JPH03195376A - ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置

Info

Publication number
JPH03195376A
JPH03195376A JP1331334A JP33133489A JPH03195376A JP H03195376 A JPH03195376 A JP H03195376A JP 1331334 A JP1331334 A JP 1331334A JP 33133489 A JP33133489 A JP 33133489A JP H03195376 A JPH03195376 A JP H03195376A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
diode
igbt
module
peak value
recovery
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP1331334A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2692765B2 (ja
Inventor
Arata Kimura
新 木村
Yasuo Matsuda
松田　靖夫
Kiichi Tokunaga
紀一 徳永
Mutsuhiro Mori
睦宏 森
Toshiki Kurosu
黒須　俊樹
Yutaka Suzuki
豊 鈴木
Naoki Sakurai
直樹 櫻井
Yasumichi Yasuda
安田　保道
Tomoyuki Tanaka
知行 田中
Kenichi Onda
謙一 恩田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Priority to JP1331334A priority Critical patent/JP2692765B2/ja
Priority to US07/631,289 priority patent/US5274541A/en
Publication of JPH03195376A publication Critical patent/JPH03195376A/ja
Priority to US08/473,937 priority patent/US5731970A/en
Priority to US08/979,778 priority patent/US5929519A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP2692765B2 publication Critical patent/JP2692765B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L25/00—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof
    • H01L25/03—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof all the devices being of a type provided for in the same subgroup of groups H01L27/00 - H01L33/00, or in a single subclass of H10K, H10N, e.g. assemblies of rectifier diodes
    • H01L25/04—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof all the devices being of a type provided for in the same subgroup of groups H01L27/00 - H01L33/00, or in a single subclass of H10K, H10N, e.g. assemblies of rectifier diodes the devices not having separate containers
    • H01L25/07—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof all the devices being of a type provided for in the same subgroup of groups H01L27/00 - H01L33/00, or in a single subclass of H10K, H10N, e.g. assemblies of rectifier diodes the devices not having separate containers the devices being of a type provided for in group H01L29/00
    • H01L25/072—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof all the devices being of a type provided for in the same subgroup of groups H01L27/00 - H01L33/00, or in a single subclass of H10K, H10N, e.g. assemblies of rectifier diodes the devices not having separate containers the devices being of a type provided for in group H01L29/00 the devices being arranged next to each other
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08148—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
    • H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
    • H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
    • H01L2224/48—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of an individual wire connector
    • H01L2224/4805—Shape
    • H01L2224/4809—Loop shape
    • H01L2224/48091—Arched
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/12—Passive devices, e.g. 2 terminal devices
    • H01L2924/1203—Rectifying Diode
    • H01L2924/12032—Schottky diode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/13—Discrete devices, e.g. 3 terminal devices
    • H01L2924/1304—Transistor
    • H01L2924/1305—Bipolar Junction Transistor [BJT]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/13—Discrete devices, e.g. 3 terminal devices
    • H01L2924/1304—Transistor
    • H01L2924/1305—Bipolar Junction Transistor [BJT]
    • H01L2924/13055—Insulated gate bipolar transistor [IGBT]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/10—Details of semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/11—Device type
    • H01L2924/13—Discrete devices, e.g. 3 terminal devices
    • H01L2924/1304—Transistor
    • H01L2924/1306—Field-effect transistor [FET]
    • H01L2924/13091—Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor [MOSFET]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/19—Details of hybrid assemblies other than the semiconductor or other solid state devices to be connected
    • H01L2924/1901—Structure
    • H01L2924/1904—Component type
    • H01L2924/19041—Component type being a capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/30—Technical effects
    • H01L2924/301—Electrical effects
    • H01L2924/30107—Inductance

