JP3239757B2 - 交流電流源回路 - Google Patents

交流電流源回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主にオゾン発生管
などの容量性負荷に矩形波の高周波交流電流を供給する
交流電流源回路に関する。詳しくは、直流入力電圧をチ
ョッパ回路及び直流リアクトルにより直流電流に変換
し、この直流電流を半導体電流形インバータにより矩形
波状の交流電流に変換して出力する交流電流源回路に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は、この種の交流電流源回路の従来
技術を示す主回路構成図である。以下、その構成及び動
作を説明する。図９において、三相交流電源１による三
相交流電圧は、サイリスタ整流器２及び直流リアクトル
（ＤＣＬ）３により直流電流に変換される。この直流電
流は、電流形インバータ（サイリスタインバータ）４に
より矩形波状の交流電流に変換され、容量性負荷５に供
給される。ここで、容量性負荷５はコンデンサと抵抗と
の並列回路によって表してある。
【０００３】なお、図９において、ａ〜ｆはサイリスタ
整流器２を構成するサイリスタ、６〜９は電流形インバ
ータ４を構成するサイリスタである。また、１０〜１３
は抵抗とコンデンサとを直列接続したスナバ回路であ
り、これらのスナバ回路１０〜１３はサイリスタ６〜９
にそれぞれ並列に接続されている。
【０００４】電流形インバータ４による出力電流の極性
反転動作は、負荷５が容量性であることから、たとえ
ば、電流がサイリスタ整流器２→ＤＣＬ３→サイリスタ
６→容量性負荷５→サイリスタ９→サイリスタ整流器２
の経路で流れている時、サイリスタ７，８をターンオン
させると、サイリスタ６〜９はすべて導通状態になる。
しかる後、容量性負荷５の充電電圧により、サイリスタ
６，９はターンオフする。
【０００５】その結果、電流は、サイリスタ整流器２→
ＤＣＬ３→サイリスタ８→容量性負荷５→サイリスタ７
→サイリスタ整流器２の経路で転流し、出力電流の極性
が反転する。逆の極性反転時についても、同様の動作を
行なう。上述したようなサイリスタ６〜９のターンオフ
に伴って発生するサージ電圧から各サイリスタを保護す
るために、スナバ回路１０〜１３がサイリスタ６〜９に
各々並列に接続されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図９に示した従来の技
術では、インバータ用半導体素子であるサイリスタ６〜
９の保護用スナバ回路１０〜１３として、抵抗及びコン
デンサの直列回路からなる充放電形ＲＣスナバ回路を用
いている。
【０００７】ここで、スナバ回路１０〜１３を構成する
抵抗の抵抗値をＲs、コンデンサの容量値をＣsとする
と、各スナバ回路１０〜１３における発生損失はＣs×
Ｖop 2×ｆ（Ｖop:出力負荷電圧ピーク値、ｆ：出力周波
数）以上となる。この損失は、特に出力周波数の高い装
置や出力負荷電圧の高い装置において大きくなるため、
スナバ回路が大形化して装置全体の小形軽量化、高効率
化、低価格化を困難にしていた。
【０００８】更に、図９の従来技術では、商用周波数で
スイッチング動作するサイリスタ整流器２を用いて直流
電流源を作り出しているため、ＤＣＬ３には、商用周波
数の６倍周期の低周波数のリップル電圧が印加されるこ
とになる。従って、ＤＣＬ３には大容量のものを必要と
していた。
【０００９】本発明は、上述したスナバ回路や直流電流
源が有する種々の課題を解決するためになされたもの
で、その目的は、スナバ回路の小形化、小容量化を図
り、装置全体の小形軽量化、高効率化、低価格化を可能
にした交流電流源回路を提供することにある。また、本
発明の他の目的は、直流リアクトルの小形化、小容量化
を可能にした交流電流源回路を提供することにある。更
に、本発明の別の目的は、出力電流のビートの発生を抑
制した交流電流源回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、直流入力電圧をチョッパ回
路及び直流リアクトルにより直流電流に変換し、この直
流電流を２×ｎ（ｎは２以上の整数）個の半導体スイッ
チ素子を有するｎ相フルブリッジ構成の半導体電流形イ
ンバータにより矩形波状の交流電流に変換して出力する
交流電流源回路に関するものである。例えば、図１に示
すように、チョッパ回路１４は、直流入力電圧を二分す
るコンデンサ１６，１７と、これらのコンデンサ１６，
１７に接続される半導体スイッチ素子１８，１９とを各
々有する単位チョッパ１４ａ，１４ｂを２段直列接続し
て構成される。また、正側出力端子及び負側出力端子
が、各端子に対応して設けられた直流リアクトル３ａ，
３ｂを個別に介して電流形インバータ４の直流入力端子
に接続される。そして、電流形インバータ４に用いられ
る半導体スイッチ素子６〜９のスナバ回路としてクラン
プ式スナバ回路２２〜２５を用い、その放電先を、装置
の直流入力電圧部（コンデンサ１６の正極及びコンデン
サ１７の負極）としたことを特徴とする。
【００１１】請求項２記載の発明は、請求項１記載の交
流電流源回路において、例えば図１に示すように、電流
