit dem Anschluss OUT verbunden.
Als nächstes wird auf einen Zeitablaufplan gemäß 4 Bezug genommen, anhand dessen die Funktionsweise der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform beschrieben wird. Dieser Zeitablaufplan zeigt die Zeitabstimmungen jedes Signals, wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 von aus nach ein geschaltet wird und dann von ein nach aus geschaltet wird. Wie in der 4 gezeigt, ist das Steuersignal S1 während eines Aus-Zustandes des Transistors auf einem niedrigen Pegel und während eines Ein-Zustandes auf einem hohen Pegel. Ferner ist das Steuersignal S2 im Gegensatz zum Steuersignal S1 während des Aus-Zustandes auf einem hohen Pegel und während des Ein-Zustandes auf einem niedrigen Pegel.
Wie in der 4 gezeigt, hat das Referenzsignal Va eine Signalform, die eine abgerundete Form der Signalform der Gate-Source-Spannung Vgs ist. An der Anstiegsflanke der Gate-Source-Spannung Vgs ist der Pegel der Gate-Source-Spannung Vgs höher als das Referenzsignal Va, während an der abfallenden Flanke der Gate-Source-Spannung Vgs der Pegel der Gate-Source-Spannung Vgs niedriger als das Referenzsignal Va ist.
Wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 eingeschaltet ist, ist das Steuersignal S1 auf einen hohen Pegel gesetzt, um dadurch zu ermöglichen, dass die Ladungspumpschaltung 12 die verstärkte Spannung ausgibt. Ferner ist das Steuersignal S2 auf einen niedrigen Pegel gesetzt, um dadurch den Gate-Entlade-MOS-Trarsistor N1 auszuschalten und die verstärkte Spannung von der Ladungspumpschaltung 12 über den Widerstand R3 dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 zuzuführen. Als Ergebnis steigt die Gate-Source-Spannung Vgs des Ausgangs-MOS-Transistors M0, um den Ausgangs-MOS-Transistors M0 einzuschalten. Daher fließt der Ausgangsstrom IOUT durch die induktive Last 3, um die Ausgangsspannung VOUT anzulegen.
Wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 ausgeschaltet ist, ist das Steuersignal S1 auf einen niedrigen Pegel gesetzt, um zu bewirken, dass die Ladungspumpschaltung 12 das Ausgeben der verstärkten Spannung stoppt. Ferner ist das Steuersignal S2 auf einen hohen Pegel gesetzt, um den Gate-Entlade-MOS-Transistor N2 einzuschalten, und um die Gate-Ladungen des Ausgangs-MOS-Transistors M0 über den Widerstand R3 und den Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 an den Anschluss OUT frei zu lassen. Als Ergebnis sinkt die Gate-Source-Spannung Vgs, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 auszuschalten. Daher stoppt die Zufuhr des Ausgangsstroms IOUT und der Ausgangsspannung VOUT.
Nun wird der Klemmvorgang für jeden Zustand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 beschrieben. Während einer Aus-Periode des Ausgangs-MOS-Transistors M0, gilt Va = Vgs = 0 V, so dass der MOS-Transistor N2 ausgeschaltet wird. Ferner wird am Widerstand R4 keine Spannung VR erzeugt, um den Klemmschalt-MOS-Transistor P5 auszuschalten. Daher ist die dynamische Klemmschaltung 31 deaktiviert, anders ausgedrückt übt keine Klemmfunktion aus.
Während der Einschaltperiode des Ausgangs-MOS-Transistors M0 hat die Gate-Source-Spannung Vgs eine Potentialdifferenz zur Folge und das Referenzsignal Va hat dementsprechend eine Potentialdifferenz zur Folge. In Antwort darauf wird der MOS-Transistor N2 graduell eingeschaltet, um die Spannung VR am Widerstand R4 zu erhöhen und den Klemmschalt-MOS-Transistor P5 einzuschalten. Als Ergebnis wird die dynamische Klemmschaltung 31 aktiviert, aber in diesem Fall wird die gegenelektromotorische Kraft nicht mit der induktiven Last 3 erzeugt, so dass die dynamische Klemmschaltung keine Klemmfunktion ausübt.
Wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 eingeschaltet ist, ist der MOS-Transistor N2 infolge des Referenzsignals Va eingeschaltet. Da jedoch das Potential des Anschlusses Vbb weitgehend gleich demjenigen des Anschlusses OUT ist, ist die Spannung VR ≈ 0 V und der Klemmschalt-MOS-Transistor P5 ist ausgeschaltet. Als Ergebnis wird die Klemmfunktion nicht ausgeübt.
Wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 ausgeschaltet ist, hat das Referenzsignal Va eine Potentialdifferenz, so dass der MOS-Transistor N2 die Erhöhung der Spannung VR beibehält und den Klemmschalt-MOS-Transistor P5 auch einschaltet. Als Ergebnis ist die dynamische Klemmschaltung 31 deaktiviert. Zu diesem Zeitpunkt erzeugt die induktive Last 3 die gegenelektromotorische Kraft Vinv, und die gegenelektromotorische Kraft Vinv wird auf die Durchbruchsspannung der Hochspannungsdiode D6 reduziert, durch welche die Hochspannungsdiode D6 durchbricht und dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 wird ein Avalanche-Strom zugeführt. Demgemäß ist die gegenelektromotorische Kraft Vinv mit der Durchbruchsspannung der Hochspannungsdiode D6 geklemmt. Wie vorstehend angegeben hat diese Ausführungsform das Merkmal, dass die dynamische Klemmschaltung 31 nur während der Ausschaltperiode, in welcher die gegenelektromotorische Kraft erzeugt wird, arbeitet.
Als nächstes Bezug nehmend auf einen Zeitablaufplan der 5 wird die Funktionsweise der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform bei dem Entladestromstoß beschrieben. Dieser Zeitablaufplan zeigt die Zeitabstimmungen jedes Signals, wenn der Entladestromstoß während des Ein-Zustandes des Ausgangs-MOS-Transistors M0 stattfindet. Das Potential des Anschlusses Vbb beträgt allgemein beispielsweise ungefähr 12 V der Energieversorgungsspannung, würde aber ungefähr 60 V bei dem Entladestromstoß erreichen und auf diesem Spannungspegel für 0,2 bis 0,4 Sekunden bleiben. Wie vorstehend angegeben steigt für den Fall, dass der Ausgangs-MOS-Transistor M0 ausgeschaltet ist, direkt nach dem Entladestromstoß die Gate-Source-Spannung Vgs, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 einzuschalten.
Wie in der 5 gezeigt, steigt die Gate-Source-Spannung Vgs abrupt und fällt dann sofort abrupt ab, so dass das Referenzsignal Va, das durch Verzögerung der Gate-Source-Spannung Vgs erhalten worden ist (Steuersignal) auf ungefähr 0 V mit einer geringen Erhöhung gehalten wird. Demgemäß bleibt der MOS-Transistor N2 im ausgeschalteten Zu stand und die dynamische Klemmschaltung 31 wird in dem Nicht-Betriebszustand gehalten. Da die Gate-Ladungen des Ausgangs-MOS-Transistors M0 mit dem Gate-Entlade-MOS-Transistor N1 freigelassen werden, reduziert sich die Gate-Source-Spannung Vgs sofort auf 0 V, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 auszuschalten.
Wenn andererseits der Entladestromstoß in einem Ein-Zustand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 stattfindet, arbeitet die dynamische Klemmschaltung 31 nicht, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 und die induktive Last 3 die Entladestromstoßenergie verbrauchen zu lassen.
Wenn beispielsweise der Entladestromstoß von 60 V unter der Annahme stattfindet, dass der Widerstand der induktiven Last 3 auf 10 Ω gesetzt ist und der Ein-Widerstand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 auf 100 mΩ gesetzt ist, wird die Potentialdifferenz zwischen dem Drain und der Source des Ausgangs-MOS-Transistors M0 0,59 V (= 60 V × 100 mΩ/14,1 Ω) und der Rest, 59,41 V wird an die induktive Last 3 angelegt. Wie vorstehend angegeben ist der Widerstand der induktiven Last 3 sehr viel höher als der Ein-Widerstand des Ausgangs-MOS-Transistors M0 (bei diesem Beispiel 100-fach höher), so dass der größte Teil der Energie von der induktiven Last 3 verbraucht wird und somit der Ausgangs-MOS-Transistor M0 durch nichts versagt.