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高速スイッチング素子ＩＧＢＴに組合せて用
いられるダイオードとその並列回路及び共通のベース上
で逆並列に接続して構成したモジ３ ニール、及びそれを用いたインバータ装置に関する。
〔従来の技術〕
電力変換装置の応用範囲の拡大に伴い装置の高性能、低
騒音、小形化がますます重要になっている。その制御素
子として、パワーＭＯ８−ＦＥＴの高速スイッチング特
性とバイポーラ１〜ランジスタの高電力特性を兼ね備え
たＩ　Ｇ　Ｂ　Ｔ　（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅ　Ｂ
ｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が開発され、実
用化され始めている。
ＩＧＢＴは、ターンオン及びターンオフタイムが０．１
〜０．５μｓと速く、高周波で駆動するのに好適な素子
である。そしてこの１：ＧＥＴは共通のベース上でダイ
オードと逆並列に接続して、それを１組〜６組をまとめ
たモジュールにして、高周波インバータなどに実用化さ
れ始めている。
〔発明が解決しようとする課題〕
しかし、ＩＧＢＴを用いてインバータ装置を構成すると
、スイッチング時に発生する電圧振動が大きく、それが
ノイズとなって制御装置の誤動作やＩＧＢＴの破壊の原
因となる問題があることが分かった。
第８図はＩＧＢＴとダイオードを逆並列に接続したモジ
ュールを用いて、インバータを構成して動作させた場合
の誤動作の事例である。この誤動作の詳細は後述する。
この図ではフリーホイルダイオードがリカバリした後、
それと並列に接続されたＩＧＢＴに振動電圧が印加され
ており、それによりＩＧＢＴの駆動回路が誤動作してア
ーム短絡の大きな電流が流れている。この例では、アー
ム短絡が生じると振動電圧が無くなって誤動作が止まり
、ＩＧＢＴの破壊には至っていないが、これは誤動作の
限界での現象のためであり、更に大きな振動電圧が生じ
ると大きなアーム短絡電流が流れて、ＩＧＢＴの破壊に
まで至る現象があることが分かった。
このような誤動作を避ける方法として、例えばＩＧＢＴ
に加えるゲート信号の立上りをゆるやかにして、ＩＧＢ
Ｔのターンオン時のｄ　ｉ　／　ｄ　ｔを遅くする方法
や、インバータの主回路配線のインダクタンスを増して
ターンオン時のｄ　ｉ　／　ｄ　ｆ；をゆるやかにする
方法がある。しかし、いずれも回路動作を遅くすること
であり、ＩＧＢＴのスイッチング損失を増加したり、回
路動作を高速化できないという問題が生じ、ＩＧＢＴの
高速スイッチング特性を充分に活かした使い方ができな
いという欠点がある。
そこで、本発明の目的は、高速スイッチング特性を充分
に活かしたＩＧＢＴとダイオードの並列回路を提供する
ことである。
また、本発明の他の目的は、電圧振動を抑制して誤動作
のない信頼性の高いインバータを提供することにある。
〔課題を解決するための手段〕
上記目的を達成するために、電圧振動の発生要因を調べ
た結果、モジュールの中の配線インダクタンスしに蓄積
されるエネルギーと、ＩＧＢＴ及びダイオードの寄生容
量Ｃによる共振であることが分かった。
従って、本発明では振動電圧を抑制する第一の手段とし
てモジュールの中の配線インダクタンスＬのエネルギー
を吸収できるように、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量
Ｃを大きくするが、それに変わるコンデンサを接続した
ものである。
第二の手段は、リカバリ電流の尖頭値ＩＲＰを低減した
ダイオードを組合せることである。我々の検討結果によ
れば、ダイオードのリカバリ特性はＩＧＢＴのターンオ
ン特性と協調をとる必要があり、その協調条件はＩＧＢ
Ｔのターンオンのライスタイムによって決る最大のｄ　
ｉ　／　ｄ　ｔで、ダイオードを定格電流ＩＦからリカ
バリさせた時のリカバリ特性で決定すべきであることが
分かった。
そして、その時のリカバリ電流の尖頭値ＩＲＰが定格電
流Ｉｐの０．５５以下で、かつリカバリ電流の尖頭値Ｉ
ＲＰから］／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間を
ｔｒｒとすると、ｔｒｒがπＪ「ての１．５倍以上のリ
カバリ特性を有するダイオードを、ＩＧＢＴと組合わせ
てモジュールを構成することである。
〔作用〕
７− 振動電圧の発生要因は、モジュールの中の配線インダク
タンスＬと、ＩＧＢＴ及びダイオードの寄生容量Ｃによ
る共振現象であるから、ダイオードのリカバリ電流の尖
頭値ＩＲＰによって蓄積されるエネルギーと共振の半周
期Ｔの関係は、（１／２）ＬＩＲＰ２＝（１／２）ＣＶ
２　　−（１）Ｔ＝π匹で−・・・（２） である。
従って、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量Ｃを大きくす
