CN100350729C - 双端隔离直流－直流变换器 - Google Patents

双端隔离直流－直流变换器 Download PDF

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Abstract

一种直流-直流变换器采用受控变换初级开关电路和使用同步整流的全波整流次级电路。具有分开的第一和第二次级线圈的隔离变压器将电流供给全波次级电路。用于同步整流的选通信号由一开关导通控制装置产生，该开关导通控制装置包括通过控制电流隔离变压器从初级开关控制电路接收控制信号的次级开关控制电路。次级开关控制电路由次级变换电路供电。通过采用隔离变压器的分节次级线圈和全波整流电路，直流-直流变换器的次级变换电路可易于产生向次级开关控制电路供电的驱动电压，使得次级变换电路和负载能与初级变换电路和输入电源完全隔离开。

Description

双端隔离直流-直流变换器
技术领域
本发明申请总的来说涉及直流-直流降压式变换器。更具体地说，本发明涉及采用同步整流的改进的直流-直流变换器。
背景技术
直流-直流变换器长期用于各种电子设备中。这类直流-直流变换器经常采用隔离变压器，隔离变压器与一控制变换器初级开关电路和一变换器整流与滤波次级电路相耦合，该初级开关电路用来通过隔离变压器提供交替脉冲。
各种变压器隔离直流-直流变换器用二极管来进行信号整流。在低压应用中，肖特基二极管通常用于变换器次级电路中的信号整流。这是因为肖特基二极管具有约0.3伏这样较低的正向导通压降。在次级电路中使用二极管整流的直流-直流变换器众所周知，并且在已有文献中有详尽的描述。但是，肖特基二极管中0.3伏左右的正向电压阈值仍然导致产生功率转换效率的严重损失，尤其是在具有约3.3伏理想输出电压的电源中。
直流-直流变换器通常用来向功率集成电路电子设备供电。这些集成电路电子设备通常需要3.3伏或5伏的驱动电压。为了提高变换效率，最好在这类低压直流-直流变换器中避免肖特基二极管中存在的压降。避免使用肖特基二极管的一种建议在HFPC，May 1995 Proceeding，Laszlo Balogh所著的题为“带有同步整流的倍流整流器的性能(ThePerformance Of The Current Doubler Rectifier With SynchronousRectification)”的著作第216页中有所介绍。该著作提出，在直流-直流变换器中用电流加倍整流次级电路来代替已知的推挽式、半桥式结构和桥式拓扑结构。该著作还提出通过以控制驱动MOS-FET代替肖特基二极管，用同步整流来提高低压电流加倍变换器中的变换效率。根据该著作，这些晶体管应当在MOS-FET的体二极管导通之前接通，同时避免次级线圈两端短路，这种短路可能是由两个同时导通的同步开关引起的。因而，上述著作提出了在具有电流加倍整流次级电路的直流-直流变换器中采用控制驱动MOS-FET。
显然，用于Balogh著作中的电流加倍整流器定为使用公共输入与输出接地端，以避免复杂的栅极驱动电路。因而，Balogh参考文献中提出的变换器不能在没有复杂的栅极驱动电路的情况下提供完全的转换隔离。这主要是因为该参考文献避免采用电流加倍电路的变压器中的中心抽头以避免分节次级变压器的复杂性。
由于缺少这样一个中心抽头，从Balogh参考文献中提出的电流加倍电路中变压器次级电路中输出的电压过高，以致给用来选通整流MOS-FET的选通电路馈电。尽管次级变压器电压可以被分压成期望的电压电平，可是这会导致产生功率损耗，降低Balogh著作中电流加倍整流器的效率。在Balogh著作所考虑的电路中，晶体管选通电路功率可能可以从初级电路中得到，因为在Balogh电路中，公共输入与输出接地端用来避免如此复杂的栅极驱动电路。因而，Balogh著作在要实现变换器初级电路与次级电路之间完全隔离的情况下，采用了具有严重缺点的驱动技术。
例如本申请已有技术图1中所示的半桥式整流器也已众所周知。本申请的图1(a)-(c)示出了一种已有技术隔离直流-直流变换器，该变换器采用了半桥式或推挽式初级电路和全波次级电路，全波次级电路采用肖特基二极管D1、D2。这类变换器不仅把第一和第二整流二极管D1、D2用作整流二极管，还将其用作回扫二极管。这能通过检验图1电路的工作得到最好的理解。