Tabelle 1
Die Tabelle 1 zeigt das Rechenergebnis der Chipfläche einer Leistungs-IC gemäß dem Stand der Technik und der Leistungs-IC dieser Ausführungsform. Bei diesem Beispiel ist die herkömmliche Leistungs-IC 91 gemäß 10 mit der Leistungs-IC 1 der 3 verglichen. Bei der herkömmlichen Leistungs-IC 91 sollte die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 höher als die Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 gesetzt sein, so dass die Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 70 V mit einem Spielraum von 10 V bezogen auf den Entladestromstoß von 60 V. Die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 der herkömmlichen Leistungs-IC 91 ist 90 V unter Berücksichtigung der Variationen (± 10 V) der Hochspannungsdiode und der Variationen (± 10 V) der Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M10. Ferner ist bei diesem Beispiel eine Elementfläche des Ausgangs-MOS-Transistors M0 in der herkömmlichen Leistungs-IC 91 auf 9 mm² gesetzt, die Elementfläche der Steuerschaltung, d.h. das ist die Schaltung ausgenommen des Ausgangs-MOS-Transistors M0, ist auf 1 mm² gesetzt und die Chipfläche der herkömmlichen Leistungs-IC 91 ist auf 10 mm² gesetzt.
Bei der Leistungs-IC 1 dieser Ausführungsform ist zum Zeitpunkt des Entladestromstoßes es nur notwendig, die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ohne Berücksichtigung der Überschlagspannung des Hochspannungsdiode D6 zu berücksichtigen, so dass die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 70 V mit einer Toleranz von 10 V mit Bezug auf den Entladestromstoß von 60 V ist, wobei dieser Wert 20 V niedriger als beim Stand der Technik ist. Die Durchbruchspannung der Hochspannungsdiode D6 ist unter Berücksichtigung der Toleranzen (± 10 V) der Hochspannungsdiode D6 und der Toleranzen (± 10 V) der Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 auf 50 V gesetzt. Ferner ist in der Leistungs-IC 1 die Elementfläche des Ausgangs-MOS-Transistors M0 in der herkömmlichen Leistungs-IC 91 auf 7 mm² gesetzt, wobei dieser Wert 2 mm² kleiner als beim Stand der Technik ist, weil die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 20 V niedriger als beim Stand der Technik ist. Die Elementfläche der Steuerschaltung in der Leistungs-IC 1 ist auf 1,1 mm² gesetzt; der Anteil des Widerstandes R4 beträgt 0,003 mm², der Anteil des MOS-Transistors N2 beträgt 0,003 mm², des Klemmschalt-MOS-Transistors P5 0,005 mm², des Widerstandes R5 0,04 mm² und des Kondensators C1 0,05 mm², infolge des zusätzlichen Vorsehens der E lemente der Klemmsteuerschaltung 32 und der Verzögerungsschaltung 35. Dieser Wert ist 0,1 mm² größer als beim Stand der Technik. Somit ist die Chipfläche der Leistungs-IC 1 auf 8,1 mm² gesetzt, wobei dieser Wert um 1,9 mm² kleiner als beim Stand der Technik ist, um die Chipgröße um 19% zu verkleinern.
Bei der vorstehenden Konfiguration wird in dem Fall, bei dem der Pegel des Referenzsignals durch Verzögern der Gate-Source-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 erhalten wird, um die Flanke des Signals abzurunden, auf einen vorbestimmten Pegel geändert wird, die dynamische Klemmschaltung 31 im Betrieb gebracht. Daher arbeitet die dynamische Klemmschaltung 31 nur dann, wenn die gegenelektromotorische Kraft die in der Ausschaltperiode erzeugt ist, um den Ausgangs-MOS-Transistor M0 vor Versagen zu schützen.
