KR20080107906A

KR20080107906A - 효과적인 충전회로를 갖는 고압 펄스 발생회로

Info

Publication number: KR20080107906A
Application number: KR1020070056283A
Authority: KR
Inventors: 조정구
Original assignee: (주)로암
Priority date: 2007-06-08
Filing date: 2007-06-08
Publication date: 2008-12-11

Abstract

본 발명은 복수개의 커패시터를 병렬로 연결하여 일정전압으로 충전해두었다가 일시에 모든 커패시터를 직렬로 연결해 줌으로서 고압 펄스전압을 얻는 방식으로 복수개의 커패시터와 상기 커패시터들을 직렬로 연결해주기 위한 같은 수만큼의 반도체 스위칭 소자와 상기 커패시터들을 병렬로 연결하여 동시에 충전해주기 위한 커패시터와 같은 개수의 제 1의 다이오드 및 제 2다이오드, 커패시터들을 충전해주기 위한 입력전원과 충전을 위한 인덕터 로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 고압 펄스 발생회로에 관한 것이다.

본 발명에 따른 고압 펄스 발생회로는 전력용 반도체 스위치 소자의 사용으로 그 상승시간에 해당하는 빠른 펄스 전압의 상승시간을 얻을 수 있으며, 펄스 전압뿐만 아니라 펄스폭을 정교하게 제어할 수 있고, 동작 주파수를 수 khz 이상으로 증가시킬 수 있어서 종래의 진공관 스위치를 사용하는 펄스 발생회로에 비해서 장치의 수명을 반영구적으로 늘일 수 있다. 또한 커패시터의 수를 늘려 가면 낮은 입력전압으로 얼마든지 높은 출력 펄스전압을 경제적으로 만드는 효과가 있다.

고압펄스 발생회로, 반도체 스위치, 장수명, 고효율 충전회로, 펄스 전압 및 펄스 폭 연속 가변

Description

효과적인 충전회로를 갖는 고압 펄스 발생회로{High-voltage pulse generation circuit with an effective charging circuit}

도 1은 종래의 반도체 스위치를 이용한 고압 펄스 발생회로.

도 2는 종래의 반도체 스위치를 이용한 고압 펄스 발생회로의 동작특성 파형.

도 3은 본 발명의 고압 펄스 발생회로.

도 4는 본 발명의 충전모드 동작원리를 설명하기 위한 등가회로.

도 5는 본 발명의 펄스발생모드 동작원리를 설명하기 위한 등가회로.

도 6은 본 발명의 고압펄스 발생회로의 주요부분 동작파형.

도 7는 본 발명의 충전전류가 불연속일 경우의 동작원리를 설명하기 위한 등가회로.

도 8은 본 발명에서 충전전류가 불연속일 때의 고압펄스 발생회로의 주요부분 동작파형.

본 발명은 고압 펄스 발생회로에 관한 것이다. 일반적으로, 고압 펄스 발생회로는 각종 시험장비, 플라즈마 발생장치 및 레이저 전원 등 고압 펄스 전계를 필요로 하 는 특수한 용도에 널리 사용되고 있다. 현재까지는 각 용도에 맞추어 산업계에서 여러 가지 다양한 형태의 펄스 발생회로를 사용하고 있는 실정이다.

종래의 펄스 발생회로로 스파크 갭을 이용한 막스 제너레이터(Marx generator)를 채용하는 고압펄스 발생회로 가 있으며, 주로 수 MV 및 수 MA급의 대용량 용도에 사용되고 있다. 그러나, 이 방식은 스파크 갭이 쉽게 마모되기 때문에 스파크 갭 스위치의 수명이 매우 짧은 단점을 갖는다. 중용량급 펄스 발생회로로 싸이라트론(Thyratron)과 같은 진공관식 고압 스위치를 이용하여 에너지 저장회로에 충전된 고압을 방전시켜 출력 단에 고압 펄스를 만들어내는 방식이 이용되고 있으나 입력전원으로 발생시키고자 하는 고압 펄스 전압 만큼의 직류 입력전압이 필요한 단점이 있고 진공관 역시 반도체 스위치에 비해서 수명이 상당히 짧기 때문에 유지보수 비용이 많이 드는 단점을 갖는다. 위의 두 가지 방식 모두 다 스위치들이 턴온만 가능하기 때문에 구형파의 펄스전압을 얻기 힘들어서 별도의 펄스성형회로가 필요한 단점을 갖는다. 이외에도 펄스 변압기를 이용하여 저압의 구형파를 고압의 구형파로 만들어 주는 방식이 있다. 이 방식은 변압기의 권수비에 따라서 이론적으로는 얼마든지 고압 구형파 펄스전압을 만들어 낼 수는 있으나 변압기의 누설 인덕턴스 때문에 펄스 파형의 상승시간 또는 하강시간이 길어져 별도의 펄스 압축회로를 필요로하는 단점을 갖는다.

