CN104052268B - 直流电压转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明所涉及的直流电压转换电路包括：直流电源；经由电感器连接至直流电源两端的开关元件；以及与开关元件并联连接、且由二极管及负载构成的串联电路，通过开关元件的动作将由直流电源提供的输入电压转换成规定大小的输出电压，并将其提供给负载。本发明的特征在于，包括：连接至二极管的两端、并由吸收电容器及吸收二极管构成的串联电路；以及在开关元件导通的期间内、将吸收电容器充电至低于所述输入电压或输出电压的电压的充电电路(直流电源及二极管的串联电路)。由此，将吸收电容器的充电损耗控制在最小限度以防止效率的降低，并对因寄生电感引起的浪涌电压进行抑制以保护开关元件。

Description

直流电压转换电路

技术领域

本发明涉及利用半导体开关元件的开关来将直流电压转换成规定大小的直流电压的直流电压转换电路，详细而言，涉及下述过电压保护技术：即，利用吸收电路来吸收因布线的寄生电感而产生的浪涌电压，从而保护半导体开关元件。

背景技术

图7示出这种直流电压转换电路的第一现有技术。

在图7中，电感器2的一端与直流电源1的正极相连接，在电感器2的另一端与直流电源1的负极之间连接有MOSFET等半导体开关元件3。在开关元件3的两端(漏极电极d与源极电极s之间)，二极管4与电容器5串联连接，在电容器5的两端连接有负载6。另外，在图7中，P是直流电压转换电路的正侧端子，N为负侧端子，A为后文中所要说明的因电路布线引起的寄生电感。

图7所示的直流电压转换电路将直流输入电压转换为高于该直流输入电压的直流电压，于是称之为所谓的升压斩波器。下面对该电路的动作进行说明。另外，在下述说明中，忽略二极管等PN结处的正电压降。

若开关元件3导通，则电流按下述路径流动，即直流电源1→电感器2→开关元件3→直流电源1，从而直流电源1的电压(输入电压)V_i施加到电感器2上，输入电流I_in增加。若开关元件3截止，则电流按下述路径流动，即直流电源1→电感器2→二极管4→电容器5→直流电源1。此时，电容器5的电压(输出电压)V_o与输入电压V_i之间的电压差施加到电感器2上，如后文中将要说明的那样，由于V_o被保持为高于V_i，因此I_in减小。

通过对开关元件3的导通/截止的时间比例进行控制，能够任意地控制输入电流I_in的大小，若根据负载6的功耗来控制输入电流I_in，则能够将输出电压V_o保持在所期望的电压值。

此外，若增加开关元件3的导通时间比例，则从理论上来讲，能够使输入电流I_in无限增大，进而使输入功率(V_i×I_in)无限增大。由此，能够将输出电压V_o控制为高于输入电压V_i的范围内的任意数值，当开关元件3导通的时间比例为0，即开关元件3完全不导通时，输出电压V_o约等于输入电压V_i。

通常，在电路中的布线上存在有不希望产生的寄生电感A。图7中示出了在开关元件3-二极管4-电容器5-开关元件3的一圈电路上所存在的寄生电感A。

图8表示当流过开关元件3的电流经由二极管4整流换向至电容器5时的电压、电流波形。

在图8中，若开关元件3在时刻t₀开始截止，则开关元件3的阻抗上升，随之漏极-源极间电压V_ds上升。若电压V_ds在时刻t₁超过输出电压V_o，则图7中的二极管4导通，在开关元件3→二极管4→寄生电感A→电容器5→开关元件3的路径中开始有电流i流过。

此时，寄生电感A上产生与电流i的变化率成正比的由数学式1所表示的电压(即所谓的浪涌电压)。

[数学式1]

ΔV=L·(di/dt)