图1的电路分别工作在图1(a)-1(c)所示的三种主要模式下。本优选实施例中是一MOS-FET的第一主晶体管Q1在一公知模式下导通。当第一主晶体管Q1导通时，电流通过导通的第一主晶体管Q1、隔离变压器TR1的初级线圈TR1P和次级纹波滤波电容C2在输入电源电压VIN的正端与负端(+，-)之间流动。该电流在变压器TR1的铁心两端被转换给第一隔离变压器次级线圈TR1S1，在该次级线圈TR1S1上，通过第一整流与回扫二极管D1和一低通滤波器把该电流供给负载RL，低通滤波器包括滤波电感L1和次级滤波电容C3。这样，向负载供电。
当第一主晶体管Q1关断时，第一整流和滤波二极管D1因滤波电感L1的惯性(freewheeling)动作而继续导通。此时，当第一与第二主晶体管Q1、Q2都关断时，如图1(b)所示，第二整流与回扫二极管D2也开始导通。此时，两个二极管D1和D2都作为回扫二极管工作，将存储在滤波电感L1中的剩余能量供给负载。这样，二极管D1、D2与滤波电感L1协同工作，以形成一惯性或回扫通路，通过该通路，电感L1内的电流可以“惯性流动”。
随后，第二主晶体管Q2接通，来自输入电源电压Vin的导通电流流过电容C1、隔离变压器初级线圈TR1P和第二主晶体管Q2。这沿包括第二隔离变压器次级线圈TR1S2的回路产生电流，该回路通过次级线圈的中央抽头CT、负载RL、滤波电感L1和第二整流与回扫二极管D2。滤波电感L1和二次滤波电容C3再次对该输出电压起低通滤波作用，使其平滑成为更接近常值的电压V0。当晶体管Q2再次变为不导通时，二极管D1和D2作为回扫二极管工作，将电流从滤波电感L1传送给负载RL。
如上所述，图1的变换器表现出在变换器次级侧用肖特基二极管进行信号整流的变换器公知的效率问题。
本申请的申请人业已发现，当既需要高效又需要全隔离时，采用全波次级整流电路的直流-直流变换器实际上优于Balogh著作中所公开的那类电流加倍次级电路。这是因为采用一分节次级线圈变压器的这种全波整流次级电路在变压器次级侧表现出中间电压，这些电压既可达到又具有用于栅极驱动期望的电平，这些电压不出现在前述Balogh著作的电流加倍电路中。
尽管采用Balogh著作所提出的那类电流加倍次级电路能够产生有效的直流-直流变换，可是Balogh次级电路可能不易由完全与变换器初级电路隔离的变换器次级电路供电的电路所选通且效率不高。但是，Balogh认为，使用全波次级电路显然比使用电流加倍整流器更差。
在具有一全波次级电路和用来在例如3.3或5伏正常驱动电压下驱动电子电路的分节变压器次级线圈的直流-直流变换器中，变压器任意一个次级线圈的输出电压具有用来向电子线路供电所期望的电压电平。但是，在低压时，不希望有整流二极管的正向压降。因此，希望在具有全波次级电路的直流-直流变换器中采用同步选通，因而直流-直流变换器可以更易于从变换器次级电路中得到理想的驱动电路供电电压。为此，这样一种变换器是优选的，尤其是在变换器初级电路与次级电路和负载之间需要完全隔离的应用中是优选的。这样，虽然本发明的隔离全波直流-直流变换器需要具有一分节次级侧的变压器，但是可以易于在基本上没有效率损失的情况下在任一次级线圈两端得到期望电平的选通电路驱动电压，同时保持完全的初级/次级隔离。
发明内容
根据以上所述，显然，本发明的目的在于提供一种高效的低压直流-直流变换器，这种变换器的生产成本不高。
本发明的另一个目的在于生产一种直流-直流变换器，它具有全隔离次级电路和负载，并且在变换器次级电路中采用同步整流。
本发明的又一个目的在于使用一种直流-直流变换器，它具有全隔离功能并且在其次级电路中具有同步整流功能，其中用来选通次级电路中同步整流器的驱动电压由次级电路得到，由此保持次级电路与负载的完全电流隔离。
本发明的再一个目的在于用生产成本可以不高的电路执行上述目的。
本发明的还一个目的在于，通过对初级隔离电路的分节次级线圈输出电压进行分压，在直流-直流变换器的全波整流次级电路中得到用于整流开关的前述选通电路的驱动电压。
因而，申请人设计出一种直流-直流变换器，这种变换器采用具有一分节次级侧的变压器，该分节次级侧耦合到一全波整流次级电路上。在该次级电路中，采用同步开关，这些同步开关由一开关导通控制装置驱动，该控制装置控制初级电源开关的导通，并且控制第一与第二整流开关的导通。
根据本发明的进一步教导，开关导通控制装置包括初级开关控制装置、次级开关控制装置和次级控制电流隔离装置，初级开关控制装置控制初级控制导通开关的导通，次级开关控制装置控制第一与第二整流开关的导通，次级控制电流隔离装置使所述次级开关控制装置与所述初级开关控制装置相隔离。
根据本发明的进一步教导，次级开关控制装置接收直接来自直流-直流变换器次级电路的驱动电流，由此在直流-直流变换器的初级电路与次级电路之间提供完全隔离。
