CN1035972C - 缓冲器 - Google Patents

Abstract

用于一个功率变换器的一个基本无损耗的电流缓冲器和一个基本无损耗的电流和电压缓冲器。在电流缓冲器的一种形式中，其电路包括一个开关装置(SW_B)，一个呈现反向恢复的二极管(D_B)，和一个用于控制电流上升速率的装置(L₁)，其改进措施包括将控制装置(L₁)与一个储能元件(C_BOUT)相连。该电路尤其适用于开关功率变换器。

Description

缓冲器

本发明一般涉及功率变换器领域，即缓冲器。本发明特别地，但并非唯一地涉及开关式功率变换器，并且能同样地应用于功率变换器的其它形式中。本发明以一种形式提供了一种基本无损耗电流缓冲器或一个基本无损耗电流和电压缓冲器。

背景技术

在开关式功率变换器领域中，经常要使用脉冲宽度调制(PWM)电路。一个电压或电流是通过改变一个或多个通常在恒定频率下动作的开关的脉冲宽度(或占空比)来控制的。

其它变换器即是通常所说的谐振电路。这些电路具有一个大的谐振回路，并改变该谐振回路的激励频率来调整电压或电流。还有一些具有能提供电流或电压限制功能的小谐振网络的准谐振变换器。调整功能通常是通过频率调制(FM)来实现的。

此外，变换器还有另一类，即通常所说的软开关变换器。这些类型在提供恒定频率PWM似控制时，使用多个(2个或更多)开关和小谐振网络来实现电流或电压限制功能。

这些变换器的其它类别是设计来克服PWM中的一些问题的，但它们自身也显示出很多缺点。特别地，在低中档开关频率下，其效率低于相应PWM电路的效率。PWM电路和其它类别中的一些电路有以下两个关键问题。

问题1：在开关接通的过程中，开关式功率变换器中的二极管反向恢复会在开关装置中造成比较高的峰值电流和功率应力(stress)，从而在该开关装置中引起比较高的平均功率损耗。在接通过程中还会产生显著的电磁干扰(EMI)，这被认为造成了较低的总体效率。

图1表示了现有技术缓冲器的一种类型，是一个增压电路中的耗散电流缓冲器。该缓冲器的元件用粗线画出，其反向恢复电流的路径用一个箭头表示。该缓冲器能用来解决上述问题中的大部分，但会将存储在该缓冲器电感中的能量传送到一个缓冲器电阻。这会引起功率损失，从而总体效率仍然较低。实际上，在该缓冲器电阻中的功率损失与开关装置中产生的功率损失减少可以相比，因此，该开关式变换器的总体效率没有得到改进。

图2表示了现有技术缓冲器的另一种类型，这是一个无耗散电流缓冲器。该所示的缓冲器确实解决了上述问题的各个方面，但却又产生了另一个问题。通过将存储在该缓冲器电感中的能量传送回电源，总体效率得到了提高。不过，在这样操作时，会在其开关装置中产生一个相对高的峰值电压应力。这是由该缓冲器在其开关和箝位电压之间附加的漏电感引起的。

问题2：在断开开关装置时存在的感应负载会在该开关装置中引起相对高的峰值功率应力以及一个在该开关装置中相应而生的高的平均功率损失，这会导致较低的总体效率。

现有技术未能提供一种解决这一问题的电流缓冲器。

还有另一个与现有技术有关的问题是，现有技术也未能提供一种元件数目相对较少的组合的电流和电压缓冲器。

发明的目的

本发明的一个目的是克服至少一个现有技术中存在的问题。

本发明的另一个目的是提供一种供功率变换器使用的电流缓冲器和/或电流和电压缓冲器。发明的技术方案

本发明是以这样一条原则为基础的，该原则就是在一个功率变换器的开关装置的开关动作过程中，将存储在各元件中的能量传送回至少一个与功率变换器有关的能量存储元件。该能量存储元件可以在该功率变换器的电路中，在其输入和/或其输出处，或它们的组合。