这里，L是寄生电感A的电感值。

将开关元件3的漏极电流设为I_d，则i=I_in-I_d，由于在产生浪涌电压ΔV的较短期间内可以认为I_in固定，因此(di/dt)大致等于I_d的减少率，即(-dI_d/dt)。由于浪涌电压ΔV以与V_o相加的形式被施加到开关元件3的漏极-源极之间，因此如图8所示的那样，漏极-源极间电压V_ds仅在时刻t₁之后的较短期间内高于输出电压V_o。

若浪涌电压ΔV大到超过开关元件3的耐压，则开关元件3会有损坏的危险。因此，以往通常采用设法改进布线长度等电路结构来尽可能减小寄生电感A的电感值L等对策。

另一方面，由于近年来半导体元件的性能得以提高，从而能够进行更为高速的开关。为了降低开关损耗，希望在尽可能短的时间内进行开关，所谓的高速开关则会带来(di/dt)的增加。在这种高速开关的条件下，通过改进电路结构来降低电感值L是有限的。

接着，图9示出直流电压转换电路的第二现有技术。与图7所示的电路的不同点在于，二极管4上并联连接有吸收电容器7，由此来力图实现开关元件3的漏极-源极间电压V_ds的降低。

图9中，在开关元件3导通的期间，对吸收电容器7进行充电，使得其电压V_c大致与输出电压V_o相等。

图10表示当图9中流过开关元件3的电流经由二极管4整流换向至电容器5时的电压、电流波形。

开关元件3在时刻t₀开始截止，漏极-源极间电压V_ds变化为稍大于0[V]，而后P-N间电压V_PN(=V_ds+V_c)超过Vo，从而在电感器2→电容器7→寄生电感A→电容器5的路径中有电流开始流过。即，在V_ds超过V_o之前就开始进行整流换向。

图9所示的电路中也产生浪涌电压ΔV，这点等同于图7，但是由于在图9中V_ds=V_o+ΔV-V_c，因此从图10与图8的比较可知，图10中的V_ds的峰值较小。

例如在专利文献1中记载有利用与图9、图10相同的原理来抑制V_ds、从而保护开关元件的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开平10-136637号公报(段落[0014]～[0016]、图1等)

发明内容

发明所要解决的技术问题

根据图9的电路，能够比图7的电路更好地对浪涌电压ΔV进行抑制。然而，当使开关元件3导通、从而将吸收电容器7充电至与输出电压V_o相等的数值时，在电容器5→吸收电容器7→开关元件3→电容器5的路径中会流过充电电流，从而在开关元件3中会产生损耗(充电损耗)。该损耗功率为(1/2)CV_o ²(C为电容器7的电容值)，而与充电电路的电阻值无关，在吸收电容器7的充电电路中设有充电电阻的情况下，该电阻处也会产生同样的损耗。

此外，若开关元件3以频率f进行工作，则会产生由数学式2表示的损耗功率P_s。

[数学式2]

P_s=(1/2)CV_o ²·f

因此，若提高开关频率f，即当使直流电压转换电路在高频下进行动作时，上述损耗功率P_s变大，从而存在导致整个装置的效率降低的问题。

因此，本发明所要解决的问题在于，提供一种直流电压转换电路，所述直流电压转换电路将伴随着吸收电容器的充电而产生的损耗功率控制在最小限度，从而防止效率的降低，与此同时对因寄生电感而引起的浪涌电压进行抑制，从而保护半导体开关元件。

解决技术问题所采用的技术方案

为解决上述问题，权利要求1所涉及的直流电压转换电路以下述直流电压转换电路为对象，所述直流电压转换电路包括：第一直流电源；第一半导体开关元件，该第一半导体开关元件经由电感器连接至第一直流电源的两端；以及串联电路，该串联电路与所述开关元件并联连接，且由整流元件及负载构成，通过开关元件的开关动作来将由第一直流电源所提供的输入电压转换为规定大小的输出电压，并将其提供给负载。

