JP2789222B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- JP2789222B2 JP2789222B2 JP1140875A JP14087589A JP2789222B2 JP 2789222 B2 JP2789222 B2 JP 2789222B2 JP 1140875 A JP1140875 A JP 1140875A JP 14087589 A JP14087589 A JP 14087589A JP 2789222 B2 JP2789222 B2 JP 2789222B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電力変換装置に係り、特に高周波を直接低
周波に変換する周波数変換装置を備えた電力変換装置に
関する。
周波に変換する周波数変換装置を備えた電力変換装置に
関する。
直流を商用周波数の交流に変換するにあたり、直流を
一旦商用周波数よりも高い周波数に変換し、変圧器を介
した後に商用周波数に変換する電力変換装置において、
変圧器の小形化を図るため、例えば、特開昭61−236371
号に記載されたものが提案されている。
一旦商用周波数よりも高い周波数に変換し、変圧器を介
した後に商用周波数に変換する電力変換装置において、
変圧器の小形化を図るため、例えば、特開昭61−236371
号に記載されたものが提案されている。
ここで、上記従来技術による電力変換装置を第８図に
より説明する。図示のように、直流電源１、トランジス
タなどのスイッチング素子とダイオードを用いて構成し
たインバータ２、変圧器３、トランジスタなどのスイッ
チング素子とダイオードで構成した双方向スイッチ41,4
2から成る周波数変換回路４、波形改善用フィルタのリ
アクトル５とコンデンサ６を有して形成されている。
より説明する。図示のように、直流電源１、トランジス
タなどのスイッチング素子とダイオードを用いて構成し
たインバータ２、変圧器３、トランジスタなどのスイッ
チング素子とダイオードで構成した双方向スイッチ41,4
2から成る周波数変換回路４、波形改善用フィルタのリ
アクトル５とコンデンサ６を有して形成されている。
第８図の回路動作を第９図に示した動作波形図を用い
て説明する。インバータ２は、出力電圧eoutが正弦波状
となるようなパルス幅変調した高周波電圧e1を形成し、
変圧器３の２次側に第９図（ａ）に示す電圧e2を与え
る。周波数変換回路４はe2を第９図（ｂ）に示す極性に
合わせ、同図（ｃ）に示すようなパルス列に変換すべ
く、スイッチング素子41a,41b,42a,42bのオン，オフを
第４図（ｅ）〜（ｈ）の如く制御する。これにより第４
図（ｃ）のようなeLが出力され、eoutに破線で示す正弦
波状の電圧を得る。すなわち、e2の極性を変えない場合
には双方向スイッチ41,e2の極性を反転させる場合に
は、双方向スイッチ42のうちの出力電流i2を流し得るス
イッチを導通させる。以上の様にスイッチング素子のオ
ン，オフを制御することにより、上記従来技術では、高
周波電圧から、商用周波数電圧を得ることができる。
て説明する。インバータ２は、出力電圧eoutが正弦波状
となるようなパルス幅変調した高周波電圧e1を形成し、
変圧器３の２次側に第９図（ａ）に示す電圧e2を与え
る。周波数変換回路４はe2を第９図（ｂ）に示す極性に
合わせ、同図（ｃ）に示すようなパルス列に変換すべ
く、スイッチング素子41a,41b,42a,42bのオン，オフを
第４図（ｅ）〜（ｈ）の如く制御する。これにより第４
図（ｃ）のようなeLが出力され、eoutに破線で示す正弦
波状の電圧を得る。すなわち、e2の極性を変えない場合
には双方向スイッチ41,e2の極性を反転させる場合に
は、双方向スイッチ42のうちの出力電流i2を流し得るス
イッチを導通させる。以上の様にスイッチング素子のオ
ン，オフを制御することにより、上記従来技術では、高
周波電圧から、商用周波数電圧を得ることができる。
しかしながら、上記従来技術では、周波数変換回路４
の転流時に発生するスパイク電圧について考慮されてい
ないことから、双方向スイッチ41又は42の切換動作時
に、電流遮断によるスパイク電圧あるいはダイオードの
リカバリーによるスパイク電圧が発生し、スイッチング
素子を破壊するおそれがあった。
の転流時に発生するスパイク電圧について考慮されてい
ないことから、双方向スイッチ41又は42の切換動作時
に、電流遮断によるスパイク電圧あるいはダイオードの
リカバリーによるスパイク電圧が発生し、スイッチング
素子を破壊するおそれがあった。
特に、変圧器３の巻線等に蓄積されるエネルギーが大
きいので、スパイク電圧も大きくなる。
きいので、スパイク電圧も大きくなる。
このようなスイッチング素子に加わるスパイク電圧を
制御する手段として、抵抗とコンデンサを直列接続した
スナバ回路をスイッチング素子に並列に設けることが一
般的に知られている。このスナバ回路は、転流時のエネ
ルギーをコンデンサに吸収することでスパイク電圧の抑
制が可能であるが、吸収したエネルギーは、抵抗で熱に
なることから全て損失となる。従ってスイッチング周波
数を高くすると、効率が著しく低下するという問題があ
る。特に、双方向スイッチをPWM制御などよりスイッチ
ングするにあたり、低騒音ならびに小形化を目的とした
高周波化（16KHz以上）が要望されており、そのような
高周波になるとエネルギー損失の比重が大になるという
問題がある。
制御する手段として、抵抗とコンデンサを直列接続した
スナバ回路をスイッチング素子に並列に設けることが一
般的に知られている。このスナバ回路は、転流時のエネ
ルギーをコンデンサに吸収することでスパイク電圧の抑
制が可能であるが、吸収したエネルギーは、抵抗で熱に
なることから全て損失となる。従ってスイッチング周波
数を高くすると、効率が著しく低下するという問題があ
る。特に、双方向スイッチをPWM制御などよりスイッチ
ングするにあたり、低騒音ならびに小形化を目的とした
高周波化（16KHz以上）が要望されており、そのような
高周波になるとエネルギー損失の比重が大になるという
問題がある。
本発明の目的は、周波数変換回路の転流時に発生する
スパイク電圧を抑制すると同時に、回路損失をも低減で
きる高効率な電力変換装置を提供することにある。
スパイク電圧を抑制すると同時に、回路損失をも低減で
きる高効率な電力変換装置を提供することにある。
本発明は、上記目的を達成するため、直流電源から供
給される直流を高周波交流に変換するインバータと、該
インバータに変圧器を介して接続された周波数変換装置
とを含み、該周波数変換装置は前記変圧器の二次回路に
挿入接続された１つ又は対称に接続された複数の双方向
スイッチを有し、該双方向スイッチをスイッチングする
ことにより、該変圧器を介して供給される高周波交流を
所定の低周波交流に等価なパルス列電力に変換して出力
する構成とされた電力変換装置において、前記双方向ス
イッチのスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位
置に全波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コン
デンサに蓄積された電荷をDC/DCコンバータを介して前
記直流電源に回生する構成としたことを特徴とする。
給される直流を高周波交流に変換するインバータと、該
インバータに変圧器を介して接続された周波数変換装置
とを含み、該周波数変換装置は前記変圧器の二次回路に
挿入接続された１つ又は対称に接続された複数の双方向
スイッチを有し、該双方向スイッチをスイッチングする
ことにより、該変圧器を介して供給される高周波交流を
所定の低周波交流に等価なパルス列電力に変換して出力
する構成とされた電力変換装置において、前記双方向ス
イッチのスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位
置に全波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コン
デンサに蓄積された電荷をDC/DCコンバータを介して前
記直流電源に回生する構成としたことを特徴とする。
このように構成することにより、双方向スイッチの転
流時に発生するスパイク電圧などの過電圧は、コンデン
サに吸収される。これにより双方向スイッチをスパイク
電圧から保護する。なお、充電極性は全波整流回路によ
り一方向に保持される。
流時に発生するスパイク電圧などの過電圧は、コンデン
サに吸収される。これにより双方向スイッチをスパイク
電圧から保護する。なお、充電極性は全波整流回路によ
り一方向に保持される。
一方、コンデンサに蓄積された電荷はDC/DCコンバー
タにより直流電源に回生されることから、転流時のエネ
ルギ損失を抑えることが可能になる。
タにより直流電源に回生されることから、転流時のエネ
ルギ損失を抑えることが可能になる。
なお、コンデンサが全波整流回路を介して変圧器の二
次巻線に並列接続されたものによれば、いわゆるクラン
プ回路が１つでよいことから各双方向スイッチにそれぞ
れ並列接続する場合に比べて、回路構成が簡単である。
次巻線に並列接続されたものによれば、いわゆるクラン
プ回路が１つでよいことから各双方向スイッチにそれぞ
れ並列接続する場合に比べて、回路構成が簡単である。
また、コンデンサに２つのダイオードを直列接続して
なる回路が並列接続され、その直列接続点が周波数変換
装置の出力端に接続されたものによれば、当該装置の負
荷を切離しても、当該装置内の蓄積エネルギをコンデン
サに吸収できることから、負荷を単独で操作可能にな
る。
なる回路が並列接続され、その直列接続点が周波数変換
装置の出力端に接続されたものによれば、当該装置の負
荷を切離しても、当該装置内の蓄積エネルギをコンデン
サに吸収できることから、負荷を単独で操作可能にな
る。
また、コンデンサ端子電圧と直流電源の電圧が一定比
率になるようにDC/DCインバータのスイッチ素子のオン
デューティを制御する構成のものにすれば、過電圧の吸
収分に相当する電力のみを電源側に回生することが可能
になり、電力変換装置全体の変換効率がさらに向上す
る。
率になるようにDC/DCインバータのスイッチ素子のオン
デューティを制御する構成のものにすれば、過電圧の吸
収分に相当する電力のみを電源側に回生することが可能
になり、電力変換装置全体の変換効率がさらに向上す
る。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例の主要部回路の構成図であ
る。図において、第８図従来例と同一機能および構成を
有する部品等には、同図と同一符号を付して説明を省略
する。図示のようにクランプ回路７は全波整流回路を形
成するダイオード71〜74過電圧吸収用のコンデンサ77
と、このコンデンサ77に並列接続されたダイオード75と
76の直列回路を含んでなる。そして、ダイオード71と7
3、72と74の接続点は変圧器３の二次巻線の両端にそれ
ぞれ接続され、ダイオード75と76の接続点は双方向スイ
ッチ41と42の出力側の共通接続点に接続されている。一
方、コンデンサ77の両端はDC/DCコンバータ８の入力端
Ｉ＋,I−に接続されている。DC/DCコンバータ８はコン
デンサ77に吸収したスパイク電圧のエネルギを直流電源
１に回生するためのものであり、スイッチ素子81、変圧
器82、ダイオード83,84を含んで形成されている。スイ
ッチ素子は予め定められた一定のスイッチング周波数に
より、かつ周波数変換装置４の動作に同期させてオンオ
フ制御されるようになっている。
る。図において、第８図従来例と同一機能および構成を
有する部品等には、同図と同一符号を付して説明を省略
する。図示のようにクランプ回路７は全波整流回路を形
成するダイオード71〜74過電圧吸収用のコンデンサ77
と、このコンデンサ77に並列接続されたダイオード75と
76の直列回路を含んでなる。そして、ダイオード71と7
3、72と74の接続点は変圧器３の二次巻線の両端にそれ
ぞれ接続され、ダイオード75と76の接続点は双方向スイ
ッチ41と42の出力側の共通接続点に接続されている。一
方、コンデンサ77の両端はDC/DCコンバータ８の入力端
Ｉ＋,I−に接続されている。DC/DCコンバータ８はコン
デンサ77に吸収したスパイク電圧のエネルギを直流電源
１に回生するためのものであり、スイッチ素子81、変圧
器82、ダイオード83,84を含んで形成されている。スイ
ッチ素子は予め定められた一定のスイッチング周波数に
より、かつ周波数変換装置４の動作に同期させてオンオ
フ制御されるようになっている。
このように構成される実施例の動作について次に説明
する。第２図に各部の動作波形図を示す。同図は、出力
電圧eoutと負荷電流iLがともに正の場合におけるトラン
ジスタ41aと42aとの間の転流動作を示している。
する。第２図に各部の動作波形図を示す。同図は、出力
電圧eoutと負荷電流iLがともに正の場合におけるトラン
ジスタ41aと42aとの間の転流動作を示している。
トランジスタ42aから41aへ転流する際のクランプ回路
７の動作は次のとおりである。e2が負から零になる時刻
t1の直前は、トランジスタ42aが導通しておりコンデン
サ77は、ダイオード72と73を介してe2の波高値Edの２倍
の電圧に充電されている。時刻t1〜t2はe2が零であるか
らコンデンサ77の充電が停止される。一方、この間DC/D
Cコンバータ８は、コンデンサ77に蓄えたエネルギを直
流電源１へ放電させるため、時刻t2になるとコンデンサ
77の電圧は2Edよりやや低くなっている。時刻t2におい
て、トランジスタ42aをオンするとトランジスタ42aから
41aに負荷電流が転流する。この時、変圧器３の漏れイ
ンダクタンス等の回路インダクタンスの蓄積エネルギ
は、ダイオード72→コンデンサ77→ダイオード73の経路
で吸収され、コンデンサ電圧はエネルギ吸収分だけ2Ed
から上昇する。すなわち、回路インダクタンスの蓄積エ
ネルギをコンデンサ77で吸収することにより、回路に発
生するスパイク電圧を抑制することができる。このコン
デンサ77に蓄積されたエネルギは、DC/DCコンバータに
よって、直流電源１に回生されるので、コンデンサ77の
電圧は徐々に低下し、時刻t5に2Edまで低下する。
７の動作は次のとおりである。e2が負から零になる時刻
t1の直前は、トランジスタ42aが導通しておりコンデン
サ77は、ダイオード72と73を介してe2の波高値Edの２倍
の電圧に充電されている。時刻t1〜t2はe2が零であるか
らコンデンサ77の充電が停止される。一方、この間DC/D
Cコンバータ８は、コンデンサ77に蓄えたエネルギを直
流電源１へ放電させるため、時刻t2になるとコンデンサ
77の電圧は2Edよりやや低くなっている。時刻t2におい
て、トランジスタ42aをオンするとトランジスタ42aから
41aに負荷電流が転流する。この時、変圧器３の漏れイ
ンダクタンス等の回路インダクタンスの蓄積エネルギ
は、ダイオード72→コンデンサ77→ダイオード73の経路
で吸収され、コンデンサ電圧はエネルギ吸収分だけ2Ed
から上昇する。すなわち、回路インダクタンスの蓄積エ
ネルギをコンデンサ77で吸収することにより、回路に発
生するスパイク電圧を抑制することができる。このコン
デンサ77に蓄積されたエネルギは、DC/DCコンバータに
よって、直流電源１に回生されるので、コンデンサ77の
電圧は徐々に低下し、時刻t5に2Edまで低下する。
なお、DC/DCコンバータ８の変圧器82は、電圧レベル
を整合させるとともに、直流電源１とクランプ回路８の
間を絶縁するものである。そして、スイッチ素子81のオ
ンデューティーを制御することにより、コンデンサ77の
蓄積エネルギの一部が変圧器82とダイオード83,84の作
用によりDC/DC変換され、直流電源１に回生される。こ
こで、変圧器３の一次と二次の巻数をそれぞれn1,n2×
２とし、変圧器82の一次と二次の巻数をそれぞれn4,n3
としたとき、それらの巻数比の関係を、n1:2n2＝n3:n4
に設定する。
を整合させるとともに、直流電源１とクランプ回路８の
間を絶縁するものである。そして、スイッチ素子81のオ
ンデューティーを制御することにより、コンデンサ77の
蓄積エネルギの一部が変圧器82とダイオード83,84の作
用によりDC/DC変換され、直流電源１に回生される。こ
こで、変圧器３の一次と二次の巻数をそれぞれn1,n2×
２とし、変圧器82の一次と二次の巻数をそれぞれn4,n3
としたとき、それらの巻数比の関係を、n1:2n2＝n3:n4
に設定する。
なお、トランジスタ41aから42aへ転流する場合も同様
の動作で、スパイク電圧を抑制するとともに、吸収した
エネルギを直流電源に回生することができる。
の動作で、スパイク電圧を抑制するとともに、吸収した
エネルギを直流電源に回生することができる。
また、第１図実施例では、双方向スイッチ41と42をと
もにオフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをダイ
オード75あるいは76を介しコンデンサ77に吸収できる。
したがって、本電力変換装置の出力端を突然開放して
も、リアクトル５の蓄積エネルギの処理が可能であるこ
とから、負荷を単独で切離し操作することが可能とな
り、システムの運転操作が容易である。
もにオフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをダイ
オード75あるいは76を介しコンデンサ77に吸収できる。
したがって、本電力変換装置の出力端を突然開放して
も、リアクトル５の蓄積エネルギの処理が可能であるこ
とから、負荷を単独で切離し操作することが可能とな
り、システムの運転操作が容易である。
なおまた、第１図実施例で、DC/DCコンバータ８をフ
ォワードコンバータ方式としたがフライバックコンバー
タ方式ハーフブリッジコンバータ方式、フルブリッジコ
ンバータ方式：プッシュプルコンバータ方式のいずれを
も適用できることはいうまでもなく、上述の効果と同一
の効果が得られる。
ォワードコンバータ方式としたがフライバックコンバー
タ方式ハーフブリッジコンバータ方式、フルブリッジコ
ンバータ方式：プッシュプルコンバータ方式のいずれを
も適用できることはいうまでもなく、上述の効果と同一
の効果が得られる。
第３図に本発明の他の実施例の主要部回路構成図を示
す。本実施例が第１図実施例と異なる点は、各双方向ス
イッチ41と42に対し、クランプ回路11aと11bをそれぞれ
並列接続し、これに合わせてDC/DCコンバータ8a,8bを分
割して設けたことにある。
す。本実施例が第１図実施例と異なる点は、各双方向ス
イッチ41と42に対し、クランプ回路11aと11bをそれぞれ
並列接続し、これに合わせてDC/DCコンバータ8a,8bを分
割して設けたことにある。
本実施例によれば、双方向スイッチ41と42に加わるサ
ージ電圧は、それぞれクランプ回路11aと11bに吸収さ
れ、DC/DCコンバータ8aと8b介して直流電源に回生され
る。また、クランプ回路11a,11bを双方向スイッチ41,42
に直接接続した構成としていることから、第１図実施例
に比して回路構成は複雑になるが、サージ吸収効果を一
層高めることができる。
ージ電圧は、それぞれクランプ回路11aと11bに吸収さ
れ、DC/DCコンバータ8aと8b介して直流電源に回生され
る。また、クランプ回路11a,11bを双方向スイッチ41,42
に直接接続した構成としていることから、第１図実施例
に比して回路構成は複雑になるが、サージ吸収効果を一
層高めることができる。
なお、本実施例でも、リアクトル５の蓄積エネルギは
クランプ回路11aと11bのコンデンサ77に吸収されるの
で、双方向スイッチ41と42を共にオフして、負荷を切離
すことができる。
クランプ回路11aと11bのコンデンサ77に吸収されるの
で、双方向スイッチ41と42を共にオフして、負荷を切離
すことができる。
第４図に、本発明のさらに他の実施例の主要部回路構
成図を示す。本実施例は、第１図実施例の周波数変換回
路４を、４個の双方向スイッチ43〜46を用いてブリッジ
接続した構成とし、双方向スイッチ毎にクランプ回路11
a〜11dを設け、そのクランプ回路毎にDC/DCコンバータ8
a〜8dを設けたものである。本実施例においても、双方
向スイッチ43〜46のスパイク電圧抑制し、各コンデンサ
77に吸収したエネルギを直流電源１に回生できる。ま
た、本実施例においても、双方向スイッチ43〜46を全て
オフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをクランプ
回路11a〜11dのコンデンサ77に吸収できるので、双方向
スイッチ11a〜11dをオフすることにより、本電力変換装
置と負荷とを切り離すことができる。
成図を示す。本実施例は、第１図実施例の周波数変換回
路４を、４個の双方向スイッチ43〜46を用いてブリッジ
接続した構成とし、双方向スイッチ毎にクランプ回路11
a〜11dを設け、そのクランプ回路毎にDC/DCコンバータ8
a〜8dを設けたものである。本実施例においても、双方
向スイッチ43〜46のスパイク電圧抑制し、各コンデンサ
77に吸収したエネルギを直流電源１に回生できる。ま
た、本実施例においても、双方向スイッチ43〜46を全て
オフした場合、リアクトル５の蓄積エネルギをクランプ
回路11a〜11dのコンデンサ77に吸収できるので、双方向
スイッチ11a〜11dをオフすることにより、本電力変換装
置と負荷とを切り離すことができる。
第５図に、本発明のさらに他の実施例を示す。本実施
例は、第４図実施例の各クランプ回路11a〜11dを第１図
実施例の方式と同様に１個にしたものであり、第４図に
比べて回路構成を著しく簡単化できる。
例は、第４図実施例の各クランプ回路11a〜11dを第１図
実施例の方式と同様に１個にしたものであり、第４図に
比べて回路構成を著しく簡単化できる。
また、本実施例においても双方向スイッチ43をオンし
てリアクトル５の放電回路を形成し、双方向スイッチ44
〜46をオフすることにより、本電力変換装置と負荷を切
り離すことができる。なお、ダイオード75と76の接続点
を双方向スイッチ44と46の出力端側に接続しているが、
双方向スイッチ43と45の出力端側に接続してもよい。こ
の場合、双方向スイッチ46をオンし、他をオフすること
で、負荷と本電力変換装置を切り離すことができる。
てリアクトル５の放電回路を形成し、双方向スイッチ44
〜46をオフすることにより、本電力変換装置と負荷を切
り離すことができる。なお、ダイオード75と76の接続点
を双方向スイッチ44と46の出力端側に接続しているが、
双方向スイッチ43と45の出力端側に接続してもよい。こ
の場合、双方向スイッチ46をオンし、他をオフすること
で、負荷と本電力変換装置を切り離すことができる。
第６図に本発明のさらに他の実施例を示す。本実施例
は、第５図実施例のクランプ回路７の直列ダイオード75
と76を２組設けた点で異なる。本実施例では、双方向ス
イッチ43〜46をすべてオフすることで、負荷と本電力変
換装置を切り離すことができる。
は、第５図実施例のクランプ回路７の直列ダイオード75
と76を２組設けた点で異なる。本実施例では、双方向ス
イッチ43〜46をすべてオフすることで、負荷と本電力変
換装置を切り離すことができる。
第７図に、本発明のさらに他の実施例を示す。本実施
例は、第１図実施例に、制御回路９を付加し、この制御
回路９によりDC/DCコンバータ10のドライブ回路85を制
御する構成としている。
例は、第１図実施例に、制御回路９を付加し、この制御
回路９によりDC/DCコンバータ10のドライブ回路85を制
御する構成としている。
本実施例の動作を以下説明する。
第９図において変圧器３の巻数を１次側n1、２次側n2
×２回路とすると、直流電源１の電圧ed≒e1であるか
ら、コンデンサ77の電圧ecは ここでΔesは、サージ電圧のエネルギ吸収による電圧
増加分である。
×２回路とすると、直流電源１の電圧ed≒e1であるか
ら、コンデンサ77の電圧ecは ここでΔesは、サージ電圧のエネルギ吸収による電圧
増加分である。
また、DC/DCコンバータ10において、フライバックト
ランス82に三次巻線を設け、各巻線の巻数を図示のよう
にn3,n4,n5とすると、三次巻線82cの出力をダイオード8
aとコンデンサ87により整流した電圧e3はDC/DCコンバー
タ10の入力電圧ecに比例した電圧となる。
ランス82に三次巻線を設け、各巻線の巻数を図示のよう
にn3,n4,n5とすると、三次巻線82cの出力をダイオード8
aとコンデンサ87により整流した電圧e3はDC/DCコンバー
タ10の入力電圧ecに比例した電圧となる。
ここで、直流電源１の電圧edを抵抗器92,93で分圧し
た電圧 と前記電圧e3を比較器91で比較し、 の比が常に一定となるようにDC/DCコンバータ10のドラ
イブ回路85を制御し、トランジスタ81のスイッチング周
波数（オンデューティ）を制御する。e3とecは比例する
ので、 の比をある定数に設定することにより、コンデンサ77の
電圧が となるような制御ができる。
た電圧 と前記電圧e3を比較器91で比較し、 の比が常に一定となるようにDC/DCコンバータ10のドラ
イブ回路85を制御し、トランジスタ81のスイッチング周
波数（オンデューティ）を制御する。e3とecは比例する
ので、 の比をある定数に設定することにより、コンデンサ77の
電圧が となるような制御ができる。
となるようにDC/DCコンバータ10を制御することによっ
て、サージ電圧により発生したエネルギのみを直流電源
１に回生することができる。その結果、第１図実施例に
比べ、より変換効率の高い電力変換装置を実現できる。
て、サージ電圧により発生したエネルギのみを直流電源
１に回生することができる。その結果、第１図実施例に
比べ、より変換効率の高い電力変換装置を実現できる。
なお、本実施例においては、フライバックトランス82
の巻線電圧を整流した値と直流電圧edと比較している
が、絶縁アンプを用い直接直流電圧edと、コンデンサ電
圧ecを比較して制御してもよい。
の巻線電圧を整流した値と直流電圧edと比較している
が、絶縁アンプを用い直接直流電圧edと、コンデンサ電
圧ecを比較して制御してもよい。
また、本実施例の制御方式は、第３図〜第６図に示し
たDC/DCコンバータの制御にも適用できる。
たDC/DCコンバータの制御にも適用できる。
また、第１図、第３図〜第７図に示した各実施例は単
相回路のものについて示したが、３相あるいは、他の多
相回路に適用できることは勿論であり、またスイッチン
グ素子もトランジスタに限らず、GT0,MOSFET,IGBTなど
他の自己消弧素子を適用できる。
相回路のものについて示したが、３相あるいは、他の多
相回路に適用できることは勿論であり、またスイッチン
グ素子もトランジスタに限らず、GT0,MOSFET,IGBTなど
他の自己消弧素子を適用できる。
以上説明したように、本発明によれば、双方向スイッ
チのスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に
全波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コンデン
サに蓄積された電荷をDC/DCコンバータを介して直流電
源に回生する構成としたことから、双方向スイッチの転
流時に発生するスパイク電圧を抑制するとともに、回路
損失をも低減できるという効果がある。
チのスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に
全波整流回路を介してコンデンサを接続し、該コンデン
サに蓄積された電荷をDC/DCコンバータを介して直流電
源に回生する構成としたことから、双方向スイッチの転
流時に発生するスパイク電圧を抑制するとともに、回路
損失をも低減できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図は第１
図実施例の動作説明のための各部波形図、第３図〜第７
図はそれぞれ本発明の他の実施例の回路構成図、第８図
は従来例の回路構成図、第９図は第８図例の動作説明の
ための各部波形図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……変圧器、４
……周波数変換回路、５……リアクトル、７……クラン
プ回路、8,10……DC/DCコンバータ、41〜46……双方向
スイッチ、71〜76……ダイオード、77……コンデンサ、
81……スイッチ素子、82……変圧器、83……ダイオー
ド。
図実施例の動作説明のための各部波形図、第３図〜第７
図はそれぞれ本発明の他の実施例の回路構成図、第８図
は従来例の回路構成図、第９図は第８図例の動作説明の
ための各部波形図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……変圧器、４
……周波数変換回路、５……リアクトル、７……クラン
プ回路、8,10……DC/DCコンバータ、41〜46……双方向
スイッチ、71〜76……ダイオード、77……コンデンサ、
81……スイッチ素子、82……変圧器、83……ダイオー
ド。
Claims (9)
- 【請求項１】直流電源から供給される直流を高周波交流
に変換するインバータと、該インバータに変圧器を介し
て接続された周波数変換装置とを含み、該周波数変換装
置は前記変圧器の二次回路に挿入接続された１つ又は対
称に接続された複数の双方向スイッチを有し、該双方向
スイッチをスイッチングすることにより、該変圧器を介
して供給される高周波交流を所定の低周波交流に等価な
パルス列電力に変換して出力する構成とされた電力変換
装置において、前記双方向スイッチのスイッチングに伴
う過電圧を吸収可能な回路位置に全波整流回路を介して
コンデンサを接続し、該コンデンサに蓄積された電荷を
DC/DCコンバータを介して前記直流電源に回生する構成
としたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】前記変圧器が二次巻線に中間端子を有して
形成され、前記周波数変換装置が前記二次巻線の両端に
それぞれ一端が接続された２つの双方向スイッチを有し
てなり、該２つの双方向スイッチの他端を共通接続して
なる接続点と前記変圧器の中間端子とで出力端が形成さ
れ、前記コンデンサが全波整流回路を介して前記変圧器
の二次巻線に並列接続されたことを特徴とする請求項１
記載の電力変換装置。 - 【請求項３】前記変圧器が二次巻線に中間端子を有して
形成され、前記周波数変換装置が前記二次巻線の両端に
それぞれ一端が接続された２つの双方向スイッチを有し
てなり、該２つの双方向スイッチの他端を共通接続して
なる接続点と前記変圧器の中間端子とで出力端が形成さ
れ、前記コンデンサが全波整流回路を介して前記各双方
向スイッチのそれぞれに並列接続されたことを特徴とす
る請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項４】前記周波数変換装置が一対の双方向スイッ
チを直列接続してなる対アームを複数並列接続し、該対
アームの直列接続点を入力端とし、各対アームの共通接
続点を出力端とするブリッジ構成とされ、前記コンデン
サが全波整流回路を介して前記変圧器の二次巻線の両端
に接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換
装置。 - 【請求項５】前記周波数変換装置が一対の双方向スイッ
チを直列接続してなる対アームを複数並列接続し、該対
アームの直列接続点を入力端とし、各対アームの共通接
続点を出力端とするブリッジ構成とされ、前記コンデン
サが全波整流回路を介して、前記双方向スイッチのそれ
ぞれに並列接続されたことを特徴とする請求項１記載の
電力変換装置。 - 【請求項６】前記コンデンサに２つのダイオードを直列
接続してなる回路を前記全波整流回路の極性に一致させ
て並列接続し、該ダイオードの直列接続点を前記周波数
変換装置の一方の出力端に接続したことを特徴とする請
求項2,4いずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項７】前記コンデンサに２つのダイオードを直列
接続してなる２組の回路を前記全波整流回路の極性に一
致させて並列接続し、該ダイオードの直列接続点のそれ
ぞれを前記周波数変換装置の出力端にそれぞれ接続した
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。 - 【請求項８】前記DC/DCコンバータがスイッチ素子を介
して前記コンデンサに接続された第２の変圧器を有し、
該第２の変圧器の二次側が整流回路を介して前記直流電
源に接続されてなり、前記スイッチ素子を予め定めた周
波数でスイッチングする構成を含んでなることを特徴と
する請求項1,2,3,4,5,6,7いずれかに記載の電力変換装
置。 - 【請求項９】前記DC/DCコンバータがスイッチ素子を介
して前記コンデンサに接続された第２の変圧器を有し、
該第２の変圧器の二次側が整流回路を介して前記直流電
源に接続されてなり、前記コンデンサの端子電圧と該直
流電源の電圧とが一定の比率になるように、前記スイッ
チ素子のオンデューティを制御する構成を含んでなるこ
とを特徴とする請求項1,2,3,4,5,6,7いずれかに記載の
電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1140875A JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1140875A JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037073A JPH037073A (ja) | 1991-01-14 |
| JP2789222B2 true JP2789222B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=15278792
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1140875A Expired - Lifetime JP2789222B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2789222B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6203594B2 (ja) * | 2013-10-09 | 2017-09-27 | 株式会社三社電機製作所 | アーク溶接機用電源装置 |
| CN107294414B (zh) | 2016-04-08 | 2020-09-18 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| US10917004B2 (en) | 2016-12-27 | 2021-02-09 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Snubber circuit and power conversion system using same |
-
1989
- 1989-06-02 JP JP1140875A patent/JP2789222B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH037073A (ja) | 1991-01-14 |
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