るか、それに変わるコンデンサを接続することにより、
（１）式、（２）式から電圧振動の尖頭値Ｖが低下し、
振動周期Ｔが長くなることが分かる。
また第二の手段のように、ダイオードのリカバリ電流の
尖頭値ＩＲＰを低減すれば、モジュールの中の配線イン
ダクタンスＬに蓄積されるエネルギーの絶対値が小さく
なるので、振動電圧の尖頭値Ｖが低下することが分かる
。そして、リカバリ電流が尖頭値ＩＲＰから１／１ｏの
値に減衰するまでのリカバリ時間ｔｒｒを、（２）式の
Ｔより大きなダ８ イオードにすることにより、非共振状態にすることも可
能であるし、少なくとも共振動作を急速に減衰できるこ
とが分かる。
以上のように、本発明はＩＧＢＴのターンオン特性とダ
イオードのリカバリ特性との協調をとることにより、Ｉ
ＧＢＴのスイッチング時の電圧振動を低減したモジュー
ルを提供するものである。
又、上記モジュールを用いてインバータ装置を構成する
ことにより、ＩＧＢＴの高速スイッチング特性を充分に
活かし、高性能でしかも信頼性の高いインバータを実現
した。
〔実施例〕
以下図面を用いて本発明を説明する。
第１図は本発明のモジュール構成を示したものである。
２１はベース電極、２２は絶縁板、２３はコレクタ電極
板、２４はエミッタ電極板、２５はゲート電極板、２６
はコレクタ端子、２７はエミッタ端子、２８はゲート端
子である。コレクタの電極板２３の上には、ＩＧＢＴ２
９とダイオード３０が電気特性的に逆並列となるように
半田などで接着されている。また、ＩＧＢＴ２９のエミ
ッタはエミッタ電極板２４に、ゲートはゲート電極板２
５に、ダイオード３０のアノードはワイヤによってエミ
ッタ電極板２４にそれぞれ接続されている。コレクタ電
極板２３とエミッタ電極板２４の間にはコンデンサ３１
が接続されている。
そしてこの図では省略しであるが、これらは各端子の先
端を残してケースで覆われる。
次に、本発明の詳細な説明する前に、我々が検討して明
らかになった、激しい振動電圧が発生する理由をインバ
ータ回路を用いて説明する。
第５図に代表的なインバータ回路を示す。図において、
１は直流電源、２８〜５ａはスイッチング素子のＩ　Ｇ
　Ｂ　Ｔ、６は負荷のモータである。
２ｂ−５ｂはフリーホイルダイオードで、ＩＧＢＴ２ａ
〜５ａと対に設けてそれぞれ、あるいは−括してモジュ
ール化したものである。２０〜５ｃはモジュール内の配
線のインダクタンスである。２ｄ〜５ｄはＩ　Ｇ　Ｂ　
Ｔ　２　ａ〜５ａの駆動回路で、インバータ装置の制御
装置１１とホトカポラ２ｅ〜５ｅを介して接続されてい
る。
そして７は、直流電源とＩＧＢＴ（２ａ−５ａ）とを接
続する主回路配線のインダクタンスである。
また、ダイオード８．コンデンサ９．放電抵抗１０で構
成されたクランプ回路は、主回路配線のインダクタンス
７のエネルギーにより、ＩＧＢＴ２ａ〜５ａに過電圧が
印加されるのを防止するためのものである。
さて、このように構成したインバータ装置の動作におい
て、例えば、ＩＧＢＴの３８と４８がオン状態で負￥＊
　（Ｍ）６に電流を流している状態からＩＧＢＴ３ａを
オフすると、負荷（Ｍ）６のエネルギーによりそれまで
流れていた負荷電流はＩＧＢＴ４ａとフリーホイルダイ
オード２ｂを介して流れ続ける。そして、その状態から
ＩＧＢＴ３ａを再びオンすると、フリーホイルダイオー
ド２ｂに流れていた負荷電流がＩ　Ｇ　Ｂ　Ｔ　３　ａ
に移る転流動作がある。
高速のスイッチング素子のＩＧＢＴでインバータを構成
したときの激しい振動電圧は、この転流１ 動作時のフリーホイルダイオードのリカバリ時に生じる
ことが分かった。
この転流動作において、ＩＧＢＴ３ａがターンオンして
、負荷電流がフリーホイルダイオード２ｂからＩＧＢＴ
３ａに転流するまでの期間（正確にはダイオードのリカ
バリ電流が尖頭値に達するまでの期間）は、フリーホイ
ルダイオード２ｂの端子間にはダイオードの順方向の電
圧降下しか印加されない。従って、直流電源１は配線イ
ンダクタンス７及び２ｃ、３ｃとＩＧＢＴ３ａで短絡さ
れることになる。
第６図に、ターンオン特性の異なるスイッチング素子の
直流電源電圧Ｅとターンオンのｄｉ／ｄｔの関係を示す
。直流電源電圧Ｅに反比例している直線はインバータ主
回路の負荷曲線で、素子特性との交点がそのスイッチン
グ素子を用いた時のターンオンのｄ　ｉ　／　ｄ　ｔで
ある。
従来のバイポーラ素子（６００Ｖ−１００Ａ級前後）の
場合は、ターンオンのライスタイムが０．５〜３μＳ　
と比較的スイッチング速度が遅か２一 つたので、ターンオンの電流の立上りｄ　ｊ、　／　ｄ
　ｔが素子自身で抑制されていた。しかしＩＧＢＴのよ
うにライスタイムが０．５〜０．１μｓと短かくなると
、ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔは素子特性と配線のインダクタン