而且，本发明的直流电压转换电路的特征在于，包括：串联电路，该串联电路连接在所述整流元件的两端，且由第一吸收电容器及第一吸收二极管构成；以及充电电路，在所述开关元件导通的期间内，该充电电路将所述吸收电容器充电至低于所述输入电压或所述输出电压的电压。

这里，对第一吸收电容器进行充电的充电电路可以如权利要求2所述的那样，由第二直流电源及二极管的串联电路构成，也可以如权利要求3所述的那样，由第二直流电源、电感器及二极管的串联电路构成。

此外，如权利要求4所述，也可以具备多个电感器的串联电路作为权利要求1中的电感器，经由二极管将这些电感器彼此的连接点中的一个连接点与第一吸收电容器和第一吸收二极管的连接点相连接，从而构成对第一吸收电容器进行充电的充电电路。

并且，如权利要求5所述，也可以在权利要求1中的电感器中设置辅助线圈，经由二极管将该辅助线圈的一端与第一吸收电容器和第一吸收二极管的连接点相连接，从而构成对第一吸收电容器进行充电的充电电路。

此外，如权利要求6所述，也可以设置与第一半导体开关元件串联连接的第二半导体开关元件，来替代权利要求1中的整流元件，利用该半导体开关元件所具有的整流功能来置换所述整流元件。

另外，如权利要求7所述，也可以与权利要求2一样利用第二直流电源与二极管的串联电路来构成权利要求6中的第一吸收电容器的充电电路。

并且，如权利要求8所述，在权利要求7所述的直流电压转换电路中，在第一半导体开关元件上并联连接有第二吸收电容器与第二吸收二极管的串联电路，在第二吸收电容器和第二吸收二极管之间的连接点与负载的一端之间，连接有第三直流电源与二极管的串联电路，以作为第二吸收电容器的充电电路。

发明效果

根据本发明，能够将伴随着吸收电容器的充电而产生的损耗功率控制在最小限度，从而防止效率的降低。此外，能够对使半导体开关元件截止时所产生的浪涌电压进行抑制，从而对半导体开关元件进行过电压保护。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的电路图。

图2是当图1中流过半导体开关元件的电流整流换向至电容器时的电流、电压的波形图。

图3是表示本发明的第二实施方式的电路图。

图4是表示本发明的第三实施方式的电路图。

图5是表示本发明的第四实施方式的电路图。

图6是表示本发明的第五实施方式的电路图。

图7是表示直流电压转换电路的第一现有技术的图。

图8是当图7中流过半导体开关元件的电流整流换向至电容器时的电流、电压的波形图。

图9是表示直流电压转换电路的第二现有技术的图。

图10是当图9中流过半导体开关元件的电流整流换向至电容器时的电压、电流的波形图。

具体实施方式

下面，按照附图对本发明的实施方式进行说明。

图1是表示本发明的第一实施方式的电路图，对于与图7、图9中的各元件相同的元件标注相同的标号。该第一实施方式也与前文所述的一样，构成为升压斩波器，所述升压斩波器利用半导体开关元件3的开关动作来将输入电压V_i进行升压，并将升压后的输出电压V_o提供给负载6。

在图1中，第一直流电源1、电感器2、MOSFET等半导体开关元件3、二极管4、电容器5及负载6的连接状态与图7、图9相同。本实施方式的特征在于，在二极管4上并联连接有构成吸收电路的吸收二极管101与吸收电容器103的串联电路，在吸收二极管101和吸收电容器103的连接点与负侧端子N之间，串联连接有二极管102和第二直流电源104，以作为吸收电容器103的充电电路。

下面，对本实施方式的动作进行说明。

当开关元件3导通时，在直流电源104→二极管102→吸收电容器103→开关元件3→直流电源104的路径中有电流流过，由此对吸收电容器103进行充电，使其电压V_c变为等于直流电源104的电压。这里，例如设由第一直流电源1所提供的输入电压V_i为200[V]，设输出电压V_o为400[V]，设第二直流电源104的电压为100[V]。

图2是当图1中流过半导体开关元件3的电流整流换向至电容器5时的电流、电压的波形图。

若开关元件3在时刻t0开始截止，则开关元件3的阻抗上升，从而开关元件3的漏极-源极间电压Vds开始上升。然而，本实施方式与图9不同，在(V_ds+V_c)的数值超过V_o(=400[V])之前，即在V_ds超过(V_o-V_c)=300[V]之前，吸收二极管101及吸收电容器103中没有电流流过。其中，如前文所述，由于V_c等于直流电压源104的电压，因此V_c为100[V]。

若(V_ds+V_c)的数值超过V_o，则在电感器2→吸收电容器103→吸收二极管101→寄生电感A→电容器5的路径中流过吸收电容器103的放电电流。此时，在寄生电感A上产生浪涌电压ΔV，但由图1可知，由于V_ds=ΔV+V_o-V_c，因此在吸收电容器103放电结束之前的期间内，V_ds被保持为小于ΔV+V_o。

也就是说，由吸收二极管101及吸收电容器103构成的吸收电路仅在产生浪涌电压ΔV的时刻附近进行动作，在此之前的期间内不进行不需要的放电。因此，在吸收电容器103的充电电压V_c较低的情况下也能有效地抑制浪涌电压ΔV。

在前文所述的图9的电路中，对吸收电容器7进行充电，使其电压V_c大致与输出电压V_o相等，因此V_c=400[V]，而根据图1的电路，吸收电容器103的电压V_c与第二直流电源104的电压相等，为100[V]。即，图1中的电压V_c为图9中的电压V_c的1/4，当吸收电容器103的电容值C与图9的吸收电容器7相等时，作为充电损耗的(1/2)CV_c ²为1/4的平方，即1/16。即使将吸收电容器103的电容值设为图9的吸收电容器7的数倍，但由于充电损耗比图9的电路的充电损耗要小，因此与现有技术相比，也能够提高抑制浪涌的效果。

接着，图3是表示本发明的第二实施方式的电路图。本实施方式中，在图1中的二极管102和第二直流电源104之间插入电感器105，用于进一步减少吸收电容器103的充电损耗。

在图1所示的电路中，尽管减小了吸收电容器103的电压V_c本身，但从原理上来讲，仍然会产生作为充电损耗的(1/2)CV_c ²。

与此不同，根据图3的电路，尽管在二极管102、电感器105以及开关元件3上会产生稍许损耗，但是其数值要小于(1/2)CV_c ²,理想情况下能够接近于0。另外，在图3的电路中，当开关元件3导通时，吸收电容器103与电感器105发生LC谐振，其结果是将吸收电容器103的电压V_c充电至直流电源104的电压的大约2倍。因此，优选将直流电源104的电压设定为图1中的电压的1/2(当想要将电容器103充电至100[V]时，将直流电源104的电压设为50[V])。

另外，在上述第一、第二实施方式中，作为构成吸收电容器103的充电电路的第二直流电源104，可以考虑以下方法：可以设置专用电源，也可以使用控制电源的一部分，或当负载6为多电平变换器时使用串联电容器的一部分等。然而，当无法准备合适的电源时，也可以采用图4的第三实施方式所示的方法。

即，如图4所示，在与第一直流电源1相反一侧的第一电感器2的一端与二极管4的阳极之间连接第二电感器106，在电感器2、106彼此的连接点与吸收二极管101的阳极之间按图示的极性连接二极管102。

在本实施方式中，当开关元件3导通时，利用电感器2、106的串联电路对直流电源1的电压进行分压，该分压电压经由二极管102施加到吸收电容器103上，并对吸收电容器103进行充电。其中，与图3的电路一样，由于电感器106和吸收电容器103形成LC谐振，从而将吸收电容器103充电至电动势的2倍，因此，在设定电感器2、106的分压比时需要预先将这一点考虑在内。

接着，图5是表示本发明的第四实施方式的电路图。

本实施方式中，在电感器2中设有辅助线圈2a，通过电感器2的变压器动作由辅助线圈2a产生比输入电压V_i要低的电压，该电压经由二极管102对吸收电容器103进行充电。在这种情况下，电感器2与辅助线圈2a之间的漏电感及吸收电容器103所形成的串联电路发生LC谐振，从而使得吸收电容器103的电压高于由电感器2与辅助线圈2a的匝数比所产生的电动势，因此，在设计电感器2与辅助线圈2a的线圈比时需要将此考虑在内。

另外，当直流电源1的电压V_i与输出电压V_o相比始终非常低时(当作为升压斩波器的升压比非常高时)，当然就可以利用第一直流电源1本身作为图1或图3中的第二直流电源104。

接着，图6是表示本发明的第五实施方式的电路图。

在本实施方式中，采用MOSFET等第二半导体开关元件4a的整流功能来替换图1中的二极管4。并且，在第一半导体开关元件3的漏极电极d与源极电极s之间，第二吸收电容器203与第二吸收二极管201串联连接，在吸收电容器203及吸收二极管201的连接点与正侧端子P之间，二极管202与第三直流电源204串联连接。

通常，MOSFET具有与输出电流的流动方向相反的反向导通(从源极电极s到漏极电极d的方向)的特性，因此图6中第二半导体开关元件4a具有与图1的二极管4相同的整流功能。此外，通过使第二开关元件4a导通截止，能够进行从负载6到直流电源1的电力再生动作。

在图6中，若第二开关元件4a导通，则在负载6→开关元件4a→电感器2→直流电源1→负载6的路径中有电流流过，电感器2的电流增加。若开关元件4a截止，则在电感器2→直流电源1→第一开关元件3的路径中有电流流过，电感器2的电流减小。因此，只要控制第二开关元件4a的导通时间比例，就能够任意地对电感器2的电流进行控制。这种电路动作就是众所周知的降压斩波器。

在上述动作中，由于因开关元件4a的截止而导致流过寄生电感A的电流减小，因此会产生浪涌电压ΔV。

图6中，设置吸收二极管201与吸收电容器203的串联电路来作为抑制上述浪涌电压ΔV的吸收电路，设置二极管202与第三直流电源204的串联电路来作为吸收电容器203的充电电路。

在开关元件4a导通的期间内，在直流电源204→开关元件4a→吸收电容器203→二极管202→直流电源204的路径中有电流流过，从而将吸收电容器203的电压V_c充电至直流电源204的电压。若开关元件4a截止，其漏极-源极间电压V_ds达到(V_o-V_c)，则吸收二极管201导通，因此开关元件4a的漏极-源极间电压V_ds变化为P-N间电压、即(V_o+ΔV)减去V_c后所得的差值，从而保持为低于P-N间电压。因此，在开关元件4a的漏极-源极间不会施加过电压。

另外，由于图6所示的电路中的第一、第二开关元件3、4a的串联电路的结构、工作原理与桥式逆变器中的一个相相同，因此由吸收二极管101、201、吸收电容器103、203等构成的吸收电路也可以适用于单相逆变器或三相逆变器。

标号说明

1 直流电源

2 电感器

2a 辅助线圈

3、4a 半导体开关元件

4 二极管

5 电容器

6 负载

101 吸收二极管

102 二极管

103 吸收电容器

104 直流电源

105、106 电感器

201 吸收二极管

202 二极管

203 吸收电容器

204 直流电源

A 寄生电感

Claims (8)

1.一种直流电压转换电路，

所述直流电压转换电路包括：第一直流电源；第一半导体开关元件，该第一半导体开关元件经由第一电感器连接至第一直流电源的两端；以及第一串联电路，该第一串联电路与所述第一半导体开关元件并联连接，且由整流元件及负载构成，

所述直流电压转换电路通过所述第一半导体开关元件的开关动作，将由所述直流电源所提供的输入电压转换为规定大小的输出电压，并将其提供给所述负载，所述直流电压转换电路的特征在于，包括：

第二串联电路，该第二串联电路连接在所述整流元件的两端，且由第一吸收电容器及第一吸收二极管构成；以及

充电电路，在所述第一半导体开关元件导通的期间内，该充电电路将第一吸收电容器充电至第一直流电源的电压的1/2以下的一定值。

2.如权利要求1所述的直流电压转换电路，其特征在于，

所述充电电路由第二直流电源及二极管的第三串联电路构成。

3.如权利要求1所述的直流电压转换电路，其特征在于，

所述充电电路由第二直流电源、第二电感器及二极管的第四串联电路构成。

4.如权利要求1所述的直流电压转换电路，其特征在于，

在所述第一电感器中设置辅助线圈，经由二极管将该辅助线圈的一端与第一吸收电容器和第一吸收二极管的连接点相连接，从而构成所述充电电路。

5.如权利要求1所述的直流电压转换电路，其特征在于，

设置与第一半导体开关元件串联连接的第二半导体开关元件，来替代所述整流元件，利用第二半导体开关元件所具有的整流功能来置换所述整流元件。

6.如权利要求5所述的直流电压转换电路，其特征在于，

所述充电电路由第二直流电源及二极管的第三串联电路构成。

7.一种直流电压转换电路，

所述直流电压转换电路包括：第一直流电源；第一半导体开关元件，该第一半导体开关元件经由第一电感器连接至第一直流电源的两端；以及第一串联电路，该第一串联电路与所述第一半导体开关元件并联连接，且由整流元件及负载构成，

所述直流电压转换电路通过所述第一半导体开关元件的开关动作，将由所述直流电源所提供的输入电压转换为规定大小的输出电压，并将其提供给所述负载，所述直流电压转换电路包括：

第二串联电路，该第二串联电路连接在所述整流元件的两端，且由第一吸收电容器及第一吸收二极管构成；以及

充电电路，在所述第一半导体开关元件导通的期间内，该充电电路将第一吸收电容器充电至低于所述输入电压或所述输出电压的电压，所述直流电压转换电路的特征在于，

所述直流电压转换电路具备串联连接的多个电感器以作为所述第一电感器，并经由二极管将这些电感器彼此的连接点中的一个连接点与第一吸收电容器和第一吸收二极管的连接点相连接，从而构成所述充电电路。

8.一种直流电压转换电路，

所述直流电压转换电路包括：第一直流电源；第一半导体开关元件，该第一半导体开关元件经由第一电感器连接至第一直流电源的两端；以及第五串联电路，该第五串联电路与所述第一半导体开关元件并联连接，且由具有整流功能的第二半导体开关元件及负载构成，

所述直流电压转换电路通过所述第一半导体开关元件、所述第二半导体开关元件的开关动作，将由所述直流电源所提供的输入电压转换为规定大小的输出电压，并将其提供给所述负载，所述直流电压转换电路包括：

第二串联电路，该第二串联电路连接在所述第二半导体开关元件的两端，且由第一吸收电容器及第一吸收二极管构成；以及

充电电路，该充电电路由第二直流电源与第一充电用二极管的第六串联电路构成，所述充电电路用于在所述第一半导体开关元件导通的期间内将第一吸收电容器充电至低于所述输入电压或所述输出电压的电压，所述直流电压转换电路的特征在于，

在第一半导体开关元件上并联连接有第二吸收电容器与第二吸收二极管的第七串联电路，在第二吸收电容器和第二吸收二极管之间的连接点与所述负载的一端之间，连接有第三直流电源与第二充电用二极管的第八串联电路，以作为第二吸收电容器的充电电路。