Ferner wird der Klemmvorgang basierend auf dem Referenzsignal gesteuert, das durch Verzögern der Gate-Source-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 erhalten wird, so dass selbst wenn der Entladestromstoß während der Einschaltperiode stattfindet, die dynamische Klemmschaltung 31 niemals arbeitet. Selbst wenn der Entladestromstoß während einer Einschaltperiode stattfindet arbeitet die dynamische Klemmschaltung 31 ferner nicht, und der Ausgangs-MOS-Transistor M0 und die induktive Last 3 verbrauchen die Energie des Entladestromstoßes. Daher kann die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 ohne Berücksichtigung der Überschlagspannung der Hochspannungsdiode D6 der dynamischen Klemmschaltung 31 gesetzt werden, so dass die Überschlagspannung des Ausgangs-MOS-Transistors M0 auf einen niedrigeren Wert gesetzt werden kann. Als Ergebnis ist es mit Genauigkeit möglich, zu verhindern, dass der Ausgangs-MOS-Transistor M0 infolge der gegenelektromotorischen Kraft und eines Entladestromstoßes versagt, und die Schaltungsfläche des Ausgangs-MOS-Transistors M0, die Leistungs-IC-Chipfläche, die Kosen und die Installatioasfläche zu minimieren.
Zweite Ausführungsform
Als nächstes wird Bezug nehmend auf die 6 bis 9 eine Leistungs-IC (integrierte Halbleiterschaltung) gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein Merkmal der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform beruht in dem Vorsehen einer Hystereseschaltung zum Einstellen eines Pegels eines Signals, das auf die Klemmsteuerschaltung Bezug nimmt.
Es wird nun unter Bezugnahme auf das Schaltbild gemäß 6 die Schaltungskonfiguration der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform beschrieben. Ähnlich wie bei 3 konzentriert sich 6 auf einen Teil des Ausgangs-MOS-Transistors M0 der Leistungs-IC 1 der 2, einschließlich der Schutzschaltung 11 vor der gegenelektromotorischen Kraft und der Ladungspumpschaltung 12. In der 6 sind die gleichen Komponenten wie die in der 3 Gezeigten mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und deren detaillierte Beschreibung wird weggelassen, wenn dies nicht notwendig ist.
In der Leistungs-IC 1 ist die Verzögerungsschaltung 35 der 3 durch eine Hystereseschaltung 36 ersetzt. Die Hystereseschaltung 36 ist eine Art Referenzsignalerzeugungsschaltung zum Erzeugen des Referenzsignals Va wie die Verzögerungsschaltung 35. Die Hystereseschaltung 36 ändert den Spannungspegel an der Anstiegsflanke und der Abstiegsflanke der Gate-Source-Spannung Vgs und rundet die Flanken des Signals ab. Die Hystereseschaltung 36 hat bei dem dargestellten Beispiel Dioden D11 und D12, die parallel und rückwärts geschaltet sind. Die Kathode der Diode D11 und die Anode der Diode D12 sind mit einem Knoten zwischen dem Widerstand R3 und dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 verbunden und die Anode der Diode D11 und die Kathode der Diode D12 sind mit dem Gate (Referenzsignaleingangsanschluss) des MOS-Transistors N2 verbunden. Die Diode D11 erhöht den Spannungspegel der Gate-Source-Spannung Vgs an der abfallenden Flanke um einen vorbestimmten Pegel und die Diode D12 empfängt den Spannungspegel der Gate-Source-Spannung Vgs an der Anstiegsflanke um einen vorbestimmten Pegel.
Wenn das Potential der Gate-Source-Spannung Vgs weit über den Schwellwert der Diode D12 hinausgehend ist, fließt Strom durch das Gate des MOS-Transistors N2 vom Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 durch die Diode D12. Wenn die Gate-Source-Spannung Vgs weit unterhalb des Schwellwertes der Diode D11 ist, fließt Strom durch das Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 vom Gate des MOS-Transistors N2 durch die Diode D11.