ス（例えば第５図の２Ｃ＋３Ｃ＋７）の両者で決定され
るようになる。そして、更にライスタイムが短くなれば
、配線のインダクタンスＬと直流電源電圧Ｅのみで決定
するような大きなｄｉ／ｄｔとなる。
そして、ＩＧＢＴのターンオンのｄ　ｉ　／　ｄ　ｔが
大きくなることは、前述のインバータのフリーホイルダ
イオード２ｂからＩＧＢＴ３ａへの転流動作が高速で行
われることであり、フリーホイルダイオード２ｂのリカ
バリが大きなｄ　ｊ　／　ｄ　ｔで行われることである
。その結果、フリーホイルダイオード２ｂに印加される
電圧に激しい振動が発生するが、それは次の理由による
。
第７図は、ダイオードのオフ時のｄ　ｊ／　ｄ　ｔとリ
カバリ電流の尖頭値ＩＲＰ及びＩＲＰから１７１０の値
に減衰するまでのリカバリ時間ｔｒｒとの関係を示した
ものである。ダイオードがリカバリするときのｄ　ｊ　
／　ｄ　ｔが大きくなると、それにほぼ比例してリカバ
リ電流の尖頭値ＩＲＰが大きくなり、リカバリ時間ｔｒ
、が短くなる関係がある。ダイオードがリカバリする時
は、蓄積されていたキャリアを放出する電流と、接合容
量などの寄生容量を充電する電流が流れるが、ｄ　〕／
　ｄ　ｔが大きいとキャリアを放出するために大きなリ
カバリ電流が流れ、その尖頭値ＩＲＰで寄生容量を充電
するためリカバリ時間ｔｒｒが短くなる。
インバータ回路でフリーホイルダイオードのＩＲＰが大
きくなることは、配線のインダクタンス（例えば第５図
の７及び２ｃ〜５ｃ）に余分に蓄積されるエネルギー（
（１／　２　）Ｌ　Ｉ　ＲＰ２）が大きくなることであ
る。すなわち、ターンオンのｄｉ／ｄｔが大きくなった
結果、従来のバイポーラ素子と同じリカバリ特性のダイ
オードを使うならば、配線インダクタンスに蓄積される
エネルギーは尖頭値ＩＲＰの２乗に比例するので、非常
に大きくなることが分かる。
主回路の配線インダクタンス７に蓄積されるエネルギー
は、第５図の８〜１０で構成するようなりランプ回路で
吸収することができる。しかし、モジュールの中の配線
インダクタンス、例えば２ｃに蓄積されたエネルギーは
、ＴＧＢＴ２ａとフリーホイルダイオード２ｂに過電圧
として印加されることになる。
この時、前述のようにダイオードには寄生容量があり、
ＩＧＢＴにも寄生容量があるので、モジュールの中の配
線インダクタンスに蓄積されたエネルギーがＩＧＢＴと
ダイオードの寄生容量に移動する。そしてこの間の協調
が取れていないと、ＬＣの共振現象による振動電圧が発
生することになるが、従来のモジュールはこの点の協調
がとれていないため、振動電圧が発生していた。そして
この電圧振動による変位電流が第５図の駆動回路２ｄ〜
５ｄを介して制御装置１１に流れて誤動作を引き起こし
ていた。
本発明は、この点に着１］したもので、モジュールの中
での特性の協調を図ったものである。すな５ わち、上述したダイオードがリカバリする時のモジュー
ルは、第３図に示すような等価回路で表わすことができ
る。第２図はダイオードのリカバリ電流が尖頭値ＩＲＰ
に達した時点からのものである。
図において、Ｌはモジュールの中の配線のインダクタン
ス、ＣはＩＧＢＴとダイオードの合計の寄生容量、Ｒは
残留キャリアの放出を可変抵抗で表わしたものである。
上述したように、ダイオードがリカバリする時、蓄積さ
れていたキャリアを放出する電流と接合容量などの寄生
容量を充電する電流が流れるが、キャリアの放出はリカ
バリ電流が尖頭値ＩＲＰに達した時も完全には終了して
おらず、残留キャリアによる電流が流れ続ける。そこに
流れる電流を可変抵抗Ｒに置き換えたものである。
そして、モジュールの端子間に接続しであるコンデンサ
は、主回路の配線インダクタンス７に蓄積されるエネル
ギーを吸収するクランプ回路で、第５図のクランプ回路
のコンデンサ８に相当する。
このような等価回路において、簡単のためＲを１６ 無視して、モジュールの両端子間に大きなコンデンサが
接続されていると仮定した場合、ダイオードのリカバリ
電流の尖頭値ＩＲＰによって蓄積されるエネルギーと共
振の半周期′］゛の関係は、」―述した（１）式、（２
）式となる。すなわち、重複して表わすと、 （１／　２）Ｌ　ＩＲＰ２＝（１，／　２）ＣＶｚ−（
１）Ｔ＝ｇ、、／’Ｕで　　　　　　　　　　　　　　
（２）である。
従って、ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量Ｃを大きくす
るか、それに変わるコンデンサを接続することにより、
電圧振動の尖頭値Ｖを低下でき、振動周期Ｔを長くでき
ることが分かる。
第１図の実施例は、電圧振動の尖頭値Ｖの低減をコンデ
ンサで実現したもので、我々の実験結果によれば、１０
０ＡのＩＧＢＴとダイオードの合計の寄生容量はおよそ
６００ＰＦで、それに１０００ＰＦのコンデンサ３１を
接続すると、大幅に電圧振動の尖頭値Ｖを低減できた。