因此根据本发明，提供了一种将来自一输入源的一输入电压变换成供给一负载的输出电压的直流-直流变换器，它包括：具有初级线圈和次级线圈的隔离变压器；含受控初级电源开关的初级变换器，受控初级电源开关用来有选择地将输入电压提供给隔离变压器的初级线圈，以在初级线圈中产生一电流并且在隔离变压器的次级线圈中产生一相应电流；含第一和第二整流开关的次级变换电路，用来对次级线圈中的电流进行整流；初级开关控制装置，控制初级电源开关的导通；和次级开关控制装置，控制第一和第二整流开关的导通，其特征在于：初级开关控制装置或次级开关控制装置包括一个延迟电路，所述延迟电路用来延迟施加给初级电源开关以及第一整流开关和第二整流开关的选通脉冲中的一个脉冲的前沿，以建立“接通前截止”开关动作。
所述次级变换电路可以是一全波整流次级电路；所述次级开关导通控制装置与初级变换电路完全隔离，并且由所述初级变换电路供电以保持次级变换电路和负载与初级电路和输入电压的完全隔离。
所述隔离变压器具有分开的第一和第二次级线圈，从次级变换电路供给次级开关控制装置的电能得自分开的第一和第二次级线圈中的至少一个。
所述开关导通控制装置接收用来驱动第一和第二初级电源开关的第一和第二脉冲信号，其特征在于初级开关控制装置包括一前沿延迟电路以及用于第一和第二初级电源开关每一个的驱动缓冲器；第一和第二脉冲信号由信号隔离变压器提供给次级开关控制装置；次级开关控制装置包括一后沿延迟电路以及用于第一和第二脉冲信号每一个的反相驱动缓冲器，该后沿延迟电路使第一和第二脉冲信号每一个都变长，这两个脉冲信号随后由反相驱动缓冲器倒相以形成第一和第二整流开关的选通信号。
所述次级电路是一全波整流次级电路；开关导通控制装置包括：选通第一和第二整流晶体管的次级开关控制部分；把次级开关控制装置与初级电源开关的选通信号相隔离的选通信号变压器，该次级开关控制装置与初级变换电路完全隔离，并且由所述次级变换电路供电以保持次级变换电路和负载与初级变换电路和输入电压的完全隔离。
优选地，隔离变压器具有分开的第一和第二次级线圈，从次级变换电路供给次级开关控制装置的电得自分开的第一和第二次级线圈中的至少一个。其中，开关导通控制装置接收用来驱动第一和第二初级电源开关的第一和第二脉冲信号，其特征在于初级开关控制装置包括一前沿延迟电路以及用于第一和第二初级电源开关每一个的驱动缓冲器；第一和第二脉冲信号由信号隔离变压器供给次级开关控制装置；次级开关控制装置包括一后沿延迟电路以及用于第一和第二脉冲信号每一个的反相驱动缓冲器，后沿延迟电路使第一和第二脉冲信号每一个都变长，这两个脉冲信号随后由反相驱动缓冲器倒相以形成第一和第二整流开关的选通信号。
本发明还提供了一种在直流-直流变换器中保持次级变换电路与初级变换电路之间完全隔离的方法，所述直流-直流变换器包括：具有一初级线圈和一次级线圈的隔离变压器；含受控初级电源开关的初级变换电路，受控初级电源开关用来有选择地将输入电压供给隔离变压器的初级线圈，以在初级线圈中产生一电流并且在隔离变压器的次级线圈中产生一相应电流；含第一和第二整流开关的次级变换电路，用来对次级线圈中的电流进行整流；和一开关导通控制装置，用来控制初级电源开关以及第一和第二整流开关的导通，所述方法的特征在于包括以下步骤：使隔离变压器配备有分开第一和第二次级线圈；将次级电路配置成接至所述第一和第二分开的次级线圈的全波次级电路；独立和可控制地选通次级变换电路中的第一和第二整流开关，包括延迟施加给初级电源开关以及第一和第二整流开关的选通脉冲之一的前沿，以建立“接通前截止”开关动作；以及d)从所述变换次级电路向次级开关控制装置供电，以保持次级变换电路和所述次级开关控制装置与所述初级变换电路和所述输入电压相隔离。
优选地，所述方法经一隔离信号路径把选通信号提供给次级开关控制装置，以选通第一和第二整流开关。
根据通过仅借助图示说明给出的附图和下文给出的详细描述，本发明将得到更完全的理解，它们并不限制本发明。
附图说明
图1(a)-1(c)一同示出一种已有技术双端直流-直流变换器，这种变换器具有一推挽式或半桥式初级电路变压器，该变压器耦合到一全波次级电路上，该全波次级电路采用二极管整流，这些图还描述了该电路的工作。
图2示出一种双端直流-直流变换器，它具有一推挽式或半桥式初级电路和一全波全隔离次级电路，该次级电路采用主动控制晶体管开关整流。
图3是一时序图，它示出图2实施例中晶体管Q1-Q4的典型通断。
图4示出用来开关图3晶体管Q1-Q4的开关电路SC一个实施例。