Ferner kann die Hystereseschaltung 36 wie in der 7 dargestellt, den diodengeschalteten MOS-Transistor N3 und MOS-Transistor N4 enthalten. Die Schaltung, die aus dem MOS-Transistor aufgebaut ist, kann eher die Schaltungsfläche reduzieren als die Schaltung der Dioden.
Der MOS-Transistor N3 erhöht ähnlich wie die Diode D11 den Pegel der Gate-Source-Spannung Vgs an der abfallenden Flanke um einen vorbestimmten Pegel und der MOS-Transistor N4 senkt den Pegel der Gate-Source-Spannung Vgs an der Anstiegsflanke um einen vorbestimmten Pegel ähnlich wie bei der Diode D12.
Der MOS-Transistor N3 hat sein Gate und einen ersten Anschluss mit dem Gate des MOS-Transistors N2 verbunden und ist mit seinem zweiten Anschluss mit dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 verbunden. Im Allgemeinen wird ein Anschluss, an dem eine höhere Spannung anliegt, wenn Strom während einer Einschaltperiode des MOS-Transistors fließt, Drain genannt, und ein Anschluss, an den eine niedrigere Spannung angelegt ist, wird Source genannt. In dem MOS-Transistor N3 fließt, wenn das Potential der Gate-Source-Spannung Vgs weit unterhalb des Schwellwertes des MOS-Transistors N3 ist, Strom vom Gate des MOS-Transistors N2 zum Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0, so dass der erste Anschluss der Drain und der zweite Anschluss die Source ist.
Der MOS-Transistor N4 ist mit seinem Gate und einem erster Anschluss mit dem Gate des Ausgangs-MOS-Transistors M0 und ist mit seinem zweiten Anschluss mit dem Gate des MOS-Transistors N2 verbunden. In dem MOS-Transistor N4 fließt, wenn das Potential der Gate-Source-Spannung Vgs weit über dem Schwellwert des MOS-Transistors N4 hinaus geht, ein Strom vom Gate des Ausgangs-MOS-Transistors zum Gate des MOS-Transistors N2, so dass der erste Anschluss ein Drain und der zweite Anschluss eine Source ist.
8 zeigt, wie die Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform arbeitet. Ähnlich wie bei 4 ist 8 ein Zeitablaufplan, der die Zeitabstimmungen jedes Signals zeigt, wenn der Ausgangs-MOS-Transistor M0 von aus nach ein und ein nach aus geschaltet wird.
Vorausgesetzt, dass die Schwellwerte des MOS-Transistors N2, des MOS-Transistors N3 und des MOS-Transistors N4 durch Vt2, Vt3 bzw. Vt4 repräsentiert sind, wie dies in der 8 gezeigt ist, ist das Referenzsignal Va gleich (Vgs – Vt4) zusammen mit einer Erhöhung der Gate-Source-Spannung Vgs. Zusammen mit dem Sinken der Gate-Source-Spannung Vgs wird das Referenzsignal Va (Vgs + Vt3).
Während der Ausschaltperiode des Ausgangs-MOS-Transistors M0 wird wie in 4 der MOS-Transistor N2 eingeschaltet, um die dynamische Klemmschaltung 31 zu aktivieren. Während einer anderen Zeitspanne als der Ausschaltperiode wie in 4 arbeitet die dynamische Klemmschaltung 31 nicht.
9 zeigt die Funktionsweise der Leistungs-IC gemäß dieser Ausführungsform. Ähnlich wie in 5 ist die 9 ein Zeitablaufplan des Stattfindens des Entladestromstoßes während der Ausschaltperiode des Ausgangs-MOS-Transistors M0.
Selbst wenn während eines Ausschaltzustandes des Ausgangs-MOS-Transistors M0 der Entladestromstoß stattfindet, ist Va = Vgs – Vt4. Wenn demgemäß ähnlich wie bei 5 die Werte für Vt2 und Vt4 so gesetzt sind, dass Vt2 > Va zum Zeitpunkt des Entladestromstoßes erfüllen, wird der MOS-Transistor N2 in einem Ausschaltzustand gehalten und die dynamische Klemmschaltung 31 arbeitet nicht.