なお、コンデンサ３１を設けると、スイッチング損失が
増えることになるが、コンデンサの容量は今回の実験結
果からＩＧＢＴとダイオードの合計の寄生容量の２倍の
値以下の小さい容量でよく、利用上はとんど問題になら
なかった。
次に本発明の第二の手段について説明する。
第２図の等価回路から明らかなように、モジュール内の
配線インダクタンス１．に蓄積されたエネルギーは、Ｉ
ＧＢＴとダイオードの寄生容量Ｃと残留キャリアを表す
抵抗Ｒで吸収されることになる。従って、リカバリ電流
の尖頭値ＩＲＰをこれらで吸収できるような範囲に抑え
られれば、跳ね」二かり電圧の尖頭値も電圧振動も抑え
ることができる。
すなわち理論的に、許容できる跳ね」―かり電圧の尖頭
値をＶとすると、（１）式を書き直した、ＩＲＰ＜Ｊ乙
■万７Ｔ　　　　　　　　　　・・（３）を実現できる
ようなダイオードを選べば良いことになる。そして、共
振現象の抑制は、リカバリ電流が尖頭値ＩＲＰから１−
　／　１０の値に減衰するまでのリカバリ時間ｔｒｒを
、（２）式のＴより大きいＴ〉πｇ　　　　　　　　　
　　　　−（４）のリカバリ特性を有するダイオードを
選べば良いことになり、これを計算と実験で検討した。
第３図は、リカバリ時間ｊｒｒと振動の跳」−り電圧尖
頭値Ｖの関係を計算で求めたものである。パラメータは
、リカバリ電流の尖頭値ＩＲＰであるが、図では規格化
して示しである。図から明らかなように、リカバリ時間
ｔｒｒが（２）式の共振周期のπＪ丁で−のところでは
跳−Ｉニリ電圧の尖頭値■が大きいが、リカバリ時間ｊ
ｒｒをπＪ７Ｕの１．５倍以−Ｌにすると跳ね上がり電
圧の尖頭値が大幅に低減している。
従ってこの第３図と、許容される跳ね」−がり電圧の尖
頭値から、ダイオードのリカバリ特性を選定することが
できる。
カタログなどに示される半必体素子の特性が、定格電圧
の約１／２の試験電圧であることからも分かるように、
普通半導体素子を使う場合、定格電圧の約］／２以下で
使われることが多い。上述してきたようにスイッチング
時の跳ね上がり電圧９ により、素子に定格電圧を超える電圧が印加することを
避けるためである。このため、定格電圧の１／２の電源
電圧で使用する時は、跳ね上がり電圧尖頭値は定格電圧
の１／２まで許容できるわけである。しかし我々の実験
結果によると、それでは駆動回路の誤動作の面で充分で
はなく、定格電圧の１７３〜１−／４以下に跳ね」−が
り電圧の尖頭値を抑制すると良好な結果が得られている
。
このことを考慮に入れて、第３図からダイオードのリカ
バリ特性を選ぶと、リカバリ電流の尖頭値が定格電流の
０．５５　（ＩＲＰ／ＩＦ＝０．５５）以下で、リカバ
リ時間ｔ１．がπＪ下の１．５倍以上のダイオードを選
べば良いことが分かる。
なお、上述のようにダイオードのリカバリ特性を選定す
ると、ＩＧＢＴモジュールの電流容量が大きくなった場
合に、跳ね−Ｌがり電圧が大きくなるように思われる。
寄生容量Ｃが電流容量に比例して増加するのに対して、
モジュールの配線インダクタンスに蓄積されるエネルギ
ーがＩＲＰの２乗で増加するためである。しかし実験に
よって確認＝２０ してみると、跳ね上がり電圧が飽和することが分かった
。
第４図に、ＩＧＢＴモジュールの電流容量と跳ね上がり
電圧の尖頭値の関係を示す。モジュールの電流容量は、
５０ＡのＴＧＢＴとダイオードのチップの並列数によっ
て変えた。モジュール内部の配線インダクタンスは５０
ｎＨ，ＩＧＢＴのターンオンのライスタイムは０．３μ
ｓ　である。図に示されているように、電流容量がある
程度大きくなると、跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和して
いる。これは第６図で示したと同様に、ターンオンのｄ
　ｉ　／　ｄ　ｔは素子特性の他に主回路のインダクタ
ンスでも抑制されるため、モジュールの電流容量に比例
してｄ　ｊ、　／　ｄ　ｔが大きくならなくなるためで
ある。すなわち、電流容量が大きくなるにしたがって、
ＩＧＢＴが保有する最大のターンオン特性を実現できな
くなる。そのため、同一のリカバリ特性を有するダイオ
ードを用いてモジュールの電流容量を大きくしても、電
流容量に比例してリカバリ電流の尖頭値Ｘｎｐが大きく
ならずに、眺ね−１−かり電圧の尖頭値が飽和するよう
になるものである。
次に、具体的にダイオードを選定する時の試験条件につ
いて述べる。
第７図に記述したように、ダイオードのリカバリ特性は
、リカバリ時のｄ　ｉ　／　ｄ　ｔによって変わるので
、ベアとなるＩＧＢＴのターンオン特性から得られる最
大のｄ　ｊ、　／　ｄ　ｔで選定する必要がある。そし
てＩＧＢＴのターンオンのｄ　ｉ　／　ｄ　ｔを決定す
る試験電圧は、定格電圧の１／２であり、測定温度は室
温である。なお、測定温度が高温になると、リカバリ電
流の尖頭値は大きくなるが、リカバリ時間ｔｒｒも長く