形インバータ４のブリッジの各アームに各々１個の逆阻
止形半導体スイッチ素子６〜９を有するものである。そ
して、これらの半導体スイッチ素子６〜９に並列に、ダ
イオードブリッジからなる全波整流回路とスナバコンデ
ンサとの並列回路からなるスナバ回路２２〜２５が接続
され、スナバコンデンサ２２５，２３５，２４５，２５
５の両端が、スナバ抵抗２６〜２９またはスナバリアク
トルを介して装置の直流入力電圧部に接続されているこ
とを特徴とする。
【００１２】請求項３記載の発明は、請求項１記載の交
流電流源回路において、例えば図３に示すように、電流
形インバータ４のブリッジの各アームに各々１個の逆阻
止形半導体スイッチ素子６〜９を有するものである。そ
して、各スイッチ素子６〜９に並列に、スナバダイオー
ドとスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列回路
からなるスナバ回路３０〜３３が接続され、かつ、スナ
バコンデンサ３０３，３１３，３２３，３３３の両端
が、スナバ抵抗２６〜２９またはスナバリアクトルを介
して装置の直流入力電圧部に接続されていることを特徴
とする。
【００１３】請求項４記載の発明は、請求項１記載の交
流電流源回路において、例えば図４に示すように、電流
形インバータ４Ａのブリッジの各アームに各々１個の半
導体整流素子３４〜３７と自己消弧形半導体スイッチ素
子３８〜４１との直列回路を有するものである。そし
て、半導体整流素子と自己消弧形半導体スイッチ素子と
の各々の接続点がスナバダイオード４２２，４３２，４
４２，４５２を介してスナバコンデンサ４２４，４３
４，４４４，４５４の一端に接続され、これらのスナバ
コンデンサの他端が別の２個のスナバダイオード４２
４，４２３、４３１，４３３、４４１，４４３、４５
１，４５３を介して前記直列回路の両端に接続されてな
るスナバ回路４２〜４５を備えている。更に、スナバコ
ンデンサ４２４，４３４，４４４，４５４の両端が、ス
ナバ抵抗２６〜２９またはスナバリアクトルを介して装
置の直流入力電圧部に接続されていることを特徴とす
る。
【００１４】請求項５記載の発明は、請求項１記載の交
流電流源回路において、例えば図５に示すように、電流
形インバータ４Ａのブリッジの各アームに各々１個の半
導体整流素子３４〜３７と自己消弧形半導体スイッチ素
子３８〜４１との直列回路を有するものである。そし
て、前記ブリッジの上下アームにおいて、交流出力端子
側に接続される素子は半導体整流素子３４〜３７または
自己消弧形半導体スイッチ素子３８〜４１の何れかに統
一されている。例えば、図５では、交流出力端子側に接
続される素子が自己消弧形半導体スイッチ素子３８〜４
１に統一されている。ブリッジの直流入力端子側の素子
である半導体整流素子３４〜３７には、スナバダイオー
ドとスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列回路
からなるスナバ回路４６〜４９が個別かつ並列に接続さ
れ、交流出力端子側の素子である自己消弧形半導体スイ
ッチ素子３８〜４１には、上下アームの２個の素子３
８，３９及び素子４０，４１の各直列回路に、スナバダ
イオードとスナバコンデンサとスナバダイオードとの直
列回路からなるスナバ回路５０，５１が並列に接続され
ている。前記各スナバコンデンサ４６３，４７３，４８
３，４９３，５０３，５１３の両端が、スナバ抵抗２６
〜２９、５２〜５５またはスナバリアクトルを介して装
置の直流入力電圧部に接続されていることを特徴とす
る。
【００１５】請求項６記載の発明は、請求項１記載の交
流電流源回路において、例えば図６に示すように、電流
形インバータ４Ａのブリッジの各アームに各々１個の半
導体整流素子３４〜３７と自己消弧形半導体スイッチ素
子３８〜４１との直列回路を有するものである。そし
て、ブリッジの上下アームにおいて、交流出力端子側に
接続される素子は半導体整流素子３４〜３７または自己
消弧形半導体スイッチ素３８〜４１子の何れかに統一さ
れている。図６では、交流出力端子側に接続される素子
が自己消弧形半導体スイッチ素子３８〜４１に統一され
ている。交流出力端子側の上下アームの２個の素子３
８，３９及び素子４０，４１の直列回路に、スナバダイ
オードとスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列
回路を並列に接続し、かつ、スナバコンデンサの両端を
別のスナバダイオードを介して各々前記ブリッジの直流
入力端子に接続してなるスナバ回路５６，５７を備えて
いる。前記各スナバコンデンサ５６５，５７５の両端
が、スナバ抵抗２６〜２９またはスナバリアクトルを介
して装置の直流入力電圧部に接続されていることを特徴
とする。
【００１６】請求項７記載の発明は、請求項１，２，
３，４，５または６記載の交流電流源回路において、例
えば図７に示すように、直流入力電圧部の正側と電流形
インバータ４Ａの直流入力端子の正側との間、及び、前
記直流入力電圧部の負側と電流形インバータ４Ａの直流
入力端子の負側との間に、直流リアクトル３ａ，３ｂの
エネルギー回生用ダイオード５８，５９を各々接続した