图5是一时序图，它示出图4电路中产生的电压，这些电压用以产生用来控制图2实施例中晶体管Q1-Q4的定时信号。
图6示出一种双端全桥式变换器实施例，它具有一全桥初级电路，应用了本申请的原理。
具体实施方式
图2示出一种双端直流-直流变换器，它具有一推挽式或半桥式初级电路和一全波次级电路，该次级电路采用主动控制晶体管开关整流。图2的电路类似于已有技术图1的电路，但是它用受控第一和第二整流晶体管Q3、Q4代替了图1的第一和第二整流二极管D1、D2。
图2示出的电路将输入电压Vin转换成输出电压V0。只要输出电压V0小于输入电压Vin，输入电压Vin的正(+)端就接至第一晶体管Q1的第一端或漏极。第一晶体管Q1的第二端或源极接至第二初级晶体管Q2的第一端或源极。第二初级晶体管Q2的第二端或源极接至输入电源电压Vin的负(-)端。
隔离变压器Tr1设置在图2双端变换器的初级电路部分(通常示为P，包括第一与第二初级晶体管Q1、Q2)与次级电路部分(通常示为S)之间。因此，隔离变压器初级绕组Tr1P接至图2半桥式变换器的初级电路部分P。隔离变压器初级绕组Tr1P的第一端接在第一初级晶体管Q1的第二端与第二初级晶体管Q2的第一端之间。隔离变压器初级绕组Tr1P的第二端共同接至第一与第二纹波滤波电容C1、C2，这两个电容又接至输入电压Vin的正与负端(-，+)。
在该优选实施例中，图2双端变换器的次级电路部分S采用了一个分节隔离变压器次级电路，该次级电路包括第一隔离变压器次级绕组Tr1S1和第二隔离变压器次级绕组Tr1S2。第一与第二隔离变压器次级绕组Tr1S1、Tr1S2之间的中心抽头CT接至滤波电感L1的第一端。
第一隔离变压器次级绕组Tr1S1的另一端接至第一整流晶体管Q3的第一端。类似地，第二隔离变压器次级绕组Tr1S2的另一端接至第二整流晶体管Q4的第一端。第一与第二整流晶体管Q3、Q4的第二端连接在一起，以提供次级参考地端X。滤波电感L1的第二端接至负载RL的第一端，负载RL供以次级电路部分S输出端的输出电压V0。负载R1的第二端接至次级参考地端X。次级滤波电容C3与负载RL并联连接。滤波电感L1与次级滤波电容C3共同形成一个低通滤波器。
第一与第二整流晶体管Q3、Q4由开关控制装置SC在控制电路CC的控制下开与关。在一个优选实施例中，控制电路CC输出第一和第二开关选通信号GQ1、GQ2，开关控制装置SC由此对第一和第二整流开关选通信号GQ3、GQ4的选通进行定时。这些信号供给第一和第二初级晶体管Q1、Q2以及第一和第二整流晶体管Q3、Q4。
在图2所示的实施例中，控制电路CC可以将一个代表理想占空度的信号提供给开关控制装置SC。当然，如以下参照本申请图4所述的那样，控制电路CC也可以把初级选通信号A、B提供给开关控制装置SC。但是，如已有技术中已知的那样，据其产生第一和第二开关选通信号GQ1、GQ2的控制电路CC或开关控制装置SC中的一个改变初级选通脉冲GQ1、GQ2的(工作时间)占空度，并且由此同样改变次级选通信号GQ3、GQ4的导通周期。
如关于图4更详细说明的那样，控制电路CC和开关控制装置SC被初级控制电源电压VP偏置。根据本申请的教导，控制电源电压VP可以得自任何适当的来源，例如本申请直流-直流变换器的初级电路部分P。但是，如果需要对次级电路部分S和初级电路部分P进行全隔离，那么用来选通第一和第二整流晶体管Q3、Q4的选通电路必须与初级电路部分P完全隔离。这是通过用次级控制电源电压VS向开关控制装置SC的次级开关选通部分(图4的SG)供电完成的，次级开关选通部分选通第一和第二整流晶体管Q3、Q4。用次级电源电压VS向次级开关选通部分SG供电保持了次级电路部分S的全隔离。但是，次级控制电源电压VS必须得自次级电路部分S。
在图2的实施例中，在位于第一和第二整流晶体管Q3、Q4的第二公共连接端与滤波电感L1第一端之间的点A处得到次级控制电源电压VS。偏流收集二极管D7的正极接至该点A，并且向偏压电容C4的第一端输送电流。偏压电容C4的第二端接至第一与第二隔离变压器次级绕组Tr1S1、Tr1S2之间设置的中心抽头CT。因而，在第一和第二变压器次级绕组Tr1S1、Tr1S2的一个或两个的两端得到次级控制电源电压VS。
图3示出图2的开关控制装置SC产生的选通信号。正如本领域的普通技术人员用图3所附的时序图知识会想到的那样，这些选通信号可易于由适当的逻辑电路产生。在开关控制装置SC的控制下，并且恰在图3时间T1之前，各开关受到开关控制装置SC的如下驱动：
恰在时间T1之前，出现施加给晶体管Q3和Q4的选通信号GQ3、GQ4，这些晶体管是导通的。在时间T1，断开向晶体管Q4施加的选通信号GQ4，以使晶体管Q4不导通。基本上在同时接通向晶体管Q1提供的选通信号GQ1以使该晶体管导通。在时间T2，断开施加给晶体管Q1的选通信号GQ1，而基本上在同时接通施加给晶体管Q4的选通信号GQ4。
在时间T3，断开施加给晶体管Q3的选通信号GQ3，同时接通施加给晶体管Q2的选通信号GQ2。在时间T4，断开施加给晶体管Q2的选通信号GQ2，接通施加给晶体管Q3的选通信号GQ3。在时间T5，断开施加给晶体管Q4的选通信号GQ4，接通施加给晶体管T1的选通信号GQ1。这样，在时间T5，象在时间T1时进行的那样，在选通信号中产生相同的变化。因此，在时间T5-T8、时间T9-T12以及接下来的同等时间段重复进行发生在时间T1-T4的转换。在这种方式下，晶体管Q1和晶体管Q2从不同时选通；晶体管Q1和晶体管Q4不同时选通；晶体管Q2和Q3不同时选通。但是，晶体管Q1和Q4中的一个在基本上所有的时间都导通。类似地，晶体管Q2和Q3中的一个在基本上所有的时间都导通。
图4示出本发明开关控制装置SC的一个实施例。图4中，信号A和B是图2中控制电路CC产生的脉冲信号。图2的控制电路CC监控负载或负载阻抗RL两端的输出电压V0，并且通过改变脉冲信号A、B的脉宽来控制该输出电压达一期望的电压电平，在一优选实施例中，脉冲信号A、B对应于图3的晶体管选通信号GQ1、GQ2。
但是，在图4实施例中，得自图2控制电路CC的脉冲信号A和B进一步受到开关控制装置SC的处理，开关控制装置SC在图4中有更详细的表示。图2控制电路CC的脉冲信号A、B受到图4开关控制装置的处理，从而产生第一和第二初级晶体管选通信号A″、B″。在图4的电路中，把来自控制电路CC的每一个输入脉冲信号A、B在输入信号A的情况下供给包括电阻R1和二极管D3的第一延迟电路Dl1，而由电阻R2和二极管D4构成的第二延迟电路Dl2接至来自控制电路CC的输入信号B。这些第一与第二延迟电路Dl1、Dl2的输出示为图5的延迟信号A′和B′。将这些延迟信号A′、B′供给包括第一和第二同相缓冲放大器A1、A2的初级侧驱动缓冲器DB，以产生令其输入分别延迟一预定延迟时间td1、td3的输出信号A″、B″。这样，第一与第二初级晶体管选通信号A″、B″(亦称为GQ1、GQ2)的前沿距控制电路CC提供的选通信号延迟一时间延迟段。还把开关控制装置SC的输入信号A、B提供给小信号变压器Tr2的初级线圈Tr2P。
小信号变压器Tr2配备有一初级线圈Tr2P和包括中心抽头CT2的分节次级线圈Tr2S1、Tr2S2，中心抽头CT2接至次级电路的地端GND2。第一和第二小信号变压器次级线圈Tr2S1和Tr2S2输出脉冲信号C、D，脉冲信号C、D对应于脉冲信号A、B但与初级电路部分P和输入电压VIN完全隔离。脉冲信号C经过包括第三延迟电路电阻R3和第三延迟电路二极管D5的第三延迟电路Dl3，以产生其后沿有延迟的输出信号C′。
第一和第二延迟电路DL1和DL2令其各自二极管D3、D4的负极接至输入信号A、B，以使脉冲A、B的前沿延迟。相反，第三延迟电路DL3采用二极管D5，将其正极接至小信号变压器TR2的第一小信号变压器的次级，以使脉冲信号C的后沿延迟以形成延迟信号C′，延迟信号C′供给一反相驱动缓冲器IDB。类似地，第二小信号变压器次级线圈TR2S2产生一脉冲信号D，脉冲信号D与脉冲信号B相隔离但是相同。由于第四延迟电路DL4与其延迟电阻R4和延迟二极管D6的工作，所以脉冲信号D的后沿延迟以产生延迟信号D′，延迟信号D′供给反相驱动缓冲器IDB。
反相驱动缓冲器IDB包括各个反相缓冲放大器IA1、IA2，它们使延迟沿更尖锐并且使由此接收的延迟信号C′、D′倒相。这样，用来驱动第一和第二整流晶体管Q3、Q4的信号C″和D″的前沿被延迟一预定时间延迟段td2、td4，这是从控制信号A、B后沿来的延迟标准。由于用来驱动第一和第二初级晶体管Q1和Q2的输出信号A″和B″的前沿也分别延迟一时间延迟段td1、td3，所以用来驱动第一初级晶体管Q1的输出信号A″和用来驱动第二整流晶体管Q4的输出信号C″具有被延迟时间td1或td3所分开的导通周期，从而防止Q1接通而Q4关断时以及Q4接通而Q1关断时的交叉导通(cross conduction)。类似地，在用来控制第二初级晶体管Q2的输出信号B″与第一整流晶体管Q3之间存在延迟，由滞后时间td2和td4分开这些晶体管的导通周期。
在图4的实施例中，包括第一和第二延迟电路DL1、DL2以及驱动缓冲器DB初级晶体管选通信号发生电路优选由电压VP驱动，电压VP得自图2的初级电路部分P。为了完全隔离次级电路部分，第三和第四延迟电路DL3和DL4以及反相驱动缓冲器IDB由电压VS驱动，如已经描述的那样，电压VS得自图2电路的次级电路部分S。由于选通信号得自通过小信号变压器TR2输送的信号C、D，所以由此实现全隔离。
图6示出本发明的另一个实施例，其中在使用本发明技术的双端变换器中采用全波桥式初级电路部分P。
图6电路与图2电路的不同之处在两个主要方面。首先，图6电路的初级电路部分P采用一全波桥式初级电路。在这样一个全波桥式初级电路中，电压VIN接在初级电路滤波电容C5两端。电压VIN还施加在一对串联连接的开关Q2A、Q1B两端，而且还接在一对串联连接的开关Q1A、Q2B两端。初级隔离变压器TR1的初级线圈TR1P一端接至晶体管Q1A和Q2B之间的互连点，其另一端接至晶体管Q2A和晶体管Q1B的连接点。在图6的电路中，图3的信号GQ1或者图5的信号A″可以接至Q1A和Q1B，同时信号GQ2或者图3和5的信号B″可以接至晶体管Q2A、Q2B。用这种方式，流过隔离变压器TR1的电流可以通过Q1A、Q1B晶体管对的导通以及Q2A、Q2B晶体管对随后的导通交替产生。
图6还示出用来产生次级控制电源电压VS的另一种方法，在该实施例中，在中心抽头CT与隔离变压器的第一次级线圈TR1S1或者隔离变压器TR1的第二次级线圈TR1S2之间得到次级控制电源电压VS，这是通过偏流收集二极管D7-1或D7-2在偏压电容C4两端得到次级控制电压VS的。图6示出得自次级线圈TR1S1和TR1S2输出的次级控制电源电压VS，因为这确保了本申请直流-直流变换器次级电路保持平衡。不过，可以由隔离变压器TR1次级线圈TR1S1、TR1S2中的任何一个得到次级控制电源电压VS。
操作描述
在较低电压直流-直流降压变换器中，非常优选的是，用图2的同步选通开关Q3、Q4代替整流和回扫二极管。这些晶体管Q3、Q4可以以任何适当方式构成。在该优选实施例中，采用MOSFET。这些晶体管在导通时表现出约0.1伏的正向压降，因而，当根据本申请图3或图5的信号选通时，提供了具有更高功率转换效率的直流-直流变换器。
尽管在具有倍压次级电路的电路中公知采用这种同步开关整流技术，不过这种倍压次级电路不易于在初级电路部分P与次级电路部分S之间提供全电流隔离。但是，如图2所示在次级电路部分S中采用全波整流，连同采用包括第一隔离变压器次级线圈TR1S1和第二隔离变压器次级线圈TR1S2的分节隔离变压器次级电路，在需要用来驱动开关控制装置的次级选通部分SG的一级次级电路部分中提供了一个电压。这样，更易于在这样一种全波变换次级电路中完成对驱动次级选通部分SG的次级控制电源电压VS的获得，在该全波变换次级电路中隔离变压器TR1的分节次级线圈包括变压器次级线圈TR1S1和TR1S2。因此，当用控制选通开关对次级电路部分S中的隔离变压器TR1的输出进行整流时，需要使用图2的全波次级电路。
图2是在具有全隔离次级电路的直流-直流降压变换器中采用一全波整流次级电路的这样一个电路实例。通过用图2的第一和第二整流晶体管Q3、Q4代替图1的第一和第二整流和回扫二极管D1、D2，经消除肖特基二极管内固有的0.3伏左右正向压降，显示出显著提高的功率转换效率。
第一和第二整流晶体管Q3、Q4受开关控制装置SC控制，开关控制装置SC还用来控制晶体管Q1、Q2。基本上在第一和第二整流和回扫二极管D1、D2正向偏置的那些时间将晶体管Q3、Q4控制在导通状态。这样，开关控制装置产生要供给第一和第二初级晶体管Q1、Q2的选通信号GQ1、GQ2，这些信号用来使这些晶体管在二极管D1、D2在图1电路中导通的基本上相同的时间导通。
图2的开关控制装置SC产生第一和第二整流晶体管Q3、Q4的选通信号，选通信号GQ3、GQ4也示于图3的时序图中。这样，晶体管Q3在晶体管Q1由选通信号GQ1选通的时间由选通信号GQ3接通。类似地，晶体管Q4在晶体管GQ2由选通信号GQ2选通的同时由选通信号GQ4选通。在晶体管Q1或Q2都不导通时，晶体管Q3和Q4都导通以产生一回扫现象，把来自滤波电感L1的能量传送给负载RL。应指出的是，重要的一点是，晶体管Q4在晶体管Q1导通时从不导通，而晶体管Q3在晶体管Q2导通时从不导通。这是因为这种同时导通会通过电源变压器在初级与次级电路之间产生交叉导通，由此引起输出电流流经次级开关的本体-漏极(body-drain)二极管，使得功耗显著增大。因此，重要的是，确保晶体管Q3在晶体管Q2导通的同时不导通，并且确保晶体管Q1在晶体管Q4导通的同时不导通。
图2的电路另外示意性地公开了一种控制电路CC，这种控制电路CC监控输出电源电压V0，并且改变晶体管Q1、Q2的占空度或导通周期，以将输出电源电压V0保持在期望电压值。尽管该技术在本领域是公知的，不过增大晶体管Q1、Q2的占空度或导通周期能够增大输出电源电压V0，而减小占空度或导通周期能够减小输出电源电压V0。
理想的是，根据本申请的教导，应当在初级和次级晶体管的导通周期之间插入少量的延迟时间。本申请的图4示出一种采用这种延迟的典型开关控制装置SC，而图5示出图4开关控制装置SC的时序。在图4的开关控制装置实施例中，第一和第二初级晶体管Q1、Q2以及第一和第二整流晶体管Q3、Q4的导通周期前沿有少量延迟(滞后时间TD1-TD4)，以确保对第一和第二初级晶体管Q1、Q2以及第一和第二整流晶体管Q3、Q4控制中的“接通前截止(brake before make)”动作。该“接通前截止”动作防止了电源变压器两端初级和次级之间的交叉导通。这些延迟应当依经验计算或确定，以确保有充分的“接通前截止”动作，而基本上没有因次级开关中的主体-漏极导通导致转换效率降低。换句话说，第一和第二初级晶体管Q1、Q2的关断以及第一和第二整流晶体管Q3、Q4的接通应当小得足以防止MOSFET中的固有本体-漏极二极管导通。
在图4的电路中，脉宽初级选通信号(脉冲信号)A、B由控制电路CC以一种本领域公知的方式提供。这些脉冲信号A、B受到脉宽调制以产生变换器以外的期望输出电源电压V0。延迟电路DL1、DL2分别延迟选通信号A、B的前沿，以产生具有具有斜前沿的延迟信号A′、B′。驱动缓冲器DB采用了一对驱动缓冲放大器A1、A2，这些放大器在超过一预定阈值时产生一驱动信号。由于信号A′、B′的前沿是斜的，所以施加给第一和第二初级晶体管Q1、Q2的选通信号A″、B″(GQ1、GQ2)具有如图5所示时间延迟值为td1、td3的前沿。
在控制电路CC控制下产生的初级选通信号A、B还供给小变压器TR2，尤其是供给其初级绕组TR2P。小信号变压器TR2的分节次级绕组TR2S1、TR2S2产生隔离脉冲信号C、D，隔离脉冲信号C、D与A、B基本上相同。这些脉冲信号C、D每一个的后沿受到第三和第四延迟电路DL3、DL4的延迟，以产生延迟信号C′、D′。后沿延迟信号C′、D′的斜缘确保了反相驱动缓冲器IDB及其放大器IA1、IA2的阈值延迟各个反相信号C′、D′，从而产生第一和第二次级整流晶体管驱动信号C″、D″(GQ4、GQ3)，这两个信号又供给第一和第二整流晶体管Q3、Q4。因而，图4的典型电路把滞后时间td1-td4添加给选通信号，以产生“接通前截止”动作，该动作防止通过电源或隔离变压器TR1在初级与次级电路之间产生不期望有的交叉导通。
本申请的图2还示出一种控制电路CC，该控制电路CC响应于受监控的输出电压V0产生控制信号A、B。如本领域一个普通技术人员所显见的那样，当期望增大输出电压V0时，增加控制信号A、B的脉宽。优选的是，从初级电路部分P向控制电路CC供电VP。
输出信号A、B可以根据图3产生，以向第一和第二初级晶体管Q1、Q2以及第一和第二整流晶体管Q3、Q4提供期望的选通信号。但是，理想的是，通过利用图4的电路结合图5的时序图产生信号GQ1-GQ4。在图4的电路中，第一和第二延迟电路DL1、DL2延迟控制信号A、B的前沿，以延迟其开始时间。然后，这些信号由第一和第二放大器A1、A2放大，第一和第二放大器A1、A2由初级电路电源电压VP供电。
本申请的一个重要目的在于，把直流-直流变换器的次级电路部分与初级电压电源完全隔离开。为了实现这一目的，小信号变压器TR2把控制信号A、B与次级开关选通部分SG隔离开。由次级控制电源电压VS供电的反相驱动缓冲器IDB使信号C′、D′倒相，并且使它们的后沿尖锐以产生GQ3、GQ4，GQ3、GQ4是第一和第二整流晶体管的选通信号，它们在反相驱动缓冲器IDB的输出端产生。图4电路在小信号变压器TR2次级侧上的所有项都受到完全隔离。因此，开关控制装置SC的这部分不是由初级侧电路部分P供电。
由于图2的电路可以易于得到次级控制电源电压VS而无需分压器或其他降压电路，所以图2的电路不仅表现出二极管整流直流-直流变换器上提高的效率，而且同步开关或整流晶体管Q3、Q4可以受次级电路部分供电的选通电路驱动，由此确保了变换器次级电路与其负载的全隔离。