なり電圧振動がむしろ低減する。
また、ＩＧＢＴモジュールにおいては、普通、５０Ａ〜
１００　Ａのチップをモジュールの中で並列にして電流
容量を大きくするが、上述のようにモジュールの電流容
量が大きくなるにしたがってＩＧＢＴが保有する最大の
ターンオン特性を実現する試験回路が難しくなる。その
場合はＩＧＢＴのチップ当りの定格電流でダイオードの
リカバリ特性を上述と同様に選定する。
以上、本発明はスイッチング素子のターンオンのライス
タイムが０．５μＳ　以下の素子を対象にして検討した
ものである。ライスタイムが０．５μＳ以上の素子であ
っても考え方は同じであるが、ライスタイムが長いとフ
リーホイルダイオードがリカバリする時のｄ　ｊ、　／
　ｄ　ｔが小さいので、第８図で示したように同じダイ
オードでもリカバリ電流の尖頭値ＩＲＰが小さくなって
くる。このため、ダイオードの選定が比較的容量であっ
たため、従来それほど大きな問題とはならなかった。
そして、ＭＯＳ−ＦＥＴのようにターンオンのライスタ
イムが０．１μＳ　前後の速い素子も実在しティた。し
かし、Ｍ　ＯＳ　−Ｆ　Ｅ　’ｒは、Ｉ　Ｇ　Ｂ　Ｔよ
りオン抵抗が大きいために、同じ電流容量でもチップ面
積が大きく、寄生容量が大きくなっていた。そして又、
これらのモジュールは〜５０Ａ程度までと比較的電流容
量が小さかった。このため、（１）式や第４図から分か
るように、跳ね」二がり３ 電圧がそれほど大きくならない要因を持っていた。
このため、ダイオードの選定が比較的容易であった。
しかし、ターンオンのライスタイムが０．５　μｓ以下
で、しかも大きな電流容量のモジュールまで実現できる
ＩＧＢＴを対象にした時、ダイオードの製作にも工夫が
必要となった。
我々の検討した結果によれば、今回実施例で述べたよう
な比較的定格電圧の高いスイッチング素子と組み合わせ
るダイオードは、従来からｐｎ接合のダイオードが用い
られていた。しかし、例えば特公昭５９−３５１８３号
公報に示されているショットキーバリアとｐｎ接合を有
するようなダイオードは、従来から１００Ｖ〜２００Ｖ
耐圧以下のものが多かったが、今回６００Ｖ以上の耐圧
のダイオードを作ってＩＧＢＴと組合せてみると非常に
有効であることが確認できた。
また、ダイオードのリカバリ電流の尖頭値ＩＲＰを小さ
くする方法として、金などの不純物のドープや、電子線
などの照射によってキャリアのライ２４− フタイムを短くする方法があるが、この方法でも本発明
のモジュールを実現するダイオードができる。しかし、
この方法にはオン電圧が大きくなりすぎて、モジュール
の損失が大きくなる欠点がある。これを避けるためには
、第１０図に示すチップ面積の違いによるダイオードの
オン電圧と順電流の関係からも分かるように、従来ＩＧ
ＢＴに対して１／３〜１／４にしていたダイオードのチ
ップ面積を１／２．５　程度まで大きくするのが有効で
あった。また、このようにＩＧＢＴに対してダイオード
のチップ面積を大きくすれば熱抵抗が反比例して小さく
なることが知られており、この点からも損失による温度
上昇の低減が図れる。
さらに、ＩＧＢＴより耐圧の高いダイオードを組み合わ
せると、リカバリ時間ｊｒｒが長くなり、電圧振動を抑
制するのに効果的であった。素子の耐圧はベース層にほ
ぼ依存するが、ＩＧＢＴのベース層よりダイオードのベ
ース層をおよそ１．２倍にした時でも、それにほぼ反比
例して電圧振動が抑制できた。
〔発明の効果〕
第９図に、本発明のＩＧＢＴモジュールをインバータに
実装して、ダイオードがリカバリした時の電圧、電流波
形例を示す。比較のため従来例も示しているが、本発明
のモジュールの場合は、跳ね上がり電圧の尖頭値と電圧
振動が大幅に低減されていることが分かる。
そして、本発明のモジュールでインバータ装置を構成す
ると、ＩＧＢＴを高速で動作させても、跳ね上がり電圧
と電圧振動が抑制されるので、ＩＧＢＴの鄭動回路がノ
イズによって誤動作するようなことがなくなった。そし
て、インバータ装置の高性能化、高効率化（スイッチン
グ速度の高速化）、高信頼性（低ノイズ化）を実現でき
た。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例、第２図は本発明の詳細な説
明するための図、第３図は計算データ、第４図は測定デ
ータ、第５図はインバータ、第６図と第７図はスイッチ
ング素子及びダイオードの特性、第８図は誤動作の波形
例、第９図は発明の効果を表わす図であり、第１０図は
スイッチング素子に対するダイオードのチップ面積を変
えた時のダイオードのオン電圧と順電流の関係を示した
図である。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、同一のベース上に、一対以上のＩＧＢＴとダイオー
    ドを逆並列接続して構成したモジュールにおいて、 モジュールの中に、ＩＧＢＴ及びダイオードと並列にコ