本发明设想，以一种方式，通过在各元件和功率变换器的储能元件之间的基本直接的连接来回收从各元件来的能量或在各元件中的能量。

储能元件可以是任何形式的储能元件。连接最好是通过连接一个传导元件，该传导元件适于在各元件和存储元件间至少在一个方向导通。最好使用一个二极管或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)作为传导元件。尽管它们并不是唯一一种可考虑采用的传导元件。

本发明是基于能实现最好将元件或一个缓冲器插入一个功率变换器，或加入一个功率变换器的常规元件中，从而在开关装置的开关过程中来控制，包括限制或降低，电流和/或电压的上升速率，并且在该元件中存储能量并回收到能量存储元件。通过直接连接实现的能量回收减轻了在开关元件中的高峰值电压应力，因为以直接连接方式将所储能量传送到储能元件起到了箝位去除、降低或基本消除一个附加电压的作用，否则该附加电压会引起高的峰值电压应力。

该控制组件或缓冲器最好与呈现反向恢复的功率变换器元件串联布置或与该元件直接连接。这个功率变换器元件可以是一个二极管。

本发明有利地在一个功率变换器中加入了一个或多个组件，这些组件可以是电感、电容、二极管、电阻，或以上这些的组合，这些组件在开关装置接通时能起到基本限制或降低通过该开关装置的电流的上升速率，和/或在开关装置断开时限制或降低在开关装置两端的电压的上升速率。与以前的技术中发生的情况不同，现在的限制作用基本不需要通过消耗存储在限制元件中的能量来实现，所存储的能量反而能通过与该变换器有关的储能装置的连接来回收。部分或基本上所有存储能量的回收使得一个采用了本发明的功率变换器的效率能得到提高。因为将所存储的能量回收到存储元件中，故组成缓冲器的元件和/或缓冲器本身可以认为是基本上无耗散或无损耗的。

本发明提供在一个功率变换器中，沿着一个回路包括一个开关装置，一个呈现反向恢复的二极管，和一个用于控制电流的上升速率的装置，

其改进措施包括将该控制装置与一个储能装置相连接。

这种连接，在一种形式上，可以认为是直接的，并用一个二极管或其它合适的元件实现。

具有更进一步特性的电流和电压缓冲器组合可以通过向上面公开的(仅)电流缓冲器的实施例中补充至少一个额外的电容元件来实现。

该附加电容装置用在电压组缓冲中。增加一个电容能实现对变换器开关装置两端的电压的上升速率进行控制或限制作用。电流缓冲器以及电流和电压缓冲器两者都利用了上面公开的比较直接的连接的特征。开关装置两端的电压上升速率的附加控制或限制可以通过电容元件来实现。使用(仅)电流缓冲器中的直接连接来回收存储于电容元件中的能量。将这两个基本上无损耗的缓冲器组合进一个电路中就解决了上面提出的问题，而且比起现有技术的解决办法来，只用了较少的组件。本发明的第二个实施例说明这个电流和电压组合缓冲器。

由于直接连接特征，所以与现有技术的非耗散电流缓冲器电路相比，在本发明的电路结构中只有一个相对减少的或受到限制的峰值电压应力，从而有较低电压和/或较高效率的开关装置。因为在根据本发明的电路中使用的组件数目减少了，因此还可以满足节省成本的要求。

本发明还提供了一种改进的，用于在一个功率变换器中在二极管反向恢复期间控制电流变化速率的电流缓冲器电路，该电路包括：

以与在该功率变换器中已有的具有反向恢复的二极管相串联的形式插入的一个电感元件，以这样的方式，通过在该已有二极管的一端和该电感元件的一端之间直接相连的这样一个电感元件就可以在反向恢复过程中限制二极管电流的变化速率；

在该电感元件和已有的二极管的串联连接的两个外部端之间连接两个本身串联的二极管，从而以相同的极性形成了一条可交替的或并行的电流通路；以及

在这两个串联二极管的连接点和该电感元件与已有二极管的连接点之间连接的一个电容元件，以便于在反向恢复结束后接收从该电感元件经过该互连二极管而来的能量，同时便于在该已有二极管重新导通前通过两个二极管将能量回送到该功率变换器。

下面参照附图来说明本发明的最佳实施例。

在每幅图中，缓冲器的元件以粗线画出，而反向恢复电流的路径以一个箭头表示。

图1和图2表示的是应用于增压变换器的现有技术电路结构；

图3示出一个具有基本无损耗电流缓冲器的增压电路；

图4表示图3电路的时序波形图；

图5a是一个根据第二个实施例，包括了一个基本无损耗电流和电压缓冲器的增压电路。该实施例实质上使用了一个附加电容，从而在图3的缓冲器基础上进一步实现了电压缓冲作用；

图5b表示了一个包括一个图5a的基本无损耗电流和电压缓冲器的增压电路，其中插入了一个附加二极管以防止在部分开关周期中出现连续振荡(ringing)。

图5c表示了一个包括一个图5b的基本无损耗电流和电压缓冲器的增压电路，其中增加了几个二极管以减少该缓冲器的导通损耗；

图6表示与图5a电路有关的波形；

图7表示了一个具有另一类基本无损耗电流和电压缓冲器的增压电路。与图5b相比，该电路增加了一些其它部件以提高所示电

路在不同的和非理想的操作条件下的性能；

图8表示增压变换器变形-电流缓冲器；

图9表示降压变换器变形-电流缓冲器；

图10表示用于其他一些变换器的电流缓冲器；

图11表示带有电流缓冲器的常用双向变换器；

图12表示带有电流缓冲器的常用隔离变换器；

图13a表示带有电流缓冲器-1的常用隔离变换器次级电路；

图13b表示带有电流缓冲器-2的常用隔离变换器次级电路；

图14a表示增压电路变形-电流和电压缓冲器-1；

图14b表示增压电路变形-电流和电压缓冲器-2；

图15表示带有电流和电压缓冲器的常用变换器。

为了简化对电路运行的说明，假设二极管的正向电压降以及电源开关SW_B两端的闭合电压降可以被忽略。另外，一些二阶和三阶效应，例如，当二极管停止导通时出现的一些振荡，不在图4和图6所示的工作波形中表示出来。其中的开关可以是任何形式的接触式开关或电子开关，例如一个晶体三极管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极性晶体管(IGBT)，或这些开关的其它组合。

参照图3，可以看出，电感L_B，二极管D_B，开关SW_B和电容C_BIN及C_BOUT都是通常组成一个增压功率变换器的元件。在本发明的一种形式中，电感L₁与开关SW_B串联连接，并在接通时刻(T₀)决定通过开关SW_B的电流增加速率，其中 $\frac{\∂\mathrm{ISWB}\left(T_O\right)}{\∂t}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{L_1}---\left(1\right)$

因为当经过SW_B的电流小时，SW_B两端的电压就迅速下降到零，所以在SW_B接通过程中的功率损耗小。

在此假设当开关SW_B闭合时，电流I_IN经过D_B流往负载。如图4所示，当通过L₁的电流I_L1逐渐增加时，相应的通过D_B的电流就会减少，最后到T₁时刻成为零，然后，由于D_B的反向恢复，该电流进一步减少到时刻T₂时的一个负值I_R。

在这一时刻，D_B回复到一个高阻抗状态(复原)，同时电压V₁和V₂如图4所示下降。

因为此时流过L₁的电流是I_B加I_IN，而流经L_B的电流仍为I_IN(假设L_B》L₁)，所以流经L₁的超量电流I_R，开始在由D₁、C₁和L₁形成的回路中流动，并如图4所示，在T₂时刻和T₃时刻之间谐振衰减到基本为零。

在这段时间内，存储在L₁中的超量能量E_XL1(T₂)就转移到了C₁中，在此： $E_{{\mathrm{XL}}_1}\left(T_2\right)=\frac{1}{2}{L}_1\[{(I_{\mathrm{IN}}+I_R)}^2\·{I_{\mathrm{IN}}}^2\]-----\left(2\right)$

和 $E_{C1}\left(T_3\right)=\frac{1}{2}{C}_1{V}_1{\left(T_3\right)}^2---\left(3\right)$

因此 $V_1\left(T_3\right)=\sqrt{\frac{L_1}{C_1}\·(2I_{\mathrm{IN}}{I}_R+{I_R}^2)}\≡V_E-----\left(4\right)$

E_C1(T₃)是T₃时刻存储在C₁中的能量，V_E是T₃时刻C₁上的电压。

以上公式没有计及L₁、D₁和C₁中的有限的能量损失，因此，实际上V_E值将比(4)式中给出的值小。

当(T₄时刻)开关断开时，开关SW_B自身的电流减少速率加上该开关和其它部件的总电容以及杂散电容共同限制了该开关两端电压的最初上升速率。

当电压V₂达到一个值V_OUT时，D₂将传导电流I_IN。一开始，电流I_IN流经L₁和D₁到D₂，但由于在这一时刻点，L₁上有一个电压-V_E，所以流经L₁的电流将开始衰减。电流I_L1和I_IN之间的差值将流过C₁，从而降低C₁上的电压，直到T₅时刻，L₁中几乎所有的能量都转移到了C₁中，因此这时流过C₁的电流为I_IN，经过D₁的电流几乎为零，而C₁上的电压基本为V_E1。然后，C₁中的恒定电流以下式给出的恒定速率放电： $\frac{\∂V_1}{\∂t}=\frac{I_{\mathrm{IN}}}{C_1}----\left(5\right)$

当(T₆时刻)C₁基本上放完电时，D_B导通，该缓冲器准备进入一个新的周期。

在本发明的这个实施例中，可以看出，由于提供了在开关SW_B和储能元件C_B之间的几乎是直接连接的结构，所以：

1.在SW_B两端出现的最高电压基本上等于V_OUT，

2.在D_B两端出现的最大电压基本上为V_OUT+V_E，

3.在D₂和D₁两端的最高电压基本为V_OUT，

4.SWB的接通切换损失小，这是因为SW_B两端的电压在通过

该开关的电流上升到其最大值以前就迅速衰减到了几乎为零，以及

5.由于一个较小并受到控制的dI/dt，二极管D_B的反向恢复电流的强度(snappiness)和峰值都基本上被减小了。

图5a表示了本发明的另一种形式，这种形式中，在图3所示电路的基础上增加了一个电容C₂，以便在开关断开时获得一个电源开关SW_B两端电压的受控制的上升速率。

参照图6，该图表示了在一个开关周期的不同阶段的各种波形。起始点的状态是电流I_IN经过D_B流向负载。流经L₁、D₁、D₂和SW_B的电流如同C₁两端的电压一样，几乎为零。C₂上的电压V₂近似等于V_OUT。进一步假设C₁≥C₂；例如，C₁＝10C₂。

当T₀时刻SW_B接通时，经过该开关的电流将以一个受控制或受限制的速率开始从零上升，该速率由下式给定： $\frac{\∂I_{L1}\left(\mathrm{Tb}\right)}{\∂t}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{L_1}----\left(6\right)$

因为SW_B两端的电压迅速降低到零，故其接通功率损耗很小。

流经D_B的电流在T₁时刻线性降低到基本上为零，并继续减小直到在T₂时刻有反向恢复电流I_R流过。

当D_B在T₂时刻截止后，电压V₁和V₂开始衰减，这就开始了C₂基本上趋向零伏特的放电过程。

引起C₂放电的电流近似等于I_IN和I_L1之间的差值，该差值开始时基本上等于反向恢复电流I_R，但在T₂到T₃时间段内，由于加在L₁两端的正电压V₁引起了流经L₁电流的增加，因此该差值也增加到了一个更高的值。在T₃时刻，V₁是零伏特，但由于C₁在这期间得到电荷，故电压V₂为正的电压。

从T₃时刻到T₄时刻，L₁上的电压变为负值，因此流过L₁的电流开始减少。不过，流经C₂和C₁的净电流仍等于I_IN和I_L1之间的差值。 $V_1\left(T_4\right)=V_{\mathrm{OUT}}\sqrt{\frac{C_2}{C_1}}----\left(7\right)$

在T₄时刻，C₂上的电压(V₂)基本上刚小于零，则D₁开始导通，从而箝制了V₂近似为零伏特(忽略SW_B上的正向电压和D₁的电压降)。

在T₄和T₅时刻间，产生了一个谐振1/4周期的振荡(ring)，在这期间，由于D_B的反向恢复和C₂的放电，存储在L₁中的额外的能量被转送到C₁，从而电压V₁由下式给出： $V_1\left(T_5\right)=\sqrt{\frac{C_2{V_{\mathrm{OUT}}}^2}{C_1}+\frac{L_1({I_R}^2+2I_R{I}_{\mathrm{IN}})}{C_1}}\≡V_E----\left(8\right)$

通过观察上式可知，即使I_R＝0，V_E(即V₁(T₅))仍然具有一个正的并有限的值，这保证了在断开状态时“复位”L₁。

在T₅时刻，二极管D₁截止。电容C₂的存在防止了电压V₁在该时刻点立即回复为零，象在电流(仅)缓冲器中发生的那样，而是在部件L₁、C₁和C₂之间产生了一个连续的振荡。该振荡从振幅看很小，但它确实对该缓冲器的运作有影响。在图5b中提出了一个旨在消除这种振荡的对该缓冲器的改进。

在T₆时刻，开关SW_B断开。此时，电压V₂值落在0V到2倍V_E的范围内，具体数值取决于其中断开发生的谐振周期的部分。假定C₁》C₂，则谐振电压的大部分将出现在C₁两端，而C₂两端的电压将保持在接近V_E。如图6所示，如果V₂在T₆时刻处于0V，则电路运作将如下：

当SW_B在T₆时刻断开时，流经L₁的电流I_B将流过D₁和C₂，从而引起SW_B两端的电压以下式给出的速率从零开始上升： $\frac{\∂V_{\mathrm{SWB}}\left(T_6\right)}{\∂t}=\frac{I_{\mathrm{IN}}}{C_2}---\left(9\right)$

因为SW_B中的电流迅速降低到基本上为零，故其断开功率损耗很小。

在T₆时刻，如果V₂不是处于0V，那么SW_B两端的电压将不是从零开始上升，相应地，在断开时，开关中的功率损耗将不象前面所说的那样小。从T₆到T₇间的时间间隔将随着V₂(T₆)的增加而变短。其中极端的情况出现在当V₂(T₆)为二倍V_E时，但应该注意到，因为V_E只是V_OUT的一个小分量(假设C₁》C₂)，故该缓冲器在性能上的降低与其最佳情况相比是次要的。

在T₇时刻，D₂也变成正向偏置，从而箝制开关电压和C₂的电压为V_OUT，即输出电压。在这一时刻点，电流开始在由L₁、D₁和C₁组成的回路中流动，并且C₂的电流降到零。此时，L₁两端的电压是-V_E，所以其中的电流开始从其值I_IN下降。在T₇和T₈时刻之间，I_IN和流经L₁的电流间的逐渐增加的  差值电流C₁流出，并开始使其放电，如图8所示。

在T₈时刻，D₁截止，并且L₁完全复原，流经它的电流为零。如果C₁两端的电压仍不为零，则经过C₁、D₂的电流I_IN将继续使C₁放电，直到时刻T₉，C₁的电压为零，而D_B从此处于正向偏置而导通电流I_1N。在这一时刻，L₁和C₁都复原，该电路准备好进入一个新的周期。

由于L₁和SW_B的连接点，经过D₁和D₂，与储能元件C_BOUT之间，以及C₂，经过D₂与储能元件C_BOUT之间有比较直接的连接，使得这个实施例具有以下一些优点：

1.SW_B上的最大电压基本上为V_OUT，

2.主要的升压二极管D_B上的最大反向电压基本上为V_OUT+V_E，并且基本上由I_R、L₁、C₁和C₂的相对值很好地限定，

3.通过SW_R的电流的最大上升速率基本上被L₁和V_OUT很好地确定，并且其闭合功率损耗和应力都很小，

4.SW_B两端的电压的最大上升速率基本上被C₂和I_IN很好地确定，并且其断开功率损失和应力都很小，

5.在开关周期中，为了实现对电流和电压的上升速率进行控制而存储在L₁和C₂中的能量基本上都被回送到了电源输出，从而实现了一个基本无损耗的操作。

本发明的另一种形式如图5b所示，其中，一个二极管D₃加入图5a的电器中，以便减少在电容C₁和C₂串联组合与电感L₁之间的振荡(oscillation)，否则该振荡将在图6所示的T₅时刻后产生。该振荡的减少使得能够更准确地预计该缓冲器元件在T₆时刻的状态，从而使该缓冲器的运作更加稳定。由于在T₆时刻电容C₂上的电压始终接近于零，因此开关上的功率损耗情况得到了改善。不过，D₃上的额外导通损耗会引起一个附加损耗。

本发明的另一种形式如图5c所示，其中，两个二极管D₄和D₅加到图5b的电路中，以便避免二极管D₃上的电压降给图5a的电路带来的附加损耗。增加两个二极管中的任一个或增加两个要取决于所期望的效率提高程度。

本发明的另一种形式如图7所示，其中，几个元件加到图5b所示的电路中，以便在非理想环境下使用时改善本发明的功效。加入R₁是为了抑制分别发生在T₅和T₇时刻的谐波振荡(图6)，加入R₂和C₃是为了基本上抑制发生在T₂时刻的振荡(图6)，而加入E₁(齐纳二极管)是为了在轻负载时当L_B中的电流不连续时，基本上防止在C₁上形成过度的电压增加。

图8以四种不同的布置表示了应用于增压变换器的电流缓冲器。每一布置就电流缓冲而论会得出相似的结果，但却对各元件提出了稍有不同的要求。例如，对于在(1)中的缓冲器扼流线圈L1的峰值电流要求就要高于在(2)-(4)中的同样元件，因为它必须承载输入电流外加增压二极管D_B的反向恢复电流，而在(2)-(4)中，它只要承载输入电流或反向恢复电流中的一个，但不必同时承载两者。不同的元件要求的其它方面留待感兴趣的读者去深入研究，不过值得注意的是，布置(4)是不实用的，因为它会在输出端产生电压尖脉冲。

然而要注意，在每种情况下，该增压变换器的开关和二极管上的最大电压都由于与该增压变换器的输出电容有直接二极管连接而受到限制。

图9同样以四种不同的布置表示了应用于降压(BUCK)变换器的电流缓冲器。每一种布置同样会得出一个相似的电流缓冲的结果，并且同样对各元件提出了稍有不同的要求。不过，不同于在增压变换器中的应用，这里的所有四种布置都是实用的。

在每一种情况下，该降压变换器的开关和二极管上的最大电压都由于至输入电容的直接二极管连接而受到限制。

图10表示应用于一些普通变换器，即降压—增压、Cuk、Sepic和Zeta变换器中的电流缓冲器。尽管每一幅示意图仅表示一种变形，其实与上面给出的例子相似，这些变换器的每一种都有四种缓冲器变形。在每一个例子中，反向恢复电流的路径都用一个箭头表示。

在这些变换器中的电流缓冲器都与不同的储能电容有直接二极管连接—降压—增压变换器有与输出电容的直接相连，Cuk变换器有与中间电容的连接，Sepic和Zeta变换器分另连接中间电容和输出与输入电容。

图11表示应用于一些普通双向变换器的电流缓冲器。其中每个有根据电力在电路中流动的方式的交替的反向恢复电流路径。

根据电力流动的方向，通常两个电流缓冲器中只有一个起作用。其中不起作用的缓冲器将不会传送能量，这是因为它缓冲的二极管不承载电流。

图12表示应用于一些普通隔离变换器，如逆向(flyback)式、前向式和隔离Cuk式中的电流缓冲器。在每种情况下，其隔离变压器的漏电感提供了一定程度的电流缓冲。不过，在这种方法不足以保证的应用中，电流缓冲器将是有用的。

隔离变压器的漏电感折衷了二极管连接的直接性，但由于在缓冲电感周围的直接二极管连接，该缓冲器电感对变换器开关和二极管的电压应力的贡献极小。

图13表示应用于一些隔离变换器次级绕组的电流缓冲器。这里没有表示出初级绕组，但其可以是半桥式、桥式或推挽式电路，起到馈送电流或馈送电压逆变器的作用。如上文说明的隔离变换器一样，隔离变压器的漏电感提供了一定程度的电流缓冲。在这种方法不足以保证的应用中，电流缓冲器将是有用的。注意，在某些布置中，通过往缓冲器中加入第三个二极管，就可以使用一个电流缓冲器来缓冲两个已有的二极管—这样的可能性是因为根据变压器输出的极性，两个已有的二极管中只有一个在进行恢复。

图14以六种不同的布置表示图5a所示的应用于增压变换器的电流和电压缓冲器。在每一种情况下，一个附加电容与该变换器的开关装置的两端耦联，这种耦联可以是如(1)和(4)中的直接连接，也可以是如(2)和(5)中的通过输出电容连接，或如(3)和(6)中的通过输入电容连接。正如在电流(仅)缓冲器中的情况一样，这些不同布置就电流和电压缓冲功能而论会得出相似的结果，但却对各元件提出了稍有不同的要求。

图15表示了应用于各种不同变换器中的电流和电压缓冲器。这些只是从变揣器中选出的一小部分，而且每一个也只表示了图5a的电流和电压缓冲器的很多可能实现中的一种。图5b、5c和图7中的附加元件可以应用于每一个变换器的所有图5a缓冲器的实现中。在隔离变换器中，隔离变压器的漏电感会减弱电压缓冲电容的效果，因为该漏电感降低了该电容与开关装置间连接的紧密程度。与在类似非隔离变换器中发生的情况相比，对这种效果的减弱会引起一个较小但仍可取的效率提高。

尽管已经说明了很多个实施例，本发明的应用于一个电流缓冲器或一个电流和电压缓冲器特征，即与一个储能元件相连，可以应用于任何一种功率变换器。

Claims (7)

1.一种功率变换器，包括沿着一个回路连接的一个开关装置，

一个呈现反向恢复的二极管，

一个适于在接通时控制回路中电流的上升速率并减少该开关装置上的损耗的电流缓冲器，

以及一个适于在断开时控制该开关装置两端的电压的上升速率并减少该开关装置上的损耗的电压缓冲器，

其特征在于：

该电压缓冲器和该电流缓冲器如此互相连接，从而在接通状态时，该电流缓冲器的作用使电压缓冲器复原。

2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，在复原期间从电压缓冲器中移出的能量被存储在电流缓冲器中，另外电流缓冲器中还存有因为二极管的反向恢复而产生的能量，然后，电流缓冲器的复原机制清除两个缓冲器的复合能量。

3.根据权利要求1或2所述的功率变换器，其特征在于，该电压缓冲器使用至少电流缓冲器电路的一个二极管，以便在开关装置断开时限制该开关装置两端的电压的上升速率。

4.一种在功率变换器中，在二极管反向恢复期间，用来控制电流变化速率的改进的电流缓冲器电路，包括：

以与在该功率变换器中已有的具有反向恢复的二极管相串联的形式插入的一个电感元件，用这样的方式，通过在该已有二极管的一端和该电感元件的一端之间直接相连的这样的一个电感元件就可以在反向恢复过程中限制二极管电流的变化速率；

在该电感元件和已有的二极管的串联的两个外部端之间连接的两个自身串联的二极管，这样就以相同的极性形成了一条可交替的或并行的电流通路；

在这两个串联二极管的连接点和该电感元件与已有二极管的连接点之间连接的一个电容元件，以便于在反向恢复结束后接收从该电感元件经过该互连二极管而来的能量，并以便在该已有二极管重新导通前通过两个二极管将该能量回送到该功率变换器，

其特征在于：该电流缓冲器仅有一个电感元件且仅有两个二极管。

5.根据权利要求4所述的电流缓冲器电路，其特征在于，在串联二极管的连接点和一个特定点之间放置一个附加电容，该特定点使该电容有效地连接在该功率变换器的开关装置两端，这样，所述的电容就在断开时限制了该变换器开关装置两端的电压的变化速率，从而提供一个附加的电压缓冲功能。

6.根据权利要求5所述的电流缓冲器电路，其特征在于，在电压缓冲电容和电流缓冲器的电容之间放置一个附加二极管，以便抑制在这两个电容和电感元件之间的振荡。

7.根据权利要求6所述的电流缓冲器电路，其特征在于，以与前面所述的一个或两个串联的二极管对并联的方式放置一个或两个附加二极管，以便提供对这些二极管承载的电流的较小的电压降，从而提高该电路的效率。

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