ことを特徴とする。
【００１７】請求項８記載の発明は、請求項１，２，
３，４，５，６または７記載の交流電流源回路におい
て、例えば図８に示すように、チョッパ回路のスイッチ
ング周波数を、電流形インバータの出力周波数に同期し
た２倍の周波数としたことを特徴とする。
【００１８】請求項９記載の発明は、請求項１，２，
３，４，５，６，７または８記載の交流電流源回路にお
いて、チョッパ回路における力行モードからフリーホイ
ーリングモードに切り替えるスイッチングのタイミング
と、電流形インバータにおける転流のタイミングとを同
期させたことを特徴とする。
【００１９】請求項１０記載の発明は、請求項１，２，
３，４，５，６，７，８または９記載の交流電流源回路
において、例えば図２に示すように、直流リアクトル３
ａ，３ｂを、同一鉄心で２巻線のリアクトル３Ａにより
構成したことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は請求項１，２に記載した発
明の実施形態を示す主回路構成図であり、図９と同一の
構成部品には同一符号を付してある。図１において、直
流電源１５が、チョッパ回路１４の直流入力端子に接続
されている。チョッパ回路１４の直流出力端子は、同一
容量の個別の直流リアクトル（ＤＣＬ）３ａ，３ｂを介
し、電流形インバータ４の直流側入力端子に接続され、
更に電流形インバータ４の交流出力端子が容量性負荷５
の両端に接続されている。
【００２１】ここで、電流形インバータ４は、２×ｎ
（ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを有するｎ相
フルブリッジ構成であればよい。この点は、以下の実施
形態においても同様である。
【００２２】チョッパ回路１４は、単位チョッパ１４
ａ，１４ｂを２段、直接に接続して構成されている。単
位チョッパ１４ａは、コンデンサ１６、ＩＧＢＴ（絶縁
ゲート形バイポーラトランジスタ）１８、ダイオード２
０から構成され、また、単位チョッパ１４ｂも同様にコ
ンデンサ１７、ＩＧＢＴ１９、ダイオード２１から構成
されている。ここで、コンデンサ１６，１７は同一容量
であり、両者の接続点がダイオード２０，２１の直列接
続点に接続されている。なお、チョッパ回路１４の半導
体スイッチ素子はＩＧＢＴ以外の素子であっても良い。
【００２３】電流形インバータ４を構成する逆阻止形半
導体スイッチ素子としてのサイリスタ６〜９には、全波
整流形クランプ式スナバ回路２２〜２４が並列に接続さ
れている。スナバ回路２２は、全波整流回路を構成する
ダイオード２２１〜２２４からなるダイオードブリッジ
と、コンデンサ２２５とを並列接続して構成される。他
のスナバ回路２３〜２５についても、同様にダイオード
２３１〜２３４及びコンデンサ２３５、ダイオード２４
１〜２４４及びコンデンサ２４５、ダイオード２５１〜
２５４及びコンデンサ２５５によって各々構成されてい
る。各スナバ回路２２〜２５の全波整流回路の２入力端
子は、それぞれサイリスタ６〜９のアノード及びカソー
ドに接続されている。
【００２４】そして、スナバ回路２２のコンデンサ２２
５の両端は、スナバ抵抗２６を介してコンデンサ１６の
正極とコンデンサ１７の負極とに接続されている。スナ
バ回路２４のコンデンサ２４５の両端は、抵抗２９を介
してコンデンサ１６の正極とコンデンサ１７の負極とに
接続されている。スナバ回路２３のコンデンサ２３５の
両端は、抵抗２７を介してコンデンサ１６の正極とコン
デンサ１７の負極とに接続されている。また、スナバ回
路２５のコンデンサ２５５の両端は、抵抗２８を介して
コンデンサ１６の正極とコンデンサ１７の負極とに接続
されている。
【００２５】以下、この実施形態の動作を説明する。本
実施形態では、チョッパ回路１４の正側出力端子、負側
出力端子共に、２つの分割した直流リアクトル３ａ，３
ｂを直接介して電流形インバータ４の直流入力端子に接
続した構成となっている。これにより、単位チョッパ１
４ａ，１４ｂ内のＩＧＢＴ１８，１９を同時にオン・オ
フする場合、ＩＧＢＴ１８，１９をオフにしたフリーホ
イーリングモード時の電流は、ＤＣＬ３ｂ→ダイオード
２１→ダイオード２０→ＤＣＬ３ａ→電流形インバータ
４→ＤＣＬ３ｂの経路で流れる。よって、チョッパ回路
１４の２つの直流出力端子の電圧は、コンデンサ１６，
１７により分圧された中性点の電圧にクランプされる。
【００２６】このような回路構成において、容量性負荷
５の両端に発生する電圧の振幅値が直流電源１５の電圧
値よりも小さい条件で運転していれば、電流形インバー
タ４のサイリスタ６〜９の各点の定常的な電位（スイッ
チングサージを考慮しない電位）は、直流電源１５から
供給される電圧の範囲以内に収まる。このため、サイリ
スタ６〜９のスイッチングサージ保護用に、全波整流形
クランプ式スナバ回路２２〜２５をサイリスタ６〜９に
各々並列に接続し、そのクランプ先（放電先）を装置の
直流入力部である直流電源１５とすることが可能とな
る。
【００２７】良く知られているように、クランプ式スナ
バ回路２２〜２５は、図９に示した充放電形ＲＣスナバ
回路に比べて不必要な充放電損失を生じることなく半導
体素子を保護できる特徴がある。従ってこの実施形態に
よれば、スナバ回路２２〜２５の容量も小さくて済み、
装置全体の小形軽量化、低価格化に寄与することができ
る。
【００２８】次に、図２は、前後するが請求項１０に記
載した発明の実施形態を示している。図１の実施形態と
の相違点は、図１のＤＣＬ３ａ，３ｂとしてそれぞれ個
別のリアクトルを用いる代わりに、同一鉄心でＤＣＬ３
ａ，３ｂに相当する２巻線を有するＤＣＬ３Ａを用いた
点である。その他の構成及び動作は図１の実施形態と同
一であるため、重複を避けるために説明を省略する。
【００２９】図２の実施形態によれば、同一鉄心のＤＣ
Ｌ３Ａを用いることで、直流リアクトルの一層の小形軽
量化、低価格化が可能となる。なお、この実施形態は、
以下に述べる他の実施形態にも勿論適用可能である。
【００３０】図３は、請求項３に記載した発明の実施形
態を示している。図１の実施形態との相違点は、図１で
は、サイリスタ６〜９のスナバ回路として全波整流形ク
ランプ式スナバ回路２２〜２５を用いたが、図３の実施
形態では、ダイオード−コンデンサ−ダイオードの直列
回路からなる半波整流形クランプ式スナバ回路３０〜３
３をサイリスタ６〜９に並列に接続した点である。
【００３１】各スナバ回路３０〜３３において、３０
１，３０２，３１１，３１２，３２１，３２２，３３
１，３３２はダイオード、３０３，３１３，３２３，３
３３はコンデンサである。各コンデンサ３０３，３１
３，３２３，３３３の両端は、図１と同様に抵抗２６〜
２９を介してコンデンサ１６の正極とコンデンサ１７の
負極とに接続されている。
【００３２】これらのスナバ回路３０〜３３では、スナ
バコンデンサを２つのダイオードによって両側からブロ
ックすることで、通常運転時における電流形インバータ
４の各部の電位変化に対しても、スナバ回路３０〜３３
を介して直流電源１５へのクランプを可能としている。
【００３３】図４は、請求項４に記載した発明の実施形
態を示している。図１の実施形態との相違点は、電流形
インバータ４Ａにおいて、各アームを構成する半導体ス
イッチ素子として、図１のサイリスタ６〜９の代わり
に、半導体整流素子であるダイオード３４と自己消弧形
半導体スイッチ素子であるＩＧＢＴ３８、ダイオード３
５とＩＧＢＴ３９、ダイオード３６とＩＧＢＴ４０、ダ
イオード３７とＩＧＢＴ４１の直列回路をそれぞれ用い
ている点と、そのスナバ回路として、１アーム分一括
で、ダイオードとコンデンサとから成るクランプ式スナ
バ回路４２〜４５を用いている点である。
【００３４】ここで、スナバ回路４２はダイオード４２
１〜４２３及びコンデンサ４２４により、スナバ回路４
３はダイオード４３１〜４３３及びコンデンサ４３４に
より、スナバ回路４４はダイオード４４１〜４４３及び
コンデンサ４４４により、スナバ回路４５はダイオード
４５１〜４５３及びコンデンサ４５４によりそれぞれ構
成されている。
【００３５】スナバ回路の接続構成を、スナバ回路４２
を例に挙げて説明する。ダイオード３４及びＩＧＢＴ３
８の直列回路の両端には、アノードを相互に接続したダ
イオード４２１，４２３のカソードが各々接続されてい
る。ダイオード３４とＩＧＢＴ３８との接続点には、ダ
イオード４２２のアノードが接続され、そのカソードと
ダイオード４２１，４２３のアノードとの間にコンデン
サ４２４が接続される。そして、コンデンサ４２４の両
端は抵抗２６を介してコンデンサ１６の正極とコンデン
サ１７の負極とに接続されている。
【００３６】他のスナバ回路４３〜４５についても同様
の接続構成であり、スナバ回路４３ではコンデンサ４３
４の両端が抵抗２７を介してコンデンサ１６の正極とコ
ンデンサ１７の負極とに接続されている。また、スナバ
回路４４では、コンデンサ４４４の両端が抵抗２９を介
してコンデンサ１６の正極とコンデンサ１７の負極とに
接続されている。スナバ回路４５では、コンデンサ４３
４の両端が抵抗２８を介してコンデンサ１６の正極とコ
ンデンサ１７の負極とに接続されている。
【００３７】図１の電流形インバータ４に示したよう
に、半導体スイッチ素子としてサイリスタを用いると、
一般的には、サイリスタのスイッチング性能から、高周
波出力への対応としては出力周波数が２，３ｋＨｚ程度
以下という制約が生じる。このため、図４の実施形態で
は、電流形インバータ４Ａの半導体スイッチ素子として
高周波スイッチング性能の高いＩＧＢＴ３８〜４１を用
いることで、高周波の出力周波数（２，３ｋＨｚ以上）
への対応を可能としている。
【００３８】しかし、ＩＧＢＴのように高速スイッチン
グが可能な自己消弧形半導体素子は、逆耐圧が小さいの
が一般的であるため、ＩＧＢＴ３８〜４１に対し逆直列
にブロックダイオード３４〜３７を接続することで、１
アーム分のスイッチを構成するようにした。また、その
スナバ回路４２〜４５は、ブロックダイオード３４〜３
７とＩＧＢＴ３８〜４１との両方を保護する必要がある
ため、ブロックダイオード及びＩＧＢＴの直列回路の両
端と、ブロックダイオード及びＩＧＢＴの接続点との合
計３箇所を、それぞれダイオードを介して直流電源１５
に接続する構成としている。
【００３９】ここで、図３に示したスナバ回路３０〜３
３のように、コンデンサとその両端に接続されたダイオ
ードとからなるスナバ回路を各ブロックダイオード３４
〜３７とＩＧＢＴ３８〜４１とに個別に接続し、全体と
してスナバ回路を８個用いてもブロックダイオード３４
〜３７及びＩＧＢＴ３８〜４１を保護可能なことは言う
までもない。しかるに、このような回路構成に対し、図
４の実施形態によれば、スナバ回路に用いる部品点数を
削減することができ、コストの低減に寄与することがで
きる。
【００４０】図５は、請求項５に記載した発明の実施形
態である。図４との相違点は、電流形インバータ４Ａに
おける、各アームのブロックダイオード３４〜３７とＩ
ＧＢＴ３８〜４１との直列回路の接続の順番を変更した
点、及び、スナバ回路４６〜５１の構成である。
【００４１】現在、一般に市販されているＩＧＢＴのう
ち、６００Ｖまたは１２００Ｖクラスで数十〜数百Ａの
定格を持つものは、「２ｉｎ１」パッケージが汎用品と
なっている。そのため、図５に示すように、インバータ
４Ａの交流出力端子側に各アームのＩＧＢＴを集め、Ｉ
ＧＢＴ３８，３９と、ＩＧＢＴ４０，４１とにそれぞれ
汎用品の「２ｉｎ１」パッケージを用いれば、個別部品
のＩＧＢＴを用いるよりも装置の低価格化が可能とな
る。
【００４２】更に、「２ｉｎ１」パッケージでは、パッ
ケージ単位でのスナバ回路の適用が簡単となるため、
「２ｉｎ１」パッケージであるＩＧＢＴ３８，３９と、
同じく「２ｉｎ１」パッケージであるＩＧＢＴ４０，４
１とに、スナバ回路５０，５１が各々接続されている。
【００４３】このスナバ回路５０，５１において、５０
１，５０２，５１１，５１２はダイオード、５０３，５
１３はコンデンサである。更に、５２〜５５はコンデン
サ５０３，５１３の両端とコンデンサ１６の正極、コン
デンサ１７の負極との間に接続された抵抗である。ま
た、４６〜４９はダイオード３４〜３７に各々並列接続
されたスナバ回路であり、４６１，４６２，４７１，４
７２，４８１，４８２，４９１，４９２はダイオード、
４６３，４７３，４８３，４９３はコンデンサである。
【００４４】なお、図示されてはいないが、ＩＧＢＴ３
８〜４１とブロックダイオード３４〜３７とを入れ替え
てブロックダイオード３４〜３７を電流形インバータ４
Ａの交流出力端子側に集め、これらのブロックダイオー
ド３４〜３７に「２ｉｎ１」パッケージを適用しても、
同様な効果が得られることはいうまでもない。
【００４５】図６は、請求項６に記載した発明の実施形
態である。図５との相違点は、電流形インバータ４Ａに
取り付けられたスナバ回路５６，５７の構成であり、図
６の実施形態では上下アーム一括で合計２個となってい
る。
【００４６】図６において、スナバ回路５６は、ダイオ
ード５６１〜５６４及びコンデンサ５６５により構成さ
れ、コンデンサ５６５の両端が抵抗２６，２７を介して
コンデンサ１６の正極とコンデンサ１７の負極とに接続
されている。また、スナバ回路５７は、ダイオード５７
１〜５７４及びコンデンサ５７５により構成され、コン
デンサ５７５の両端が抵抗２９，２８を介してコンデン
サ１６の正極とコンデンサ１７の負極とに接続されてい
る。
【００４７】この実施形態によれば、スナバ回路５６，
５７の全部品点数が図５のスナバ回路４６〜５１の全部
品点数よりも大幅に少ないため、装置の一層の小形化、
低価格化が可能となる。図６の回路構成は、出力容量が
比較的小さい装置に有効であり、電流形インバータ４Ａ
を構成する各半導体素子３４〜４１の接続配線インダク
タンス成分が無視できる程度である時に適用可能とな
る。
【００４８】なお、出力容量が大きい装置においては、
電流形インバータ４Ａにおけるブロックダイオード３４
〜３７とＩＧＢＴ３８〜４１との間の配線インダクタン
スが無視できなくなる（各半導体の物理的大きさと大電
流によるＬ・ｄｉ／ｄｔの影響による）ため、図５に示
した実施形態の方がより現実的である。
【００４９】図７は、請求項７に記載した発明の実施形
態である。図５の実施形態との相違点は、ＤＣＬ３ａと
インバータ４Ａとの接続点と、直流電源１５の正側端子
との間にダイオード５８を接続し、ＤＣＬ３ｂとインバ
ータ４Ａとの接続点と、直流電源1５の負側端子との間
にダイオード５９を接続したことである。
【００５０】これらのダイオード５８，５９の役割は、
装置が通常運転中に何らかの原因でインバータ４Ａが異
常停止し、ＩＧＢＴ３８〜４１がすべてオフした時に、
ＤＣＬ３ａ，３ｂに蓄えられていたエネルギーを直流電
源１５に直接回生するか、またはチョッパ回路１４を介
し環流させることにある。このような動作により、ＤＣ
Ｌ３ａ，３ｂの過剰なエネルギーがスナバ回路４６〜５
１に流れ込むのを阻止できるため、スナバ回路４６〜５
１としては小容量で小形、低価格のものを使用すること
ができる。なお、この実施形態は他の実施形態にも適用
可能である。
【００５１】図８は、請求項８，９に記載した発明の実
施形態の動作説明図である。例えば、図４におけるイン
バータ４ＡのＩＧＢＴ３８，４１が図８に示すごとく同
一の信号でオン・オフし、ＩＧＢＴ３９，４０が同様に
同一の信号でオン・オフしているとする。
【００５２】このような動作を行なっている時、ＤＣＬ
３ａ，３ｂに流れる電流のリップル成分を無視すれば、
容量性負荷５に供給されるインバータ４Ａの出力電流
は、図８に示すように矩形波の交流となる。この出力電
流によって生じる負荷５の端子電圧（出力電圧）は、三
角波状の波形となる。一方、ＤＣＬ３ａ，３ｂの両端に
印加される電圧は、インバータ４ＡのＩＧＢＴ３８〜４
１のオン信号で負荷電圧を同期整流した電圧波形と、チ
ョッパ回路１４の出力電圧との差電圧となる。
【００５３】ここで、チョッパ回路１４の出力周波数が
インバータ４Ａの出力周波数の２倍であれば、ＤＣＬ３
ａ，３ｂの両端に印加される電圧は負荷電圧を同期整流
した電圧と同じ周波数になる。更に、両電圧の位相を合
わせることで、その周波数分の多くをキャンセルするこ
とができる。この結果、ＤＣＬ３ａ，３ｂの両端への印
加電圧（リップル電圧）が小さくなり、ＤＣＬ３ａ，３
ｂの小形化、低価格化が可能となる。
【００５４】本発明においては、すべての実施形態に共
通して、チョッパ回路１４のスイッチング周波数を電流
形インバータの出力周波数に同期した２倍の周波数と
し、これに加えて、チョッパ回路１４において、力行モ
ードからフリーホイーリングモードに切り替えるスイッ
チングタイミングと、電流形インバータ１４または１４
Ａの転流のタイミングとを同期させることにより、電流
形インバータの出力電流のビート発生を抑制し、ＤＣＬ
のリップル電圧を抑制してＤＣＬの小形化、低価格化を
図ることができる。
【００５５】また、上記各実施形態において、スナバ抵
抗の代わりにスナバリアクトルを用いることも可能であ
る。
【００５６】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、従
来の電流形インバータではその適用が困難であった低損
失な放電阻止形のクランプ式スナバ回路を、簡単な回路
構成で使用可能となる。その結果、特に高周波出力の装
置においては、小形化、高効率化、低価格化の効果が大
きい。更に、チョッパ回路と電流形インバータとの同期
運転により、直流リアクトルの責務を減らし、直流リア
クトルの容量低減による小形化、低価格化が可能にな
る。その結果、交流電流源回路全体の小形軽量化、製造
コストの低減、効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１，２に記載した発明の実施形態を示す
回路図である。
【図２】請求項１０に記載した発明の実施形態を示す回
路図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
【図５】請求項５に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
【図６】請求項６に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
【図７】請求項７に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
【図８】請求項８，９に記載した発明の実施形態の動作
説明図である。
【図９】従来の技術を示す回路図である。
【符号の説明】
３ａ，３ｂ，３Ａ 直流リアクトル（ＤＣＬ） ４，４Ａ 電流形インバータ ５ 容量性負荷 ６〜９ サイリスタ １４ チョッパ回路 １４ａ，１４ｂ 単位チョッパ １５ 直流電源 １６，１７，２２５，２３５，２４５，２５５，３０
３，３１３，３２３，３３３，４２４，４３４，４４
４，４５４，４６３，４７３，４８３，４９３， ５０
３，５１３，５６５，５７５ コンデンサ １８，１９，３８〜４１ ＩＧＢＴ ２０，２１，３４〜３７，５８，５９，２２１〜２２
４，２３１〜２３４，２４１〜２４４，２５１〜２５
４，３０１，３０２，３１１，３１２，３２１， ３２
２，３３１，３３２，４２１〜４２３，４３１〜４３
３，４４１〜４４３， ４５１〜４５３，４６１，４６
２，４７１，４７２，４８１，４８２，４９１， ４９
２，５０１，５０２，５１１，５１２，５６１〜５６
４，５７１〜５７４ ダイオード ２２〜２５，３０〜３３，４２〜４５，４６〜５１，５
６，５７ スナバ回路 ２６〜２９，５２〜５５ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流入力電圧をチョッパ回路及び直流リ
    アクトルにより直流電流に変換し、この直流電流を２×
    ｎ（ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチ素子を有す
    るｎ相フルブリッジ構成の半導体電流形インバータによ
    り矩形波状の交流電流に変換して出力する交流電流源回
    路において、 前記チョッパ回路は、直流入力電圧部の直流入力電圧を
    二分するコンデンサと、これらのコンデンサに接続され
    る半導体スイッチ素子とを各々有する単位チョッパを２
    段直列接続して構成され、かつ、正側出力端子及び負側
    出力端子が、各端子に対応して設けられた前記直流リア
    クトルを介して前記電流形インバータの直流入力端子に
    接続されると共に、 前記電流形インバータに用いられる半導体スイッチ素子
    のスナバ回路としてクランプ式スナバ回路を用い、この
    スナバ回路を構成するスナバコンデンサの両端を前記直
    流入力電圧部の両端に接続したことを特徴とする交流電
    流源回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の交流電流源回路におい
    て、 前記半導体電流形インバータのブリッジの各アームに各
    々１個の逆阻止形半導体スイッチ素子を有し、 各スイッチ素子に並列に、ダイオードブリッジからなる
    全波整流回路とスナバコンデンサとの並列回路からなる
    スナバ回路が接続され、かつ、スナバコンデンサの両端
    が、スナバ抵抗またはスナバリアクトルを介して装置の
    直流入力電圧部に接続されていることを特徴とする交流
    電流源回路。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の交流電流源回路におい
    て、 前記電流形インバータのブリッジの各アームに各々１個
    の逆阻止形半導体スイッチ素子を有し、 各スイッチ素子に並列に、スナバダイオードとスナバコ
    ンデンサとスナバダイオードとの直列回路からなるスナ
    バ回路が接続され、かつ、スナバコンデンサの両端が、
    スナバ抵抗またはスナバリアクトルを介して装置の直流
    入力電圧部に接続されていることを特徴とする交流電流
    源回路。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の交流電流源回路におい
    て、 前記電流形インバータのブリッジの各アームに各々１個
    の半導体整流素子と自己消弧形半導体スイッチ素子との
    直列回路を有し、 前記半導体整流素子と自己消弧形半導体スイッチ素子と
    の接続点がスナバダイオードを介してスナバコンデンサ
    の一端に接続され、このスナバコンデンサの他端が別の
    ２個のスナバダイオードを介して前記直列回路の両端に
    接続されてなるスナバ回路を備え、 前記スナバコンデンサの両端が、スナバ抵抗またはスナ
    バリアクトルを介して装置の直流入力電圧部に接続され
    ていることを特徴とする交流電流源回路。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の交流電流源回路におい
    て、 前記電流形インバータのブリッジの各アームに各々１個
    の半導体整流素子と自己消弧形半導体スイッチ素子との
    直列回路を有し、 前記ブリッジの上下アームにおいて、交流出力端子側に
    接続される素子は半導体整流素子または自己消弧形半導
    体スイッチ素子の何れかに統一されていると共に、 前記ブリッジの直流入力端子側の素子には、スナバダイ
    オードとスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列
    回路からなるスナバ回路が個別かつ並列に接続され、 前記交流出力端子側の素子には、上下アームの２個の素
    子の直列回路に、スナバダイオードとスナバコンデンサ
    とスナバダイオードとの直列回路からなるスナバ回路が
    並列に接続され、 前記各スナバコンデンサの両端が、スナバ抵抗またはス
    ナバリアクトルを介して装置の直流入力電圧部に接続さ
    れていることを特徴とする交流電流源回路。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の交流電流源回路におい
    て、 前記電流形インバータのブリッジの各アームに各々１個
    の半導体整流素子と自己消弧形半導体スイッチ素子との
    直列回路を有し、 前記ブリッジの上下アームにおいて、交流出力端子側に
    接続される素子は半導体整流素子または自己消弧形半導
    体スイッチ素子の何れかに統一されていると共に、 前記交流出力端子側の上下アームの２個の素子の直列回
    路に、スナバダイオードとスナバコンデンサとスナバダ
    イオードとの直列回路を並列に接続し、かつ、前記スナ
    バコンデンサの両端を別のスナバダイオードを介して各
    々前記ブリッジの直流入力端子に接続してなるスナバ回
    路を備え、 前記各スナバコンデンサの両端が、スナバ抵抗またはス
    ナバリアクトルを介して装置の直流入力電圧部に接続さ
    れていることを特徴とする交流電流源回路。
  7. 【請求項７】 請求項１，２，３，４，５または６記載
    の交流電流源回路において、 前記直流入力電圧部の正側と電流形インバータの直流入
    力端子の正側との間、及び、前記直流入力電圧部の負側
    と電流形インバータの直流入力端子の負側との間に、前
    記直流リアクトルのエネルギー回生用ダイオードを各々
    接続したことを特徴とする交流電流源回路。
  8. 【請求項８】 請求項１，２，３，４，５，６または７
    記載の交流電流源回路において、 前記チョッパ回路のスイッチング周波数を、前記電流形
    インバータの出力周波数に同期した２倍の周波数とした
    ことを特徴とする交流電流源回路。
  9. 【請求項９】 請求項１，２，３，４，５，６，７また
    は８記載の交流電流源回路において、 前記チョッパ回路における力行モードからフリーホイー
    リングモードに切り替えるスイッチングのタイミング
    と、前記電流形インバータにおける転流のタイミングと
    を同期させたことを特徴とする交流電流源回路。
  10. 【請求項１０】 請求項１，２，３，４，５，６，７，
    ８または９記載の交流電流源回路において、 前記直流リアクトルを、同一鉄心で２巻線のリアクトル
    により構成したことを特徴とする交流電流源回路。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6169672B1 (en) * 1996-07-03 2001-01-02 Hitachi, Ltd. Power converter with clamping circuit
US6326771B1 (en) * 1999-03-08 2001-12-04 02 Micro International Limited Buffer battery power supply system
EP1047180A3 (de) * 1999-04-20 2001-04-11 ABBPATENT GmbH ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
US7035124B2 (en) * 2000-12-22 2006-04-25 Bowman Power Group Ltd. Damping system
JP4691813B2 (ja) * 2001-03-30 2011-06-01 三菱電機株式会社 二重チョッパ用パワー基板
CA2461223C (en) * 2004-03-16 2013-05-28 Stanley Phillips Apparatus for generating ozone and/or o1 using a high energy plasma discharge
SI2408101T1 (sl) * 2009-03-10 2019-03-29 Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. Inverterski tokokrog
US7990743B2 (en) * 2009-10-20 2011-08-02 General Electric Company System and method for decreasing solar collector system losses
US7855906B2 (en) * 2009-10-26 2010-12-21 General Electric Company DC bus voltage control for two stage solar converter
US8050062B2 (en) * 2010-02-24 2011-11-01 General Electric Company Method and system to allow for high DC source voltage with lower DC link voltage in a two stage power converter
CN102832796A (zh) * 2011-06-15 2012-12-19 力博特公司 缓冲电路和具有该缓冲电路的逆变器
CN103580502A (zh) * 2013-11-15 2014-02-12 华为技术有限公司 电源转换电路及控制直流-交流电路的方法
JP7237545B2 (ja) * 2018-11-27 2023-03-13 株式会社東芝 電気車用電源装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4849873A (en) * 1987-11-05 1989-07-18 Medar, Inc. Active snubber for an inverter
US4876635A (en) * 1988-12-23 1989-10-24 General Electric Company Series resonant inverter with lossless snubber-resetting components
JP2929635B2 (ja) * 1990-01-31 1999-08-03 東芝ライテック株式会社 電源回路
JP2674341B2 (ja) * 1991-03-27 1997-11-12 三菱電機株式会社 電力変換装置のスナバ回路
US5710698A (en) * 1994-09-30 1998-01-20 Lockheed Martin Energy Systems, Inc. Delta connected resonant snubber circuit

Also Published As

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