    ンデンサを接続したことを特徴とするモジュール。 ２、請求項第１項において、 前記ＩＧＢＴのベース層に対して、ダイオードのベース
    層が１．２倍以上であることを特徴とするモジュール。 ３、請求項第１項において、 前記ＩＧＢＴのチップ面積に対して、ダイオードのチッ
    プ面積が１／２．５倍以上であることを特徴とするモジ
    ュール。 ４、一対以上のＩＧＢＴとダイオードを逆並列接続して
    構成したＩＧＢＴとダイオードの並列回路において、リ
    カバリ電流の尖頭値がＩＧＢＴの定格電流の０．５５以
    下であり、前記リカバリ電流の尖頭値から１／１０の値
    に減衰するまでのリカバリ時間が、前記並列回路の共振
    周期の０．７５倍以上である特性のダイオードを用い、
    前記ダイオードに並列にコンデンサを設けたことを特徴
    とするＩＧＢＴとダイオードの並列回路。 ５、請求項第４項において、前記コンデンサの容量は前
    記ＩＧＢＴとダイオードの寄生容量の２倍の値より小さ
    いことを特徴とするＩＧＢＴとダイオードの並列回路。 ６、同一のベースに、一対以上のＩＧＢＴとダイオード
    を逆並列接続して構成したモジュールにおいて、定格の
    １／２の電圧で前記ＩＧＢＴをターンオフさせたとき得
    られる最大のｄｉ／ｄｔで前記ダイオードを定格電流か
    らリカバリさせた時のリカバリ電流の尖頭値が定格電流
    の０．５５以下であり、前記リカバリ電流の尖頭値から
    １／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間がモジュー
    ルの配線インダクタンス及び前記ＩＧＢＴと前記ダイオ
    ードの寄生容量から得られる共振周期の０．７５倍以上
    である特性のダイオードを用いたことを特徴とするモジ
    ユール。 ７、請求項第６項において、前記ＩＧＢＴのターンオン
    のライスタイムが０．５μｓ以下であることを特徴とす
    るモジュール。 ８、請求項第６項において、前記ダイオードがショトキ
    ーとｐｎ接合を有することを特徴とするモジュール。 ９、直流電源と、直列接続された一対のＩＧＢＴが少な
    くとも２組以上並列に接続され、前記一対のＩＧＢＴの
    接続点間に負荷を接続するインバータ装置において、リ
    カバリ電流の尖頭値が定格電流の０．５５以下であり、
    前記リカバリ電流の尖頭値から１／１０の値に減衰する
    までのリカバリ時間が配線インダクタンスとＩＧＢＴと
    ダイオードの寄生容量から得られる共振周期の０．７５
    倍以上である特性のダイオードを前記ＩＧＢＴと逆並列
    に接続した並列回路を用いたことを特徴とするインバー
    タ装置。 １０、ＩＧＢＴと組み合わせて使用されるダイオードに
    おいて、前記ダイオードのリカバリ電流の尖頭値が定格
    電流の０．５５以下の値であり、前記リカバリ電流の尖
    頭値から１／１０の値に減衰するまでのリカバリ時間が
    、前記ＩＧＢＴとダイオードでの寄生容量から得られる
    共振周期の０．７５倍以上であることを特徴とするダイ
    オード。 １１、ＩＧＢＴと組合わせて使用されるダイオードにお
    いて、前記ＩＧＢＴのターンオンによつて発生する跳上
    り電圧が定格電圧の１／３以下となる特性であることを
    特徴とするダイオード。
JP1331334A 1989-12-22 1989-12-22 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 Expired - Fee Related JP2692765B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1331334A JP2692765B2 (ja) 1989-12-22 1989-12-22 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
US07/631,289 US5274541A (en) 1989-12-22 1990-12-20 Parallel circuit module including a diode and an IGBT
US08/473,937 US5731970A (en) 1989-12-22 1995-06-07 Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device
US08/979,778 US5929519A (en) 1989-12-22 1997-11-26 Semiconductor module including switching device chips and diode chips