이러한 단점들을 해결하기 위해서 막스 제너레이터에서 스파크 갭 스위치를 반 도체 스위치로 교체하고 커패시터 충전회로를 수정하여 만든 획기적인 고압 펄스 발생회로가 고안이 되었다([문헌1](도1)). 반도체 스위치와 반도체 정류기(다이오드)를 사용함으로서 수명을 반 영구적으로 늘렸을 뿐만 아니라, 펄스전압의 상승시간이 매우 짧아서 거의 이상적인 구형파 펄스를 만들 수 있으며, 펄스 전압뿐만 아니라 펄스폭을 정교하게 제어할 수 있고, 동작 주파수를 수 khz 이상으로 증가시킬 수 있는 장점을 갖는다. 또한, 커패시터의 수를 늘려 가면 낮은 입력전압으로 얼마든지 높은 출력 펄스전압을 경제적으로 만드는 효과가 있다.

그러나, 도1([문헌1])과 같은 구성은 커패시터(C1, C2, ..., Cn)의 직렬연결에 의한 고압 방전시 인덕터 Lc에 출력전압이 그대로 걸려서 도2와 같이 인덕터 Lc의 전류가 급격히 증가하였다가, 커패시터(C1, C2, ..., Cn)의 재충전시에 인덕터 Lc의 전류는 제 2의 다이오드(D1, D2, ..., Dn)를 통하여 환류 되어 인덕터 Lc에 영의 전압이 걸려서 인덕터 Lc에 흐르는 전류는 도2와 같이 일정하게 흐르게 되어 인덕터 전류가 이론적으로 계속해서 상승하는 구조이므로 Lc를 통해 충전하는 회로는 성립하지 않는다. 인덕터 Lc가 없다면 단위 펄스 발생회로부의 커패시터(C1, C2, ..., Cn)의 충전은 부하를 통해서 이루어지게 될 수밖에 없는데, 부하에 따라 커패시터의 충전 시간 및 충전량이 달라지기 때문에 임의의 펄스 전압을 발생시키기가 어려운 단점을 갖는다.

본 발명은 [문헌1]의 펄스발생회로의 불충분한 충전회로를 개선하여 정상적 인 펄스 발생이 되도록 하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 의한 고압 펄스발생 회로는 도3에서 볼 수 있듯이 여러 개의 커패시터를 병열 연결된 상태에서 충전하였다가 일시에 직렬로 연결하여 고압 펄스출력을 얻는 메카니즘은 완전히 동일하다. 그러나, 커패시터의 원활한 충전을 위해서 [문헌1]의 펄스발생회로(도1)에서 입력전원의 음의 단자와 부하의 음의 단자를 분리한 다음 입력전원의 음의 단자와 부하의 양의 단자 사이에 충전용 인덕터(Lc)를 삽입하여 도3과 같이 충전회로를 구성하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명에 대해서 도면을 참조하면서 본 발명의 실시 예를 상세히 설명한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고압 펄스발생을 위한 회로도로서, 입력 전원(100); 상기 전원(100)의 양(+)의 단자에 전류 유입단자가 연결된 제 1 다이오드(D11)와, 상기 전원(100)의 음(-)의 단자에 전류 유입단자가 연결된 제 2 다이오드(D12)와, 상기 제 1 다이오드(D11)의 전류 유출단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제 2 다이오드(D12)의 전류 유입단자에 연결된 커패시터(C1)와, 상기 제 1 다이오드(D11)와 상기 커패시터(C1)의 공통접점에 전류 유입단자가 연결되고 전류 유출단자는 상기 제 2 다이오드(D12)의 전류 유출단자에 연결되고 게이트는 제어부(미도시)에 연결된 반도체 스위치 소자(S1)로 구성된 제 1 단위 승압회로부(200); 및 상기 제 1 단위 승압회로부(200)와 동일한 구성의 제 2 단위 승압회로부(300)를 연결 구비하되, 상기 제 1 단위 승압회로부(200)와 상기 제 2 단위 승압회로부(300)와의 연결관계를 보면, 상기 제 1 단위 승압회로부(200)의 상기 반도체 소자(S1)의 전류 유입단자 및 유출단자에 이웃하는 제 2 단위 승압회로부(300)의 제 1 다이오드(D21)의 전류 유입단자 및 제 2 다이오드(D22)와 커패시터(C2)의 공통접점이 각각 연결되어 있으며, 상기 제 2 단위 승압회로부(300)에 연이어 상기 제 1 및 제 2 단위 승압회로부(200,300)와 동일 구성 및 동일 연결관계로 복수개의 단위 승압회로부가 최종단인 제 n번째 단위 승압회로부(500)까지 연결 구비되어 있고, 상기 최종단의 단위 승압회로부(500)의 제 2 다이오드(Dn2)와 반도체 소자(Sn)의 공통접점과 최초 단위 승압회로부(200)의 커패기터(C1)과 제 2 다이오드(D12)의 공통접점 사이에 부하(600)의 양단이 연결되어 있으며, 상기 커패시터들(C1, C2, ..., Cn)을 충전하기 위해서 상기 최종 승압회로부(500)의 제 2 다이오드(Dn2)와 반도체 스위치(Sn) 및 부하의 양의단자의 공통접점과 입력전원(100)의 음의단자 사이에 충전 인덕터(Lc, 700)가 연결되어 있는 것을 특징으로 한다. 상기 반도체소자(S1,S2,...Sn)는 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 절연게이트바이폴라 트랜지스터(IGBT) 또는 게이트 턴오프 사이리스터(GTO)와 같은 자체적으로 on-off 기능이 있는 소자는 어떤 형태이든 적용이 가능하다.