Selbst wenn die Verzögerungsschaltung der ersten Ausfuhrungsform durch die Hystereseschaltung wie vorstehend angegeben ersetzt ist, arbeitet wie bei der ersten Ausführungsform die dynamische Klemmschaltung 31 selbst dann nicht, wenn der Entladestromstoß während eines Aus-Zustandes erfolgt, wodurch es möglich wird, den Ausgangs-MOS-Transistor vor der gegenelektromotorischen Kraft und dem Entladestromstoß zu schützen und die Schaltungsfläche zu minimieren.
Weitere Ausführungsformen
Die Verzögerungsschaltung 35 oder die Hystereseschaltung 36 kann durch eine Schaltung zum Detektieren der Änderung der Gate-Source-Spannung Vgs, insbesondere während der Entladestromstoßzeitspanne so gesetzt sein, dass eine Flankendetektierschaltung die dynamische Klemmschaltung 31 unter Steuerung der Zeit des Entladestromstoßes deaktiviert. Ferner kann die Verzögerungsschaltung 35 oder die Hystereseschaltung 36 durch eine Schaltung zum Detektieren einer Änderung der Gate-Source-Spannung Vgs insbesondere während der Ausschaltperiode ersetzt sein, um die dynamische Klemmschaltung 31 während der Ausschaltperiode zu aktivieren.
Die vorstehenden Ausführungsformen beschreiben die Leistungs-IC, die aus den MOS-Transistoren aufgebaut ist, aber die MOS-Transistoren können durch andere Bauarten ersetzt sein. Beispielsweise kann die Polarität (N-Kanal oder P-Kanal) jedes MOS-Transistors geändert sein oder es kann anstatt des MOS-Transistors ein Bipolar-Transistor verwendet werden.
In dem vorstehenden Beispiel haben die dynamische Klemmschaltung, die Klemmsteuerschaltung, die Verzögerungsschaltung und die Hystereseschaltung die einfache Schaltungskonfiguration, aber sie können auch eine andere Schaltungskonfiguration annehmen, die ähnliche Funktionen realisiert. Beispielsweise kann die Verzögerungsschaltung eine digitale Schaltung, wie beispielsweise eine Zeitschaltung sein oder die Hystereseschaltung kann eine digitale Schaltung wie beispielsweise eine Halteschaltung sein. Die Klemmsteuerschaltung kann wie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2005-223399 offenbart, konfiguriert sein.
Es ist klar zu ersehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die vorstehende Ausführungsform begrenzt, die ohne Abweichung vom Umfang und Geist der Erfindung modifiziert und geändert werden kann.

Claims

Integrierte Halbleiterschaltung, die zwischen eine Energieversorgung und eine induktive Last geschaltet ist, mit: einem Ausgangstransistor, der den Strom, welcher durch die induktive Last fließt, steuert; einer Klemmschaltung zum Klemmen einer an den Ausgangstransistor angelegten Überspannung; einer Referenzsignalerzeugerschaltung zum Erzeugen eines Referenzsignals durch Einstellen eines Pegels eines Steuersignaleingangs an einer Steuerelektrode des Ausgangstransistors; und einer Klemmsteuerschaltung, die die Klemmschaltung basierend auf dem Referenzsignal in Betrieb setzt, unter der Bedienung, dass an dem Ausgangstransistor eine gegenelektromotorische Kraft der induktiven Last angelegt ist.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei die Klemmsteuerschaltung die Klemmschaltung unter der Bedingung deaktiviert, dass an dem Ausgangstransistor ein Entladestromstoß angelegt ist.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung dem Steuersignal eine Verzögerung verleiht, um den Pegel des Steuersignals mit einer vorbestimmten Zeitabstimmung einzustellen.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 3, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung eine integrierte CR-Schaltung mit einem Widerstandselement und einem Kondensatorelement ist.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung das Steuersignal um einen ersten Pegel an der Anstiegsflanke des Steuersignals senkt und das Steuersignal um einen zweiten Pegel an der abfallenden Flanke des Steuersignals erhöht.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung ein erstes Diodenelement, das das Steuersignal um einen ersten Pegel senkt und ein zweites Diodenelement, das das Steuersignal um einen zweiten Pegel erhöht, aufweist.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung einen ersten Transistor, der das Steuersignal um den ersten Pegel senkt, und einen zweiten Transistor, der das Steuersignal um den zweiten Pegel erhöht, aufweist.