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1331334A JP2692765B2 (ja) 1989-12-22 1989-12-22 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置

Related Child Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8137961A Division JP2776373B2 (ja) 1996-05-31 1996-05-31 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
JP8137960A Division JP2800780B2 (ja) 1996-05-31 1996-05-31 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH03195376A true JPH03195376A (ja) 1991-08-26
JP2692765B2 JP2692765B2 (ja) 1997-12-17

Family

ID=18242523

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP1331334A Expired - Fee Related JP2692765B2 (ja) 1989-12-22 1989-12-22 ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5274541A (ja)
JP (1) JP2692765B2 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0583947A (ja) * 1991-09-20 1993-04-02 Hitachi Ltd インバータ装置
JPH08306859A (ja) * 1996-05-31 1996-11-22 Hitachi Ltd ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
KR100311538B1 (ko) * 1991-09-20 2001-10-18 가나이 쓰도무 전력변환장치
JP2013236507A (ja) * 2012-05-10 2013-11-21 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュール
US9627955B2 (en) 2014-02-18 2017-04-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Semiconductor module

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5731970A (en) * 1989-12-22 1998-03-24 Hitachi, Ltd. Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device
US5544038A (en) * 1992-09-21 1996-08-06 General Electric Company Synchronous rectifier package for high-efficiency operation
EP0670603B1 (en) * 1994-02-18 1999-01-13 Hitachi, Ltd. Semiconductor device comprising at least one IGBT and a diode
KR970054363A (ko) * 1995-12-30 1997-07-31 김광호 다이오드를 내장한 절연게이트 바이폴라 트랜지스터 및 그 제조방법
US5998227A (en) * 1996-02-01 1999-12-07 International Rectifier Corporation IGBT and free-wheeling diode combination
US5673188A (en) * 1996-03-25 1997-09-30 Hughes Electronic Zero voltage switching series resonant half bridge VHF inverter
US5773799A (en) * 1996-04-01 1998-06-30 Gas Research Institute High-frequency induction heating power supply
US5908575A (en) * 1997-05-16 1999-06-01 Gas Research Institute Method of inductively fusion joining plastic pipes
US5875281A (en) * 1997-07-24 1999-02-23 Cableform, Inc. DC solid state series wound motor drive
JP3697353B2 (ja) * 1998-06-29 2005-09-21 株式会社日立産機システム インバータ装置
DE10109329C1 (de) * 2001-02-27 2002-05-02 Siemens Ag Schaltungsanordnung
JP3932841B2 (ja) * 2001-08-29 2007-06-20 株式会社日立製作所 半導体電力変換装置
US6710574B2 (en) 2001-09-21 2004-03-23 Eaton Corporation Reversible DC motor drive including a DC/DC converter and four quadrant DC/DC controller
US7080639B1 (en) 2005-06-30 2006-07-25 Visteon Global Technologies, Inc. Soft IGBT turn-on ignition applications
WO2010057532A1 (en) * 2008-11-21 2010-05-27 Abb Technology Ag Power converter with multi-level voltage output and harmonics filter
JP5584357B2 (ja) * 2010-05-04 2014-09-03 ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー 可変速駆動装置
JP5547559B2 (ja) * 2010-06-16 2014-07-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP5932269B2 (ja) * 2011-09-08 2016-06-08 株式会社東芝 パワー半導体モジュール及びパワー半導体モジュールの駆動方法
JP5999677B2 (ja) * 2011-09-20 2016-09-28 ローム株式会社 電子回路
JP7408941B2 (ja) 2019-07-25 2024-01-09 富士電機株式会社 電力変換装置
CN114325368B (zh) * 2021-12-13 2024-07-23 科威尔技术股份有限公司 一种针对直流开关器件的极限工况测试系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56172951U (ja) * 1980-05-23 1981-12-21
JPS59103300A (ja) * 1982-11-03 1984-06-14 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ 直流―直流逓昇変換器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5935183A (ja) * 1982-08-23 1984-02-25 株式会社東芝 高速増殖炉
DE3420535C2 (de) * 1984-06-01 1986-04-30 Anton Piller GmbH & Co KG, 3360 Osterode Halbleiter-Modul für eine schnelle Schaltanordnung
US4685041A (en) * 1985-03-11 1987-08-04 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Resonant rectifier circuit
US4727308A (en) * 1986-08-28 1988-02-23 International Business Machines Corporation FET power converter with reduced switching loss
US4876635A (en) * 1988-12-23 1989-10-24 General Electric Company Series resonant inverter with lossless snubber-resetting components

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56172951U (ja) * 1980-05-23 1981-12-21
JPS59103300A (ja) * 1982-11-03 1984-06-14 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ 直流―直流逓昇変換器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0583947A (ja) * 1991-09-20 1993-04-02 Hitachi Ltd インバータ装置
KR100311538B1 (ko) * 1991-09-20 2001-10-18 가나이 쓰도무 전력변환장치
KR100323996B1 (ko) * 1991-09-20 2002-06-20 가나이 쓰도무 인버터장치
JPH08306859A (ja) * 1996-05-31 1996-11-22 Hitachi Ltd ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
JP2013236507A (ja) * 2012-05-10 2013-11-21 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュール
US9627955B2 (en) 2014-02-18 2017-04-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Semiconductor module

Also Published As

Publication number Publication date
JP2692765B2 (ja) 1997-12-17
US5274541A (en) 1993-12-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH03195376A (ja) ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
US6268990B1 (en) Semiconductor protection device and power converting system
JP3598933B2 (ja) 電力変換装置
US5929665A (en) Power converter with voltage drive switching device monitored by device parameters and electric parameters
JP3804978B2 (ja) 変換器回路、少なくとも１つのスイッチングデバイスを有する回路結合構成および回路モジュール
WO2015099030A1 (ja) パワー回路およびパワーモジュール
JP5277579B2 (ja) 半導体装置
JP2001245479A (ja) 電力半導体モジュール
JP2018520625A (ja) 電力コンバータの物理的トポロジー
Bayerer Parasitic inductance hindering utilization of power devices
US11539361B2 (en) Semiconductor device signal transmission circuit for drive-control, method of controlling semiconductor device signal transmission circuit for drive-control, semiconductor device, power conversion device, and electric system for railway vehicle
JP3915455B2 (ja) 半導体電力変換装置
JP2800780B2 (ja) ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
CN208143086U (zh) 有源钳位电路及开关电路
CN113466649B (zh) 一种判断浪涌电流测试中SiC MOSFET失效原因的方法
JP2776373B2 (ja) ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置
JP2003033044A (ja) スナバ回路
JP2000197343A (ja) 半導体素子のゲート制御方法
CN1477771A (zh) 功率组件的栅极驱动电路
JPH01268451A (ja) 半導体素子の過電圧抑制回路
JP3845644B2 (ja) スナバ回路
Fuhrmann et al. Ultra-fast voltage clamping for fast power-semiconductor modules
JP7547738B2 (ja) スナバ回路および電力変換装置
EP3026802A1 (en) Power module
JPH04253373A (ja) パワー半導体回路

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080905

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080905

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090905

Year of fee payment: 12

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees