JPH037073A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH037073A JPH037073A JP1140875A JP14087589A JPH037073A JP H037073 A JPH037073 A JP H037073A JP 1140875 A JP1140875 A JP 1140875A JP 14087589 A JP14087589 A JP 14087589A JP H037073 A JPH037073 A JP H037073A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 15
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 41
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 3
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- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電力変換装置に係り、特に高周波を直接低周
波に変換する周波数変換装置を備えた電力変換装置に関
する。
波に変換する周波数変換装置を備えた電力変換装置に関
する。
直流を商用周波数の交流に変換するにあたり、直流を一
旦商用周波数よりも高い周波数に変換し、変圧器を介し
た後に商用周波数に変換する電力変換装置において、変
圧器の小形化を図るため、例えば、特開昭６１−２３６
３７１号に記載されたものが提案されている。
旦商用周波数よりも高い周波数に変換し、変圧器を介し
た後に商用周波数に変換する電力変換装置において、変
圧器の小形化を図るため、例えば、特開昭６１−２３６
３７１号に記載されたものが提案されている。
ここで、上記従来技術による電力変換装置を第８図によ
り説明する０図示のように、直流電源１゜トランジスタ
などのスイッチング素子とダイオードを用いて構成した
インバータ２、変圧器３、トランジスタなどのスイッチ
ング素子とダイオードで構成した双方向スイッチ４１．
４２から成る周波数変換回路４、波形改善用フィルタの
リアクトル５とコンデンサ６を有して形成されている。
り説明する０図示のように、直流電源１゜トランジスタ
などのスイッチング素子とダイオードを用いて構成した
インバータ２、変圧器３、トランジスタなどのスイッチ
ング素子とダイオードで構成した双方向スイッチ４１．
４２から成る周波数変換回路４、波形改善用フィルタの
リアクトル５とコンデンサ６を有して形成されている。
第８図の回路動作を第９図に示した動作波形図を用いて
説明する。インバータ２は、出力電圧ｅｏｕｔが正弦波
状となるようなパルス幅変調した高周波電圧ｅ工を形成
し、変圧器３の２次側に第９図（ａ）に示す電圧ｅ２を
与える。周波数変換回路４はｅ２を第９図（ｂ）に示す
極性に合わせ、同図（Ｑ）に示すようなパルス列に変換
すべく、スイッチング素子４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４
２ｂのオン、オフを第４図（ｅ）〜（ｈ）の如く制御す
る。これにより第４図（ｃ）のようなｅＬが出力され、
ｅｏｕｔに破線で示す正弦波状の電圧を得る。すなわち
、ｅ２の極性を変えない場合には双方向スイッチ４１．
ｅ、の極性を反転させる場合には、双方向スイッチ４２
のうちの出力電流１２を流し得るスイッチを導通させる
。以上の様にスイッチング素子のオン、オフを制御する
ことにより、上記従来技術では、高周波電圧から、商用
周波数電圧を得ることができる。
説明する。インバータ２は、出力電圧ｅｏｕｔが正弦波
状となるようなパルス幅変調した高周波電圧ｅ工を形成
し、変圧器３の２次側に第９図（ａ）に示す電圧ｅ２を
与える。周波数変換回路４はｅ２を第９図（ｂ）に示す
極性に合わせ、同図（Ｑ）に示すようなパルス列に変換
すべく、スイッチング素子４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４
２ｂのオン、オフを第４図（ｅ）〜（ｈ）の如く制御す
る。これにより第４図（ｃ）のようなｅＬが出力され、
ｅｏｕｔに破線で示す正弦波状の電圧を得る。すなわち
、ｅ２の極性を変えない場合には双方向スイッチ４１．
ｅ、の極性を反転させる場合には、双方向スイッチ４２
のうちの出力電流１２を流し得るスイッチを導通させる
。以上の様にスイッチング素子のオン、オフを制御する
ことにより、上記従来技術では、高周波電圧から、商用
周波数電圧を得ることができる。
しかしながら、上記従来技術では、周波数変換回路４の
転流時に発生するスパイク電圧について考慮されていな
いことから、双方向スイッチ４１又は４２の切換動作時