이어, 도4~도8을 참조하여 도 3과 같이 구성된 본 발명의 동작을 설명한다.

먼저, 충전 인덕터(Lc) 전류가 연속일 때의 회로 동작모드와 동작파형을 도4~도6에 나타내었다. 도4는 충전모드로서 반도체 스위치들(S1, S2, ..., Sn)은 모두 꺼져 있는 상태이고, 상기 제 1 다이오드들(D11, D12, ..., D1n)과 제 2 다이오드들(D21, D22, ..., D2n)은 모두 도통하여 n개의 커패시터가 모두 병렬 연결된 상태에서 충전 인덕터 전류(I _Lc )가 입력 전원(100)을 통해서 각각의 커패시터로 1/n의 크기만큼 분산되어 흐르게 되며, 각 커패시터의 전압은 모두 동일하게 충전이 된다. 이때, 부하에 걸리는 출력전압은 영이 되고, 충전 전류는 부하를 전혀 통하지 않고 충전 인덕터(Lc) 만을 통해서 충전하게 된다. 이 기간동안 인덕터에 걸리는 전압(V _Lc )은 입력전압(Vs)과 커패시터 전압(Vc)의 차이 만큼 된다.

V _Lc = Vs - Vc (1)

여기서, Vc = Vc1 = Vc2 =....= Vcn이며, 항상 Vc > Vs 조건이 만족되어야 한다. 이 기간 동안 충전 인덕터에는 역전압이 걸리고 인덕터 전류는 도6과 같이 선형적으로 감소하게 된다.

정해진 충전시간이 지나고 펄스출력을 내보낼 때가 되어 도 5와 같이 반도체 스위치들(S1, S2, ..., Sn)을 동시에 켜면, 제 1 다이오드들(D11, D12, ..., D1n)과 제 2 다이오드들(D21, D22, ..., D2n)은 동시에 역전압이 걸려서 다 꺼지게 되고 도 5와 같이 모든 커패시터들(C1, C2, ..., Cn)이 동시에 직렬로 연결이 되어 고압 출력을 발생하게 된다. 이 때, 출력전압(Vo)는 식(2)와 같이 모든 커패시터 전압을 합한 것과 같아진다.

Vo = nVc (2)

이 기간에서 인덕터에 걸리는 전압은 식(2)와 같이 n-1개의 커패시터 전압과 입력전압의 합이 된다.

V _Lc = Vs + (n-1) Vc (3)

이 기간 동안에 충전 인덕터(Lc) 양단에는 도 6과 같이 엄청난 고전압이 걸리게 되고 인덕터 전류는 급격하게 상승하게 된다. 정해진 펄스 폭 만큼 되면 반도체 스위치들(S1, S2, ..., Sn)을 동시에 오프하고, 다시 충전모드에 들어가게 된다.

충전 인덕터에 걸리는 평균전압이 영이 되어야 회로가 성립하기 때문에 이 조건으로부터 입력전압(Vs)과 커패시터전압(Vc)과의 관계를 수식화 해보면 다음과 같다.

( Vs + (n-1) Vc ) D + ( Vs - Vc ) (1-D) = 0 (4)

Vc = Vs / (1- nD ) (5)

여기서, D는 펄스 폭과 펄스 주기의 비율 즉, 시비율(duty cycle)을 나타낸다.

식(5)에서 보면 승압 회로부의 개수(n)와 시비율(D)의 곱이 1보다 작아야 하고, nD가 1에 가까워지면 가까워질수록 Vc는 Vs에 비해서 엄청나게 높이 올라가는 것을 볼 수 있다. 따라서, 출력 펄스전압을 높이기 위해서 상기 단위 승압회로부(200)를 많이 쌓으면 쌓을수록 시비율(D)을 작게 유지해야 한다는 것을 알 수 있다. 예를들어, 단위 승압회로부(200)를 10단을 쌓으면, 시비율(D)은 무조건 0.1보다 작아야 하고, Vc가 Vs의 두배 정도가 되도록 유지를 하고자 한다면 시비율(D)은 0.05가 되어야 한다. 물론 Vc 전압을 더 낮추기 위해서는 시비율(D)을 0.05 보다 더 낮추어 야 한다.

도7과 도8은 충전 커패시터 전류가 불연속일 때의 동작원리 및 동작파형을 보여준다. 도4에서처럼 충전 인덕터(Lc)를 통해서 충전이 되는 동안 인덕터 전류가 감소하다가 영이 되면 도7과 같이 제 1 다이오드들(D11, D12, ..., D1n)과 제 2 다이오드들(D21, D22, ..., D2n)이 동시에 오프가 되고 커패시터들(C1, C2, ..., Cn)은 충전된 상태로 유지가 된다. 출력전압은 계속해서 영으로 유지되고, 충전 인덕터(Lc) 전류도 영으로 유지된다. 충전모드가 끝나고 펄스 발생모드가 되면 다시 도5와 같이 동작하게 된다. 불연속 충전모드시 인덕터(Lc) 전압과 전류파형은 도8과 같다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 고압 펄스 발생회로는 [문헌1]의 문제점인 커패시터 충전을 효율적으로 할 수 있도록 함으로서 [문헌1]에서 주장하는 장점을 제대로 살릴 수 있을 뿐만 아니라 커패시터 충전을 손실이 없이 빨리 할 수 있도록 함으로서 펄스 주파수를 수 kHz까지 높일 수 있고, 펄스 폭을 자유로이 가변할 수 있는 효과가 있다.

Claims

고전압 펄스 발생 회로에 있어서,

입력전원의 양의 단자에 전류유입단자가 연결된 제 1 다이오드와, 상기 입력전원의 음의 단자에 전류 유입단자가 연결된 제 2 다이오드와, 상기 제 1 다이오드의 전류 유출단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제 2 다이오드의 전류유입단자에 연결된 용량성 소자와, 상기 제 1 다이오드와 상기 용량성 소자의 공통접점에 전류유입단자가 연결되고 전류 유출단자는 상기 제 2 다이오드의 전류 유출단자에 연결(되고 가동단자는 제어수단에 연결)된 반도체 스위치 소자를 포함하여 구성된 최초단의 단위 승압 회로부(200); 및 상기 최초단의 단위 승압 회로부와 동일한 구성의 단위 승압 회로부를 복수개 구비하되, 상기 복수개의 단위 승압 회로부에서, 임의의 단위 승압회로부의 상기 반도체 스위치 소자의 전류유입단자 및 전류유출단자에, 이웃하는 단위 승압회로부의 상기 제 1 다이오드의 전류유입단자 및 상기 제 2 다이오드와 상기 용량성소자간의 공통접점이 각각 연결되고 최종 단위 승압 회로부의 제 2 다이오드의 전류 유출단자와 반도체 스위치 소자의 전류유출단자의 공통접점에 부하의 일단이 연결이 되고 타단은 상기 최초 단위 승압 회로부의 제 2 다이오드의 전류유입단자와 용량성 소자의 공통접점에 연결이 되며, 상기 최종 단위 승압회로부의 제 2 다이오드의 전류유출단자와 상기 반도체 스위치의 전류유출단자와 부하의 양의 단자의 공통접점에 충전용 인덕터의 일단이 연결이 되고 타단은 입력 젼원의 음의 단자에 연결이 되어서 복수개의 단위 승압회로부내의 각 커패시터들이 모두 병렬연결된 상태에서 충전용 인덕터를 통해서 충전이 되고, 복수개의 반도체 스위치를 동시에 on시킴으로서 상기 복수개의 커패시터가 일시에 직렬연결이 되어 고압 펄스전압을 부하에 가해주는 것을 특징으로 하는 펄스전압 발생회로.
제 1 항에 있어서,

상기 용량성 소자를 그 용량성 소자가 포함된 펄스성형회로로 구성한 것을 특징으로 하는 펄스전압 발생회로.
제 1 항에 있어서,

상기 단위 승압회로부내의 상기 제 1 및 제 2 다이오드와 상기 반도체 스위치 소자는 각각 복수개의 소자로 구성되어 직렬연결된 것을 사용할 수 있는 것을 특징으로 하는 펄스전압 발생회로.
제 1 항에 있어서,

반도체 스위치 소자는 스스로 켜지고 꺼질 수 있는 어떤 소자도 사용이 가능하며, 스위칭시에 노이즈 저감 및 소자 보호를 위해서 반도체 스위치 소자와 역방향으로 다이오드를 추가 할 수 있는 것을 특징으로 하는 펄스전압 발생회로.