Integrierte Halbleiterschaltung mit: einer Hochseiten-Schaltschaltung, die eine induktive Last treibt; einer Steuersignalerzeugerschaltung, die ein Steuersignal zur Steuerung der Treibfunktion der Hochseiten-Schaltschaltung erzeugt; einer Entladeschaltung, die das Steuersignal beim Aus-Zustand der Hochseiten-Schaltschaltung an die induktive Last entlädt; und einer gegenelektromotorischen Kraft-Schutzschaltung zum Schützen der Hochseiten-Schaltschaltung vor einer gegenelektromotorischen Kraft basierend auf einem Referenzsignal, das durch Vermindern der Neigung einer Anstiegsflanke oder einer Abstiegsflanke des Steuersignals erhalten wird.
Integrierte Halbleiterschaltung mit: einem Ausgangstransistor, der zwischen einem Energieversorgungsanschluss, der mit Energie gespeist wird, und einem Ausgangsanschluss, der mit einer induktiven Last verbunden ist, geschaltet ist und in Antwort auf ein Steuersignal, das an einem Steueranschluss desselben angelegt ist, arbeitet; einer Klemmschaltung, die zwischen dem Steueranschluss und dem Energieversorgungsanschluss geschaltet ist; einer Referenzsignalerzeugerschaltung, die ein Referenzsignal durch Ändern des Pegels des Steuersignals erzeugt; und einer Klemmsteuerschaltung, die zwischen dem Energieversorgungsanschluss und dem Ausgangsanschluss geschaltet ist und den Betrieb der Klemmschaltung in Übereinstimmung mit dem Referenzsignal steuert.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 8, wobei die Klemmschaltung aufweist: eine Hochspannungsdiode, die eine gegenelektromotorische Kraft klemmt, welche an dem Ausgangstransistor angelegt ist; und eine rückstromverhindernde Diode, die verhindert, dass ein Strom vom Steueranschluss zum Energieversorgungsanschluss zurückfließt.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, wobei die Klemmschaltung aufweist: einen ersten Klemmsteuertransistor, der zwischen dem Energieversorgungsanschluss und dem Ausgangsanschluss geschaltet ist und in Antwort auf das Referenzsignal arbeitet; einen Klemmsteuerwiderstand, der mit dem ersten Klemmsteuertransistor in Reihe geschaltet ist; und einen zweiten Klemmsteuertransistor, der mit der Klemmschaltung in Reihe geschaltet ist und in Antwort auf ein Signal an einem Knoten zwischen dem Klemmsteuerwiderstand und dem ersten Klemmsteuertransistor arbeitet.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung ein Widerstandselement und ein Kondensatorelement aufweist, die zwischen dem Steueranschluss und dem Ausgangsanschluss in Reihe geschaltet sind, und dass das Referenzsignal ein Signal an einem Knoten zwischen dem Widerstandselement und dem Kondensatorelement ist.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung ein erstes Diodenelement und ein zweites Diodenelement aufweist, die parallel und in umgekehrter Richtung zwischen dem Steueranschluss und einem Referenzsignaleingangsanschluss der Klemmsteuerschaltung geschaltet sind.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, wobei die Referenzsignalerzeugerschaltung einen ersten Referenzsignalerzeugungs-Transistor und einen zweiten Referenzsignalerzeugungs-Transistor aufweist, die zwischen dem Steueranschluss und einem Referenzsignaleingangsanschluss der Klemmsteuerschaltung parallel geschaltet sind, wobei der erste Referenzsignalerzeugungs-Transistor einen Steueranschluss mit dem Referenzsignaleingangsanschluss verbunden hat, und der zweite Referenzsignalerzeugungs-Transistor einen Steueranschluss mit dem Steueranschluss des Ausgangstransistors verbunden hat.
Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, wobei der Ausgangstransistor ein MOS-Transistor vom Vertikal-Typ ist.