JP3253529B2 - 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 - Google Patents
補助共振転流回路を用いた電力変換装置Info
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主スイッチ素子間
の接続点と分圧用平滑コンデンサ間の接続点との間に配
された双方向性補助スイッチ素子および共振リアクトル
の直列回路よりなる補助共振助共振転流回路を用いた電
力変換装置に、関するものである。
の接続点と分圧用平滑コンデンサ間の接続点との間に配
された双方向性補助スイッチ素子および共振リアクトル
の直列回路よりなる補助共振助共振転流回路を用いた電
力変換装置に、関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電力用半導体スイッチ素子から
なる電力変換装置においてはスイッチオン，スイッチオ
フ時にスイッチング損失と呼ばれる損失が発生し、これ
は、高周波動作させるとその動作周波数に比例して増大
し、深刻な問題となる。最近、ゼロ電圧スイッチング
（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）に
よるソフトスイッチング方式がいろいろ提案されている
ものの、大容量の電力変換装置に実用できる方式が見当
たらなかった。
なる電力変換装置においてはスイッチオン，スイッチオ
フ時にスイッチング損失と呼ばれる損失が発生し、これ
は、高周波動作させるとその動作周波数に比例して増大
し、深刻な問題となる。最近、ゼロ電圧スイッチング
（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）に
よるソフトスイッチング方式がいろいろ提案されている
ものの、大容量の電力変換装置に実用できる方式が見当
たらなかった。
【０００３】ところが、1989年，（米国）ＩＥＥＥ−Ｉ
ＡＳのコンファレンスレコ−ド，Ｐ829 〜834 記載の論
文「RESONANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES （補
助スイッチを有する共振スナバ）」，Ｗilliam Ｍc Ｍ
urray （マックマレ−）による回路は、実用し得る方式
といえる。また、この種の回路の制御方法として、特表
平5-502365号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換
器を制御する方法」が示される。かかるものの詳細は文
献によるものとして、ここでは、図６および図７を用い
て簡単に説明する。
ＡＳのコンファレンスレコ−ド，Ｐ829 〜834 記載の論
文「RESONANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES （補
助スイッチを有する共振スナバ）」，Ｗilliam Ｍc Ｍ
urray （マックマレ−）による回路は、実用し得る方式
といえる。また、この種の回路の制御方法として、特表
平5-502365号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換
器を制御する方法」が示される。かかるものの詳細は文
献によるものとして、ここでは、図６および図７を用い
て簡単に説明する。
【０００４】図６は、逆阻止能力のある補助スイッチ素
子を使用した例すなわち上記マックマレ−論文記載のＦ
ig１を示し、Ｅは直流電源、ＣD1，ＣD2は直流電源Ｅを
分圧するため直列接続された平滑コンデンサ、Ｓ1 ，Ｓ
2 は主スイッチ素子、Ｄ1 ，Ｄ2 は主スイッチ素子Ｓ1
，Ｓ2 に逆並列接続されたダイオ−ド、ＣR1，ＣR2は
主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 に並列接続された共振コンデ
ンサ、Ｌｒは共振リアクトル、ＳA1，ＳA2は補助スイッ
チ素子である。ここで、補助スイッチ素子ＳA1，ＳA2は
逆阻止能力のあるサイリスタであって、両者が逆並列に
接続されて双方向性を有している。