に、電流遮断によるスパイク電圧あるいはダイオードの
りカバリ−によるスパイク電圧が発生し、スイッチング
素子を破壊するおそれがあった。
転流時に発生するスパイク電圧について考慮されていな
いことから、双方向スイッチ４１又は４２の切換動作時
に、電流遮断によるスパイク電圧あるいはダイオードの
りカバリ−によるスパイク電圧が発生し、スイッチング
素子を破壊するおそれがあった。
特に、変圧器３の巻線等に蓄積されるエネルギーが大き
いので、スパイク電圧も大きくなる。
いので、スパイク電圧も大きくなる。
このようなスイッチング素子に加わるスパイク電圧を抑
制する手段として、抵抗とコンデンサを直列接続したス
ナバ回路をスイッチング素子に並列に設けることが一般
的に知られている。このスナバ回路は、転流時のエネル
ギーをコンデンサに吸収することでスパイク電圧の抑制
が可能であるが、吸収したエネルギーは、抵抗で熱にな
ることから全て損失となる。従ってスイッチング周波数
を高くすると、効率が著しく低下するという問題がある
。特に、双方向スイッチをＰＷＭ制御などよりスイッチ
ングするにあたり、低騒音ならびに小形化を目的とした
高周波化（１６ＫＨｚ以上）が要望されており、そのよ
うな高周波になるとエネルギー損失の比重が大になると
いう間屈がある。
制する手段として、抵抗とコンデンサを直列接続したス
ナバ回路をスイッチング素子に並列に設けることが一般
的に知られている。このスナバ回路は、転流時のエネル
ギーをコンデンサに吸収することでスパイク電圧の抑制
が可能であるが、吸収したエネルギーは、抵抗で熱にな
ることから全て損失となる。従ってスイッチング周波数
を高くすると、効率が著しく低下するという問題がある
。特に、双方向スイッチをＰＷＭ制御などよりスイッチ
ングするにあたり、低騒音ならびに小形化を目的とした
高周波化（１６ＫＨｚ以上）が要望されており、そのよ
うな高周波になるとエネルギー損失の比重が大になると
いう間屈がある。
本発明の目的は１周波数変換回路の転流時に発生するス
パイク電圧を抑制すると同時に、回路損失をも低減でき
る高効率な電力変換装置を提供することにある。
パイク電圧を抑制すると同時に、回路損失をも低減でき
る高効率な電力変換装置を提供することにある。
本発明は、上記目的を達成するため、直流電源から供給
される直流を高周波交流に変換するインバータと、該イ
ンバータに変圧器を介して接続された周波数変換装置と
を含み、該周波数変換装置は前記変圧器の二次回路に挿
入接続された１つ又は対称に接続された複数の双方向ス
イッチを有し、該双方向スイッチをスイッチングするこ
とにより。
される直流を高周波交流に変換するインバータと、該イ
ンバータに変圧器を介して接続された周波数変換装置と
を含み、該周波数変換装置は前記変圧器の二次回路に挿
入接続された１つ又は対称に接続された複数の双方向ス
イッチを有し、該双方向スイッチをスイッチングするこ
とにより。
該変圧器を介して供給される高周波交流を所定の低周波
交流に等価なパルス列電力に変換して出力する構成とさ
れた電力変換装置において、前記双方向スイッチのスイ
ッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に全波整流
回路を介してコンデンサを接続し、該コンデンサに蓄積
された電荷をＤＣ／ＤＣコンバータを介して前記直流電
源に回生ずる構成としたことを特徴とする。
交流に等価なパルス列電力に変換して出力する構成とさ
れた電力変換装置において、前記双方向スイッチのスイ
ッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に全波整流
回路を介してコンデンサを接続し、該コンデンサに蓄積
された電荷をＤＣ／ＤＣコンバータを介して前記直流電
源に回生ずる構成としたことを特徴とする。
このように構成することにより、双方向スイッチの転流
時に発生するスパイク電圧などの過電圧は、コンデンサ
に吸収される。これにより双方向スイッチをスパイク電
圧から保護する。なお、充電極性は全波整流回路により
一方向に保持される。
時に発生するスパイク電圧などの過電圧は、コンデンサ
に吸収される。これにより双方向スイッチをスパイク電
圧から保護する。なお、充電極性は全波整流回路により
一方向に保持される。
一方、コンデンサに蓄積された電荷はＤＣ／ＤＣコンバ
ータにより直流電源に回生されることから、転流時のエ
ネルギ損失を抑えることが可能になる。
ータにより直流電源に回生されることから、転流時のエ
ネルギ損失を抑えることが可能になる。
なお、コンデンサが全波整流回路を介して変圧器の二次
巻線に並列接続されたものによれば、いわゆるクランプ
回路が１つでよいことから各双方向スイッチにそれぞれ
並列接続する場合に比べて、回路構成が簡単である。
巻線に並列接続されたものによれば、いわゆるクランプ
回路が１つでよいことから各双方向スイッチにそれぞれ
並列接続する場合に比べて、回路構成が簡単である。
また、コンデンサに２つのダイオードを直列接続してな
る回路が並列接続され、その直列接続点が周波数変換装
置の出力端に接続されたものによれば、当該装置の負荷
を切離しても、当該装置内の蓄積エネルギをコンデンサ
に吸収できることから、負荷を単独で操作可能になる。
る回路が並列接続され、その直列接続点が周波数変換装
置の出力端に接続されたものによれば、当該装置の負荷
を切離しても、当該装置内の蓄積エネルギをコンデンサ
に吸収できることから、負荷を単独で操作可能になる。
また、コンデンサ端子電圧と直流電源の電圧が一定比率
になるようにＤＣ／ＤＣインバータのスイッチ素子のオ
ンデユーデイを制御する構成のものにすれば、過電圧の
吸収分に相当する電力のみを電源側に回生ずることが可
能になり、電力変換装置全体の変換効率がさらに向上す
る。
になるようにＤＣ／ＤＣインバータのスイッチ素子のオ
ンデユーデイを制御する構成のものにすれば、過電圧の
吸収分に相当する電力のみを電源側に回生ずることが可
能になり、電力変換装置全体の変換効率がさらに向上す
る。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例の主要部回路の構成図である
１図において、第８図従来例と同一機能および構成を有
する部品等には、同図と同一符号を付して説明を省略す
る。図示のようにクランプ回路７は全波整流回路を形成
するダイオード７１〜７４過電圧吸収用のコンデンサ７
７と、このコンデンサ７７に並列接続されたダイオード
７５と７６の直列回路を含んでなる。そして、ダイオー
ドア１と７３．７２と７４の接続点は変圧器３の二次巻
線の両端にそれぞれ接続され、ダイオード７５と７６の
接続点は双方向スイッチ４１と４２の出力側の共通接続
点に接続されている。一方、コンデンサ７７の両端はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ８の入力端Ｉ＋、Ｉ−に接続されて
いる。ＤＣ／ＤＣコンバータ８はコンデンサ７７に吸収
したスパイク電圧のエネルギを直流電源１に回生ずるた
めのものであり、スイッチ素子８１、変圧器８２、ダイ
オード８３．８４を含んで形成されている。
１図において、第８図従来例と同一機能および構成を有
する部品等には、同図と同一符号を付して説明を省略す
る。図示のようにクランプ回路７は全波整流回路を形成
するダイオード７１〜７４過電圧吸収用のコンデンサ７
７と、このコンデンサ７７に並列接続されたダイオード
７５と７６の直列回路を含んでなる。そして、ダイオー
ドア１と７３．７２と７４の接続点は変圧器３の二次巻
線の両端にそれぞれ接続され、ダイオード７５と７６の
接続点は双方向スイッチ４１と４２の出力側の共通接続
点に接続されている。一方、コンデンサ７７の両端はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ８の入力端Ｉ＋、Ｉ−に接続されて
いる。ＤＣ／ＤＣコンバータ８はコンデンサ７７に吸収
したスパイク電圧のエネルギを直流電源１に回生ずるた
めのものであり、スイッチ素子８１、変圧器８２、ダイ
オード８３．８４を含んで形成されている。
スイッチ素子は予め定められた一定のスイッチング周波
数により、かつ周波数変換装置４の動作に同期させてオ
ンオフ制御されるようになっている。
数により、かつ周波数変換装置４の動作に同期させてオ
ンオフ制御されるようになっている。
このように構成される実施例の動作について次に説明す
る。第２図に各部の動作波形図を示す。
る。第２図に各部の動作波形図を示す。
同図は、出力電圧ｅｏｕｔと負荷電流ｉＬがともに正の
場合におけるトランジスタ４１ａと４２ａとの間の転流
動作を示している。
場合におけるトランジスタ４１ａと４２ａとの間の転流
動作を示している。
トランジスタ４２ａから４１ａへ転流する際のクランプ
回路７の動作は次のとおりであるｍｅ２が負から零にな
る時刻ｔ工の直前は、トランジスタ４２ａが導通してお
りコンデンサ７７は、ダイオード７２と７３を介してｅ
２の波高値Ｅｄの２倍の電圧に充電されている１時刻ｔ
１〜ｔ２はｅ２が零であるからコンデンサ７７の充電が
停止される。一方、この間ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、
コンデンサ７７に蓄えたエネルギを直流電源１へ放電さ
せるため１時刻む２になるとコンデンサ７７の電圧は２
Ｅｄよりやや低くなっている。時刻ｔ２において、トラ
ンジスタ４２ａをオフするとトランジスタ４２ａから４
１ａに負荷電流が転流する。この時、変圧器３の漏れイ
ンダクタンス等の回路インダクタンスの蓄積エネルギは
、ダイオード７２→コンデンサ７７→ダイオード７３の
経路で吸収され、コンデンサ電圧はエネルギ吸収分だけ
２Ｅｄから上昇する。すなわち１回路インダクタンスの
蓄積エネルギをコンデンサ７７で吸収することにより１
回路に発生するスパイク電圧を抑制することができる。
回路７の動作は次のとおりであるｍｅ２が負から零にな
る時刻ｔ工の直前は、トランジスタ４２ａが導通してお
りコンデンサ７７は、ダイオード７２と７３を介してｅ
２の波高値Ｅｄの２倍の電圧に充電されている１時刻ｔ
１〜ｔ２はｅ２が零であるからコンデンサ７７の充電が
停止される。一方、この間ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、
コンデンサ７７に蓄えたエネルギを直流電源１へ放電さ
せるため１時刻む２になるとコンデンサ７７の電圧は２
Ｅｄよりやや低くなっている。時刻ｔ２において、トラ
ンジスタ４２ａをオフするとトランジスタ４２ａから４
１ａに負荷電流が転流する。この時、変圧器３の漏れイ
ンダクタンス等の回路インダクタンスの蓄積エネルギは
、ダイオード７２→コンデンサ７７→ダイオード７３の
経路で吸収され、コンデンサ電圧はエネルギ吸収分だけ
２Ｅｄから上昇する。すなわち１回路インダクタンスの
蓄積エネルギをコンデンサ７７で吸収することにより１
回路に発生するスパイク電圧を抑制することができる。
このコンデンサ７７に蓄積されたエネルギは、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータによって、直流型′＠１に回生されるので
、コンデンサ７７の電圧は徐々に低下し、時刻ｔ、に２
Ｅｄまで低下する。
Ｃコンバータによって、直流型′＠１に回生されるので
、コンデンサ７７の電圧は徐々に低下し、時刻ｔ、に２
Ｅｄまで低下する。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ８の変圧器８２は、電圧レ
ベルを整合させるとともに、直流電源１とクランプ回路
８の間を絶縁するものである。そして、スイッチ素子８
１のオンデユーテイ−を制御することにより、コンデン
サ７７の蓄積エネルギの一部が変圧器８２とダイオード
８３．８４の作用によりＤＣ／ＤＣ変換され、直流電源
１に゛回生される。ここで、変圧器３の一次と二次の巻
数をそれぞれｎｌ、ｎ２Ｘ２とし、変圧器８２の一次と
二次の巻数をそれぞれｎ４Ｉ ｎ、としたとき、それら
の巻数比の関係を、ｎ工： ２ ｎ ｚ ” ｎ ３
： ｎ ４に設定する。
ベルを整合させるとともに、直流電源１とクランプ回路
８の間を絶縁するものである。そして、スイッチ素子８
１のオンデユーテイ−を制御することにより、コンデン
サ７７の蓄積エネルギの一部が変圧器８２とダイオード
８３．８４の作用によりＤＣ／ＤＣ変換され、直流電源
１に゛回生される。ここで、変圧器３の一次と二次の巻
数をそれぞれｎｌ、ｎ２Ｘ２とし、変圧器８２の一次と
二次の巻数をそれぞれｎ４Ｉ ｎ、としたとき、それら
の巻数比の関係を、ｎ工： ２ ｎ ｚ ” ｎ ３
： ｎ ４に設定する。
なお、トランジスタ４１ａから４２ａへ転流する場合も
同様の動作で、スパイク電圧を抑制するとともに、吸収
したエネルギを直流電源に回生ずることができる。
同様の動作で、スパイク電圧を抑制するとともに、吸収
したエネルギを直流電源に回生ずることができる。
また、第１図実施例では、双方向スイッチ４１と４２を
ともにオフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをダ
イオード７５あるいは７６を介しコンデンサ７７に吸収
できる。したがって、本電力変換装置の出力端を突然開
放しても、リアクトル５の蓄積エネルギの処理が可能で
あることから、負荷を単独で切離し操作することが可能
となり、システムの運転操作が容易である。
ともにオフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをダ
イオード７５あるいは７６を介しコンデンサ７７に吸収
できる。したがって、本電力変換装置の出力端を突然開
放しても、リアクトル５の蓄積エネルギの処理が可能で
あることから、負荷を単独で切離し操作することが可能
となり、システムの運転操作が容易である。
なおまた、第１図実施例で、ＤＣ／ＤＣコンバータ８を
フォワードコンバータ方式としたがフライバックコンバ
ータ方式ハーフブリッジコンバータ方式、フルブリッジ
コンバータ方式：プッシュプルコンバータ方式のいずれ
をも適用できることはいうまでもなく、上述の効果と同
一の効果が得られる。
フォワードコンバータ方式としたがフライバックコンバ
ータ方式ハーフブリッジコンバータ方式、フルブリッジ
コンバータ方式：プッシュプルコンバータ方式のいずれ
をも適用できることはいうまでもなく、上述の効果と同
一の効果が得られる。
第３図に本発明の他の実施例の主要部回路構成図を示す
。本実施例が第１図実施例と異なる点は、各双方向スイ
ッチ４１と４２に対し、クランプ回路１１ａとｌｌｂを
それぞれ並列接続し、これに合わせてＤＣ／ＤＣコンバ
ータ８ａ、８ｂを分割して設けたことにある。
。本実施例が第１図実施例と異なる点は、各双方向スイ
ッチ４１と４２に対し、クランプ回路１１ａとｌｌｂを
それぞれ並列接続し、これに合わせてＤＣ／ＤＣコンバ
ータ８ａ、８ｂを分割して設けたことにある。
本実施例によれば、双方向スイッチ４１と４２に加わる
サージ電圧は、それぞれクランプ回路１１ａとｌｌｂに
吸収され、ＤＣ／ＤＣコンバータ８ａと８ｂ介して直流
電源に回生される。また、クランプ回路１１ａ、ｌｌｂ
を双方向スイッチ４１．４２に直接接続した構成として
いることから、第１図実施例に比して回路構成は複雑に
なるが、サージ吸収効果を一層高めることができる。
サージ電圧は、それぞれクランプ回路１１ａとｌｌｂに
吸収され、ＤＣ／ＤＣコンバータ８ａと８ｂ介して直流
電源に回生される。また、クランプ回路１１ａ、ｌｌｂ
を双方向スイッチ４１．４２に直接接続した構成として
いることから、第１図実施例に比して回路構成は複雑に
なるが、サージ吸収効果を一層高めることができる。
なお、本実施例でも、リアクトル５の蓄積エネルギはク
ランプ回路１１ａとｌｌｂのコンデンサ７７に吸収され
るので、双方向スイッチ４１と４２を共にオフして、負
荷を切離すことができる。
ランプ回路１１ａとｌｌｂのコンデンサ７７に吸収され
るので、双方向スイッチ４１と４２を共にオフして、負
荷を切離すことができる。
第４図に、本発明のさらに他の実施例の主要部回路構成
図を示す０本実施例は、第１図実施例の周波数変換回路
４を、４個の双方向スイッチ４３〜４６を用いてブリッ
ジ接続した構成とし、双方向スイッチ毎にクランプ回路
１１ａ〜ｌｉｄを設け、そのクランプ回路毎にＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ８ａ〜８ｄを設けたものである。本実施例
においても、双方向スイッチ４３〜４６のスパイク電圧
抑制し、各コンデンサ７７に吸収したエネルギを直流電
源１に回生できる。また１本実施例においても、双方向
スイッチ４３〜４６を全てオフし′た場合、リアクトル
５の蓄積エネルギをクランプ回路１１ａ〜ｌｉｄのコン
デンサ７７に吸収できるので、双方向スイッチｌｌａ〜
１ｌｃｌをオフすることにより、本電力変換装置と負荷
とを切り離すことができる。
図を示す０本実施例は、第１図実施例の周波数変換回路
４を、４個の双方向スイッチ４３〜４６を用いてブリッ
ジ接続した構成とし、双方向スイッチ毎にクランプ回路
１１ａ〜ｌｉｄを設け、そのクランプ回路毎にＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ８ａ〜８ｄを設けたものである。本実施例
においても、双方向スイッチ４３〜４６のスパイク電圧
抑制し、各コンデンサ７７に吸収したエネルギを直流電
源１に回生できる。また１本実施例においても、双方向
スイッチ４３〜４６を全てオフし′た場合、リアクトル
５の蓄積エネルギをクランプ回路１１ａ〜ｌｉｄのコン
デンサ７７に吸収できるので、双方向スイッチｌｌａ〜
１ｌｃｌをオフすることにより、本電力変換装置と負荷
とを切り離すことができる。
第５図に、本発明のさらに他の実施例を示す。
本実施例は、第４図実施例の各クランプ回路１１ａ〜ｌ
ｉｄを第１図実施例の方式と同様に１個にしたものであ
り、第４図に比べて回路構成を著しく簡単化できる。
ｉｄを第１図実施例の方式と同様に１個にしたものであ
り、第４図に比べて回路構成を著しく簡単化できる。
また、本実施例においても双方向スイッチ４３をオンし
てリアクトル５の放電回路を形成し、双方向スイッチ４
４〜４６をオフすることにより、本電力変換装置と負荷
を切り離すことができる。
てリアクトル５の放電回路を形成し、双方向スイッチ４
４〜４６をオフすることにより、本電力変換装置と負荷
を切り離すことができる。
なお、ダイオード７５と７６の接続点を双方向スイッチ
４４と４６の出力端側に接続しているが、双方向スイッ
チ４３と４５の出力端側に接続してもよい。この場合、
双方向スイッチ４６をオンし。
４４と４６の出力端側に接続しているが、双方向スイッ
チ４３と４５の出力端側に接続してもよい。この場合、
双方向スイッチ４６をオンし。
他をオフすることで、負荷と本電力変換装置を切り離す
ことができる。
ことができる。
第６図に本発明のさらに他の実施例を示す。本実施例は
、第５図実施例のクランプ回路７の直列ダイオード７５
と７６を２組設けた点で異なる。
、第５図実施例のクランプ回路７の直列ダイオード７５
と７６を２組設けた点で異なる。
本実施例では、双方向スイッチ４３〜４６をすべてオフ
することで、負荷と本電力変換装置を切り離すことがで
きる。
することで、負荷と本電力変換装置を切り離すことがで
きる。
第７図に、本発明のさらに他の実施例を示す。
本実施例は、第１図実施例に、制御回路９を付加し、こ
の制御回路９によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０のドライ
ブ回路８５を制御する構成としている。
の制御回路９によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０のドライ
ブ回路８５を制御する構成としている。
本実施例の動作を以下説明する。
第９図において変圧器３の巻数を１次側ｎ１．２次側ｎ
、Ｘ２回路とすると、直流電源１の電圧６ ａ 岬ｅ
１であるから、コンデンサ７７の電圧ｅｃはｅｃ岬 （
２Ｘ −） ・ ｅ４＋Δａｓ１ ここでΔｅｓは、サージ電圧のエネルギ吸収による電圧
増加分である。
、Ｘ２回路とすると、直流電源１の電圧６ ａ 岬ｅ
１であるから、コンデンサ７７の電圧ｅｃはｅｃ岬 （
２Ｘ −） ・ ｅ４＋Δａｓ１ ここでΔｅｓは、サージ電圧のエネルギ吸収による電圧
増加分である。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、フライバッ
クトランス８２に三次巻線を設け、各巻線の巻数を図示
のようにｎ３９ ｎａ＋ ｎｓとすると。
クトランス８２に三次巻線を設け、各巻線の巻数を図示
のようにｎ３９ ｎａ＋ ｎｓとすると。
三次巻線８２ｃの出力をダイオード８ｂとコンデンサ８
７により整流した電圧ｅ、はＤＣ／ＤＣコンバータ１０
の入力電圧ｅｃに比例した電圧となる。
７により整流した電圧ｅ、はＤＣ／ＤＣコンバータ１０
の入力電圧ｅｃに比例した電圧となる。
ここで、直流型ｇ１の電圧ｅａを抵抗器９２゜９３で分
圧した電圧ｅａｌと前記電圧ｅ、を比較器９１で比較し
、ｅ６□とｅ３の比が常に一定となるようにＤＣ／ＤＣ
コンバータ１０のドライブ回路８５を制御し、トランジ
スタ８１のスイッチング周波数（オンデユーテイ）を制
御する。ｅ□とｅｃは比例するので、ｅ、とｅｄ工の比
をある定数に設定することにより、コンデンサ７７の電
圧がｅｃ″：（２Ｘ −） ・ ｅ。
圧した電圧ｅａｌと前記電圧ｅ、を比較器９１で比較し
、ｅ６□とｅ３の比が常に一定となるようにＤＣ／ＤＣ
コンバータ１０のドライブ回路８５を制御し、トランジ
スタ８１のスイッチング周波数（オンデユーテイ）を制
御する。ｅ□とｅｃは比例するので、ｅ、とｅｄ工の比
をある定数に設定することにより、コンデンサ７７の電
圧がｅｃ″：（２Ｘ −） ・ ｅ。
１
となるような制御ができる。
ｅｃ”Ｆ （２Ｘ ） ・ｅａとなるようにＤＣ／
１ ＤＣコンバータ１０を制御することによって、サージ電
圧により発生したエネルギのみを直流電源１に回生ずる
ことができる。その結果、第１図実施例に比べ、より変
換効率の高い電力変換装置を実現できる。
１ ＤＣコンバータ１０を制御することによって、サージ電
圧により発生したエネルギのみを直流電源１に回生ずる
ことができる。その結果、第１図実施例に比べ、より変
換効率の高い電力変換装置を実現できる。
なお、本実施例においては、フライバックトランス８２
の巻線電圧を整流した値と直流電圧ｅ。
の巻線電圧を整流した値と直流電圧ｅ。
と比較しているが、絶縁アンプを用い直接直流電圧ｅ−
と、コンデンサ電圧ｅｃを比較して制御してもよい。
と、コンデンサ電圧ｅｃを比較して制御してもよい。
また１本案廊例の制御方式は、第３図〜第６図に示した
ＤＣ／ＤＣコンバータの制御にも適用できる。
ＤＣ／ＤＣコンバータの制御にも適用できる。
また、第１図、第３図〜第７図に示した各実施例は単相
回路のものについて示したが、３相あるいは、他の多相
回路に適用できることは勿論であり、またスイッチング
素子もトランジスタに限らず、ＧＴＯ，ＭＯＳＦＥＴ、
ＩＧＢＴなどイ也の自己消弧素子を適用できる。
回路のものについて示したが、３相あるいは、他の多相
回路に適用できることは勿論であり、またスイッチング
素子もトランジスタに限らず、ＧＴＯ，ＭＯＳＦＥＴ、
ＩＧＢＴなどイ也の自己消弧素子を適用できる。
以上説明したように、本発明によれば、双方向スイッチ
のスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に全
波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コンデンサ
に容積された電荷をＤＣ／ＤＣコンバータを介して直流
電源に回生する構成としたことから、双方向スイッチの
転流時に発生するスパイク電圧を抑制するとともに、回
路損失をも低減できるという効果がある。
のスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に全
波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コンデンサ
に容積された電荷をＤＣ／ＤＣコンバータを介して直流
電源に回生する構成としたことから、双方向スイッチの
転流時に発生するスパイク電圧を抑制するとともに、回
路損失をも低減できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図は第１
図実施例の動作説明のための各部波形図、第３図〜第７
図はそれぞれ本発明の他の実施例の回路構成図、第８図
は従来例の回路構成図、第９図は第８図例の動作説明の
ための各部波形図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・変圧
器、４・・・周波数変換回路、５・・・リアクトル、７
・・バクランプ回路、８，１０・・・ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ、４１〜４６・・・双方向スイッチ、７１〜７６・
・・ダイオード、７７・・・コンデンサ、８１・・・ス
イッチ素子、８２・・・変圧器、８３・・・ダイオード
。
図実施例の動作説明のための各部波形図、第３図〜第７
図はそれぞれ本発明の他の実施例の回路構成図、第８図
は従来例の回路構成図、第９図は第８図例の動作説明の
ための各部波形図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・変圧
器、４・・・周波数変換回路、５・・・リアクトル、７
・・バクランプ回路、８，１０・・・ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ、４１〜４６・・・双方向スイッチ、７１〜７６・
・・ダイオード、７７・・・コンデンサ、８１・・・ス
イッチ素子、８２・・・変圧器、８３・・・ダイオード
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電源から供給される直流を高周波交流に変換す
るインバータと、該インバータに変圧器を介して接続さ
れた周波数変換装置とを含み、該周波数変換装置は前記
変圧器の二次回路に挿入接続された１つ又は対称に接続
された複数の双方向スイッチを有し、該双方向スイッチ
をスイッチングすることにより、該変圧器を介して供給
される高周波交流を所定の低周波交流に等価なパルス列
電力に変換して出力する構成とされた電力変換装置にお
いて、前記双方向スイッチのスイッチングに伴う過電圧
を吸収可能な回路位置に全波整流回路を介してコンデン
サを接続し、該コンデンサに蓄積された電荷をＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを介して前記直流電源に回生する構成とし
たことを特徴とする電力変換装置。 ２、前記変圧器が二次巻線に中間端子を有して形成され
、前記周波数変換装置が前記二次巻線の両端にそれぞれ
一端が接続された２つの双方向スイッチを有してなり、
該２つの双方向スイッチの他端を共通接続してなる接続
点と前記変圧器の中間端子とで出力端が形成され、前記
コンデンサが全波整流回路を介して前記変圧器の二次巻
線に並列接続されたことを特徴とする請求項１記載の電
力変換装置。 ３、前記変圧器が二次巻線に中間端子を有して形成され
、前記周波数変換装置が前記二次巻線の両端にそれぞれ
一端が接続された２つの双方向スイッチを有してなり、
該２つの双方向スイッチの他端を共通接続してなる接続
点と前記変圧器の中間端子とで出力端が形成され、前記
コンデンサが全波整流回路を介して前記各双方向スイッ
チのそれぞれに並列接続されたことを特徴とする請求項
１記載の電力変換装置。 ４、前記周波数変換装置が一対の双方向スイッチを直列
接続してなる対アームを複数並列接続し、該対アームの
直列接続点を入力端とし、各対アームの共通接続点を出
力端とするブリッジ構成とされ、前記コンデンサが全波
整流回路を介して前記変圧器の二次巻線の両端に接続さ
れたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 ５、前記周波数変換装置が一対の双方向スイッチを直列
接続してなる対アームを複数並列接続し、該対アームの
直列接続点を入力端とし、各対アームの共通接続点を出
力端とするブリッジ構成とされ、前記コンデンサが全波
整流回路を介して、前記双方向スイッチのそれぞれに並
列接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換
装置。 ６、前記コンデンサに２つのダイオードを直列接続して
なる回路を前記全波整流回路の極性に一致させて並列接
続し、該ダイオードの直列接続点を前記周波数変換装置
の一方の出力端に接続したことを特徴とする請求項２，
４いずれかに記載の電力変換装置。 ７、前記コンデンサに２つのダイオードを直列接続して
なる２組の回路を前記全波整流回路の極性に一致させて
並列接続し、該ダイオードの直列接続点のそれぞれを前
記周波数変換装置の出力端にそれぞれ接続したことを特
徴とする請求項４記載の電力変換装置。 ８、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチ素子を介して
前記コンデンサに接続された第２の変圧器を有し、該第
２の変圧器の二次側が整流回路を介して前記直流電源に
接続されてなり、前記スイッチ素子を予め定めた周波数
でスイッチングする構成を含んでなることを特徴とする
請求項１，２，３，４，５，６，７いずれかに記載の電
力変換装置。 ９、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチ素子を介して
前記コンデンサに接続された第２の変圧器を有し、該第
２の変圧器の二次側が整流回路を介して前記直流電源に
接続されてなり、前記コンデンサの端子電圧と該直流電
源の電圧とが一定の比率になるように、前記スイッチ素
子のオンデューティを制御する構成を含んでなることを
特徴とする請求項１，２，３，４，５，６，７いずれか
に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1140875A JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1140875A JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037073A true JPH037073A (ja) | 1991-01-14 |
| JP2789222B2 JP2789222B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=15278792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1140875A Expired - Lifetime JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2789222B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015076988A (ja) * | 2013-10-09 | 2015-04-20 | 株式会社三社電機製作所 | アーク溶接機用電源装置 |
| CN107294414A (zh) * | 2016-04-08 | 2017-10-24 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| US10917004B2 (en) | 2016-12-27 | 2021-02-09 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Snubber circuit and power conversion system using same |
-
1989
- 1989-06-02 JP JP1140875A patent/JP2789222B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015076988A (ja) * | 2013-10-09 | 2015-04-20 | 株式会社三社電機製作所 | アーク溶接機用電源装置 |
| CN107294414A (zh) * | 2016-04-08 | 2017-10-24 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| US9866129B2 (en) | 2016-04-08 | 2018-01-09 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion device including primary inverter, transformer, secondary converter, and controller |
| CN107294414B (zh) * | 2016-04-08 | 2020-09-18 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| US10917004B2 (en) | 2016-12-27 | 2021-02-09 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Snubber circuit and power conversion system using same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2789222B2 (ja) | 1998-08-20 |
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