子を使用した例すなわち上記マックマレ−論文記載のＦ
ig１を示し、Ｅは直流電源、ＣD1，ＣD2は直流電源Ｅを
分圧するため直列接続された平滑コンデンサ、Ｓ1 ，Ｓ
2 は主スイッチ素子、Ｄ1 ，Ｄ2 は主スイッチ素子Ｓ1
，Ｓ2 に逆並列接続されたダイオ−ド、ＣR1，ＣR2は
主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 に並列接続された共振コンデ
ンサ、Ｌｒは共振リアクトル、ＳA1，ＳA2は補助スイッ
チ素子である。ここで、補助スイッチ素子ＳA1，ＳA2は
逆阻止能力のあるサイリスタであって、両者が逆並列に
接続されて双方向性を有している。
【０００５】図７は、直列接続ダイオ−ドを有する補助
スイッチ素子を使用した他の例すなわち上記公表特許公
報に記載されたＦig１を示し、ＳA3，ＳA4は補助スイッ
チ素子である。ここで補助スイッチ素子ＳA3，ＳA4は、
逆阻止能力の低いスイッチ素子と逆阻止能力の大きいダ
イオ−ドを直列接続したものをそれぞれ用い、それらの
逆並列接続構成により双方向性を有している。実際に
は、スイッチ素子とダイオ−ドがそれぞれ一体にモジュ
ールされている場合が多く、その場合に図示の点線のよ
うに接続され、したがって、動作的には図６と同じくな
る。
スイッチ素子を使用した他の例すなわち上記公表特許公
報に記載されたＦig１を示し、ＳA3，ＳA4は補助スイッ
チ素子である。ここで補助スイッチ素子ＳA3，ＳA4は、
逆阻止能力の低いスイッチ素子と逆阻止能力の大きいダ
イオ−ドを直列接続したものをそれぞれ用い、それらの
逆並列接続構成により双方向性を有している。実際に
は、スイッチ素子とダイオ−ドがそれぞれ一体にモジュ
ールされている場合が多く、その場合に図示の点線のよ
うに接続され、したがって、動作的には図６と同じくな
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】かかる図６および図７
の動作を、図８の回路図および図９の波形図を参照して
説明する。Ｉｏは負荷電流、Ｉｐは正側電流、Ｉｎは負
側電流、ＶC1は共振コンデンサＣR1の電圧である。図８
において、いま主スイッチ素子Ｓ2 にゲ−トが加えられ
ている状態であるが、負荷電流Ｉｏが図示の方向に流れ
ていると、主スイッチ素子Ｓ2 には流れず、ダイオ−ド
Ｄ2 に流れる。この状態から、時刻Ｔ0 で主スイッチ素
子Ｓ2 のゲ−トオフと補助スイッチ素子ＳA1のオンを同
時に行うと、一点鎖線で示す経路に電流が流れて共振リ
アクトルＬｒの電流が負荷電流Ｉｏになるまで直線的に
増えて行き、時刻Ｔまでダイオ−ドＤ2 は導通してい
る。ここで、共振リアクトル電流が負荷電流Ｉｏとなる
とダイオ−ドＤ2 は非導通となって、共振リアクトルＬ
ｒと共振コンデンサＣR1，ＣR2〔ＣR1，ＣR2のキャパシ
タンスは（１／２Ｃ）とする〕による共振動作が始ま
り、実線で示す経路に電流が流れるようになる。これに
より、図９に点線で示すように、共振コンデンサＣR1の
電圧ＶC1は放電して時刻Ｔで零となる。そして、このと
きに主スイッチ素子Ｓ1 にゲ−トを印加すると、ＺＶＳ
となってスイッチング損失は発生しない。
の動作を、図８の回路図および図９の波形図を参照して
説明する。Ｉｏは負荷電流、Ｉｐは正側電流、Ｉｎは負
側電流、ＶC1は共振コンデンサＣR1の電圧である。図８
において、いま主スイッチ素子Ｓ2 にゲ−トが加えられ
ている状態であるが、負荷電流Ｉｏが図示の方向に流れ
ていると、主スイッチ素子Ｓ2 には流れず、ダイオ−ド
Ｄ2 に流れる。この状態から、時刻Ｔ0 で主スイッチ素
子Ｓ2 のゲ−トオフと補助スイッチ素子ＳA1のオンを同
時に行うと、一点鎖線で示す経路に電流が流れて共振リ
アクトルＬｒの電流が負荷電流Ｉｏになるまで直線的に
増えて行き、時刻Ｔまでダイオ−ドＤ2 は導通してい
る。ここで、共振リアクトル電流が負荷電流Ｉｏとなる
とダイオ−ドＤ2 は非導通となって、共振リアクトルＬ
ｒと共振コンデンサＣR1，ＣR2〔ＣR1，ＣR2のキャパシ
タンスは（１／２Ｃ）とする〕による共振動作が始ま
り、実線で示す経路に電流が流れるようになる。これに
より、図９に点線で示すように、共振コンデンサＣR1の
電圧ＶC1は放電して時刻Ｔで零となる。そして、このと
きに主スイッチ素子Ｓ1 にゲ−トを印加すると、ＺＶＳ
となってスイッチング損失は発生しない。
【０００７】ところが、かような動作は理想的な回路条
件において実現できるものであり、実用回路では不可能
となる。例えば、共振リアクトルＬｒに抵抗があると、
これによる損失のために図９の実線で示すように電圧Ｖ
C1は零とならず、したがってＺＶＳが実現できなくな
る。この問題を解決する方法として、特表平5-502365号
公報に詳述されているように、共振動作を開始する前に
補助スイッチ素子ＳA1と主スイッチ素子Ｓ2 の導通する
時間をラップさせ、予め共振リアクトル電流を流してか
ら、主スイッチ素子Ｓ2 をタ−ンオフさせる、ブースト
と呼ばれている動作をさせている。しかしながら、その
ためには共振リアクトル電流を検出する等の複雑な制御
が必要となって、価格の上昇や信頼性の低下等の問題が
ある。
件において実現できるものであり、実用回路では不可能
となる。例えば、共振リアクトルＬｒに抵抗があると、
これによる損失のために図９の実線で示すように電圧Ｖ
C1は零とならず、したがってＺＶＳが実現できなくな
る。この問題を解決する方法として、特表平5-502365号
公報に詳述されているように、共振動作を開始する前に
補助スイッチ素子ＳA1と主スイッチ素子Ｓ2 の導通する
時間をラップさせ、予め共振リアクトル電流を流してか
ら、主スイッチ素子Ｓ2 をタ−ンオフさせる、ブースト
と呼ばれている動作をさせている。しかしながら、その
ためには共振リアクトル電流を検出する等の複雑な制御
が必要となって、価格の上昇や信頼性の低下等の問題が
ある。
【０００８】しかして本発明の目的とするところは、正
側ル−トおよび負側ル−トの等価インダクタンスの値を
最適に選択してＺＶＳを行い得る格別な補助共振転流回
路を用いた電力変換装置を提供する、ことにある。
側ル−トおよび負側ル−トの等価インダクタンスの値を
最適に選択してＺＶＳを行い得る格別な補助共振転流回
路を用いた電力変換装置を提供する、ことにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、２個の主スイッチ素子間の第１
の接続点と平滑コンデンサ間の第２の接続点とを結ぶ正
側ル−トおよび負側ル−トの等価インダクタンスの値
を、転流の際に放電側の共振コンデンサの電圧が零もし
くは負になる如くに、選択してなるものである。
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、２個の主スイッチ素子間の第１
の接続点と平滑コンデンサ間の第２の接続点とを結ぶ正
側ル−トおよび負側ル−トの等価インダクタンスの値
を、転流の際に放電側の共振コンデンサの電圧が零もし
くは負になる如くに、選択してなるものである。
【００１０】つぎに、前述の公表特許公報を始めとして
どのような文献にても見られないところの、補助スイッ
チ素子および共振リアクトルの直列回路よりなる補助共
振転流回路を除いた回路構成部におけるインダクタンス
の存在について、検討する。これは、実際に回路構成に
おいては僅かではあるが必ず存在する部品自身および配
線のインダクタンスを、無視できないためである。特
に、電力変換装置の出力容量が大きくなると、共振リア
クトルのインダクタンスの値を小さくする必要があり、
したがって、配線インダクタンス等の値に近づき大きな
影響を与えることが判明した。これを、図１を用いて説
明する。
どのような文献にても見られないところの、補助スイッ
チ素子および共振リアクトルの直列回路よりなる補助共
振転流回路を除いた回路構成部におけるインダクタンス
の存在について、検討する。これは、実際に回路構成に
おいては僅かではあるが必ず存在する部品自身および配
線のインダクタンスを、無視できないためである。特
に、電力変換装置の出力容量が大きくなると、共振リア
クトルのインダクタンスの値を小さくする必要があり、
したがって、配線インダクタンス等の値に近づき大きな
影響を与えることが判明した。これを、図１を用いて説
明する。
【００１１】図１は内部インダクタンスや配線インダク
タンス等を等価インダクタンスに置き換え図６に類して
示したものであつて、Ｌｆは等価インダクタンス、Ｐ1
は直列接続された平滑コンデンサＣD1，ＣD2間の接続
点、Ｐ2 は直列接続された主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 間
の接続点である。ここで、等価インダクタンスＬｆは平
滑コンデンサの内部インダクタンスや配線インダクタン
ス等がまとめられ、さらには、接続点Ｐ1 ，Ｐ2 間の正
側ル−トおよび負側ル−トに分割して配されている。さ
らにこの動作を、図２および図３の等価回路図を参照し
て、説明する。
タンス等を等価インダクタンスに置き換え図６に類して
示したものであつて、Ｌｆは等価インダクタンス、Ｐ1
は直列接続された平滑コンデンサＣD1，ＣD2間の接続
点、Ｐ2 は直列接続された主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 間
の接続点である。ここで、等価インダクタンスＬｆは平
滑コンデンサの内部インダクタンスや配線インダクタン
ス等がまとめられ、さらには、接続点Ｐ1 ，Ｐ2 間の正
側ル−トおよび負側ル−トに分割して配されている。さ
らにこの動作を、図２および図３の等価回路図を参照し
て、説明する。
【００１２】さて、前述した場合と同様に、負荷電流Ｉ
ｏがダイオ−ドＤ2 に流れている状態にて、補助スイッ
チ素子ＳA１をターンオンさせると、負側電流Ｉｎが零
となるまで図２に示す等価回路で動作し、正側電流Ｉｐ
および共振コンデンサＣR1の電圧ＶC1は、式（１），
（２）となる。ただし、ωは式（３）であって、（Ｃ／
２）はＣR1，ＣR2のキャパシタンス、ＬはＬｒのインダ
クタンス、Ｌｆは等価インダクタンス、Ｅは電源電圧で
ある。
ｏがダイオ−ドＤ2 に流れている状態にて、補助スイッ
チ素子ＳA１をターンオンさせると、負側電流Ｉｎが零
となるまで図２に示す等価回路で動作し、正側電流Ｉｐ
および共振コンデンサＣR1の電圧ＶC1は、式（１），
（２）となる。ただし、ωは式（３）であって、（Ｃ／
２）はＣR1，ＣR2のキャパシタンス、ＬはＬｒのインダ
クタンス、Ｌｆは等価インダクタンス、Ｅは電源電圧で
ある。
【００１３】
【数１】
【００１４】また、時刻Ｔで負側電流Ｉｎが零となると
ダイオ−ドＤ2 がオフし、図３に示す等価回路に移行
し、新たな共振が起こることになる。ここに、時刻Ｔに
おける正側電流Ｉｐの値をＩP1，電圧ＶC1の値をＶC1と
すると、その値ＩP1，ＶC1は、式（４），（５）で表せ
る。ただし、ω1 ，ω2 は式（６），（７）である。
ダイオ−ドＤ2 がオフし、図３に示す等価回路に移行
し、新たな共振が起こることになる。ここに、時刻Ｔに
おける正側電流Ｉｐの値をＩP1，電圧ＶC1の値をＶC1と
すると、その値ＩP1，ＶC1は、式（４），（５）で表せ
る。ただし、ω1 ，ω2 は式（６），（７）である。
【００１５】
【数２】
【００１６】さらに、かような式（１），（２）および
式（４），（５）について、共振リアクトルＬｒの値Ｌ
を（Ｌ＝４μＨ），共振コンデンサＣR1，ＣR2の値Ｃを
（Ｃ＝０．５μＦ）とし、等価インダクタンスＬｆを変
えて計算した結果を、図示すると図３の如くである。こ
の図のように、正側共振コンデンサＣR1の電圧ＶC1の最
小値が、等価インダクタンスＬｆの値によってかなり影
響を受けていることが分かる。そして、この電圧ＶC1の
最小値のところで、主スイッチ素子Ｓ1 をオンさせても
ＶC1の最小値が正の電圧であると、ＺＶＳが行われず、
主スイッチ素子のタ−ンオン損失が増大するばかりでは
なく、急峻な電流変化による電磁ノイズの発生も問題と
なる。
式（４），（５）について、共振リアクトルＬｒの値Ｌ
を（Ｌ＝４μＨ），共振コンデンサＣR1，ＣR2の値Ｃを
（Ｃ＝０．５μＦ）とし、等価インダクタンスＬｆを変
えて計算した結果を、図示すると図３の如くである。こ
の図のように、正側共振コンデンサＣR1の電圧ＶC1の最
小値が、等価インダクタンスＬｆの値によってかなり影
響を受けていることが分かる。そして、この電圧ＶC1の
最小値のところで、主スイッチ素子Ｓ1 をオンさせても
ＶC1の最小値が正の電圧であると、ＺＶＳが行われず、
主スイッチ素子のタ−ンオン損失が増大するばかりでは
なく、急峻な電流変化による電磁ノイズの発生も問題と
なる。
【００１７】そこで、正，負側の等価インダクタンスの
値を、共振コンデンサＣR1電圧の最小値が零もしくは負
（実際の回路では逆並列ダイオードにより負にはならな
い）となるように、選ぶものする。かように等価インダ
クタンスの最適値に選ぶことにより、共振コンデンサ電
圧の最小値を零もしくは負となるようにして、最小値近
辺で主スイッチ素子をタ−ンオンさせる。これより、Ｚ
ＶＳがなされてタ−ンオン損失を著しく減少させるとと
もに、急峻な電流変化を生じさせないために電磁ノイズ
の発生も抑制することができる。
値を、共振コンデンサＣR1電圧の最小値が零もしくは負
（実際の回路では逆並列ダイオードにより負にはならな
い）となるように、選ぶものする。かように等価インダ
クタンスの最適値に選ぶことにより、共振コンデンサ電
圧の最小値を零もしくは負となるようにして、最小値近
辺で主スイッチ素子をタ−ンオンさせる。これより、Ｚ
ＶＳがなされてタ−ンオン損失を著しく減少させるとと
もに、急峻な電流変化を生じさせないために電磁ノイズ
の発生も抑制することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】図５は本発明が適用された一実施
例を図１に類して示し、Ｌｆ’は等価インダクタンス、
Ｌｃ，Ｌｓはインダクタンスである。ここに、等価イン
ダクタンスＬｆ’は（Ｌｆ’＝Ｌｆ−Ｌｓ−Ｌｃ）であ
る。すなわち、図１においては、接続点Ｐ1 ，Ｐ2 間の
補助スイッチ素子ＳA1，ＳA2および共振リアクトルＬｒ
の直列回路抜きであるところの、接続点Ｐ1 と接続点Ｐ
2 とを結ぶ正側ル−トおよび負側ル−トにおける等価イ
ンダクタンスＬｆ’の値を、転流の際に放電側の共振コ
ンデンサの電圧が零もしくは負になる如くに、選択し得
るものである。ここで、平滑コンデンサＣD1，ＣD2内部
のインダクタンスＬｃおよび主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2
周りのインダクタンスＬｓは必ず存在しても、自由に変
えることができず、等価インダクタンスＬｆ’の値を、
前述した如き正，負側の等価インダクタンスＬｆの最適
値が（Ｌｃ＋Ｌｓ）より大きい範囲で決定する。具体的
には、インダクタンスの値を〔Ｌｆ−（Ｌｃ＋Ｌｓ）〕
を有する導体を用い、平滑コンデンサＣD1，ＣD2と主ス
イッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 （並列にダイオ−ドと共振コンデ
ンサが接続されている）との間を接続するものであって
よい。なお、主スイッチ素子Ｓ２から主スイッチ素子Ｓ
１への転流について説明したが、負荷電流の方向を逆に
すればＳ１〜Ｓ２への転流も同じようになることは勿論
である。
例を図１に類して示し、Ｌｆ’は等価インダクタンス、
Ｌｃ，Ｌｓはインダクタンスである。ここに、等価イン
ダクタンスＬｆ’は（Ｌｆ’＝Ｌｆ−Ｌｓ−Ｌｃ）であ
る。すなわち、図１においては、接続点Ｐ1 ，Ｐ2 間の
補助スイッチ素子ＳA1，ＳA2および共振リアクトルＬｒ
の直列回路抜きであるところの、接続点Ｐ1 と接続点Ｐ
2 とを結ぶ正側ル−トおよび負側ル−トにおける等価イ
ンダクタンスＬｆ’の値を、転流の際に放電側の共振コ
ンデンサの電圧が零もしくは負になる如くに、選択し得
るものである。ここで、平滑コンデンサＣD1，ＣD2内部
のインダクタンスＬｃおよび主スイッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2
周りのインダクタンスＬｓは必ず存在しても、自由に変
えることができず、等価インダクタンスＬｆ’の値を、
前述した如き正，負側の等価インダクタンスＬｆの最適
値が（Ｌｃ＋Ｌｓ）より大きい範囲で決定する。具体的
には、インダクタンスの値を〔Ｌｆ−（Ｌｃ＋Ｌｓ）〕
を有する導体を用い、平滑コンデンサＣD1，ＣD2と主ス
イッチ素子Ｓ1 ，Ｓ2 （並列にダイオ−ドと共振コンデ
ンサが接続されている）との間を接続するものであって
よい。なお、主スイッチ素子Ｓ２から主スイッチ素子Ｓ
１への転流について説明したが、負荷電流の方向を逆に
すればＳ１〜Ｓ２への転流も同じようになることは勿論
である。
【００１９】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、格
別に主スイッチ素子のタ−ンオンが零電圧によって行わ
れ、電力変換装置の効率の向上とともに電磁ノイズの発
生も抑制し得る補助共振転流回路を用いた電力変換装置
を、提供できる。
別に主スイッチ素子のタ−ンオンが零電圧によって行わ
れ、電力変換装置の効率の向上とともに電磁ノイズの発
生も抑制し得る補助共振転流回路を用いた電力変換装置
を、提供できる。
【図１】図１は内部インダクタンスや配線インダクタン
ス等を等価インダクタンスに置き換えて示した回路図で
ある。
ス等を等価インダクタンスに置き換えて示した回路図で
ある。
【図２】図２は図１の動作を説明するため示した第１の
等価回路図である。
等価回路図である。
【図３】図３は図１の動作を説明するため示した第２の
等価回路図である。
等価回路図である。
【図４】図４は等価インダクタンス値の選択例を示した
波形図である。
波形図である。
【図５】図５は本発明が適用された一実施例を示す回路
図である。
図である。
【図６】図６は逆阻止能力のある補助スイッチ素子を使
用した従来例を示す回路図である。
用した従来例を示す回路図である。
【図７】図７は直列接続ダイオ−ドを有する補助スイッ
チ素子を使用した他の従来例を示す回路図である。
チ素子を使用した他の従来例を示す回路図である。
【図８】図８は図６および図７の動作を説明するために
示した回路図である。
示した回路図である。
【図９】図９は図６および図７の動作を説明するために
示した波形図である。
示した波形図である。
Ｅ 直流電源 ＣD1，２ 平滑コンデンサ Ｓ1，２ 主スイッチ素子 Ｄ1，２ ダイオ−ド ＣR1，２ 共振コンデンサ Ｌｒ 共振リアクトル ＳA1，２ 補助スイッチ素子 Ｌｆ 等価インダクタンス Ｌｆ’ 等価インダクタンス Ｉｏ 負荷電流 Ｉｐ 正側電流 Ｉｎ 負側電流 ＶC1 ＣR1の電圧 Ｐ1 接続点 Ｐ2 接続点 Ｌｃ インダクタンス Ｌｓ インダクタンス
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源の正負極間に直列接続されて逆
並列ダイオードおよび並列接続された共振コンデンサを
備える２個の主スイッチ素子間の第１の接続点と、前記
直流電源に直列接続された分圧のための平滑コンデンサ
間の第２の接続点との間に、双方向性補助スイッチ素子
および共振リアクトルの直列回路よりなる補助共振転流
回路を具備して成る電力変換装置において、前記第１の
接続点と第２の接続点とを結ぶ正側ル−トおよび負側ル
−トの等価インダクタンスの値を、転流の際に放電側の
共振コンデンサの電圧が零もしくは負になる如くに選択
してなることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電
力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17288896A JP3253529B2 (ja) | 1996-06-12 | 1996-06-12 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17288896A JP3253529B2 (ja) | 1996-06-12 | 1996-06-12 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH104686A JPH104686A (ja) | 1998-01-06 |
| JP3253529B2 true JP3253529B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
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