本申请的图6示出本申请的另一个实施例，它采用一种全桥式初级电路结构。这种全桥式初级电路结构众所周知，并且桥路晶体管Q1A、Q1B或Q2A、Q2B同时导通。这些晶体管对可以由以上述方式在图4电路输出端产生的信号GQ1、GQ2选通。这样，图6电路的次级电路以与本申请图2电路相同的方式工作。
另外，在图6电路中，次级控制电源电压VS直接得自整流变换器TR1第一和第二次级绕组TR1S1、TR1S2中一个或两个两端的电压。因此，图6示出第一和第二次级控制电源电压二极管D7-1、D7-2，它们在次级控制电源电压滤波电容C7两端产生期望的次级控制电源电压VS。尽管图6示出该次级控制电源电压VS得自两个隔离变压器次级线圈TR1S1、TR1S2，不过应当清楚的是，这两个次级线圈的任何一个都可以用来实现该次级控制电源电压VS。但是，从两个变压器次级线圈中得到该电压有很多优点，因为这样不会发生变压器不平衡现象。
应理解的是，例举前述实施例是为了教导本申请的发明点，这些发明点只是由所附权利要求书覆盖，它们包括不脱离本发明范围实质的所有变换。象那些对本领域的普通技术人员来说很显然的所有修改都包括在以下权利要求书的范围内。

Claims (9)

1.一种将来自一输入源的一输入电压变换成供给一负载的输出电压的直流-直流变换器，它包括：具有初级线圈和次级线圈的隔离变压器；含受控初级电源开关的初级变换器，受控初级电源开关用来有选择地将输入电压提供给隔离变压器的初级线圈，以在初级线圈中产生一电流并且在隔离变压器的次级线圈中产生一相应电流；含第一和第二整流开关的次级变换电路，用来对次级线圈中的电流进行整流；初级开关控制装置，控制初级电源开关的导通；和次级开关控制装置，控制第一和第二整流开关的导通，其特征在于：
初级开关控制装置或次级开关控制装置包括一个延迟电路，所述延迟电路用来延迟施加给初级电源开关以及第一整流开关和第二整流开关的选通脉冲中的一个脉冲的前沿，以建立“接通前截止”开关动作。
2.根据权利要求1的直流-直流变换器，其特征在于：所述次级变换电路是一全波整流次级电路；
所述次级开关导通控制装置与初级变换电路完全隔离，并且由所述初级变换电路供电以保持次级变换电路和负载与初级电路和输入电压的完全隔离。
3.根据权利要求1的直流-直流变换器，其特征在于隔离变压器具有分开的第一和第二次级线圈，
从次级变换电路供给次级开关控制装置的电能得自分开的第一和第二次级线圈中的至少一个。
4.根据权利要求1或3的直流-直流变换器，其中开关导通控制装置接收用来驱动第一和第二初级电源开关的第一和第二脉冲信号，其特征在于初级开关控制装置包括一前沿延迟电路以及用于第一和第二初级电源开关每一个的驱动缓冲器；
第一和第二脉冲信号由信号隔离变压器提供给次级开关控制装置；
次级开关控制装置包括一后沿延迟电路以及用于第一和第二脉冲信号每一个的反相驱动缓冲器，该后沿延迟电路使第一和第二脉冲信号每一个都变长，这两个脉冲信号随后由反相驱动缓冲器倒相以形成第一和第二整流开关的选通信号。
5.根据权利要求1的直流-直流变换器，其特征在于次级电路是一全波整流次级电路；
对开关导通的控制包括：选通第一和第二整流晶体管的次级开关控制部分；把次级开关控制装置与初级电源开关的选通信号相隔离的选通信号变压器，该次级开关控制装置与初级变换电路完全隔离，并且由所述次级变换电路供电以保持次级变换电路和负载与初级变换电路和输入电压的完全隔离。
6.根据权利要求5的直流-直流变换器，其特征在于隔离变压器具有分开的第一和第二次级线圈，
从次级变换电路供给次级开关控制装置的电得自分开的第一和第二次级线圈中的至少一个。
7.根据权利要求5或6的直流-直流变换器，其中开关导通控制装置接收用来驱动第一和第二初级电源开关的第一和第二脉冲信号，其特征在于初级开关控制装置包括一前沿延迟电路以及用于第一和第二初级电源开关每一个的驱动缓冲器；
第一和第二脉冲信号由信号隔离变压器供给次级开关控制装置；
次级开关控制装置包括一后沿延迟电路以及用于第一和第二脉冲信号每一个的反相驱动缓冲器，后沿延迟电路使第一和第二脉冲信号每一个都变长，这两个脉冲信号随后由反相驱动缓冲器倒相以形成第一和第二整流开关的选通信号。
8.一种在直流-直流变换器中保持次级变换电路与初级变换电路之间完全隔离的方法，所述直流-直流变换器包括：具有一初级线圈和一次级线圈的隔离变压器；含受控初级电源开关的初级变换电路，受控初级电源开关用来有选择地将输入电压供给隔离变压器的初级线圈，以在初级线圈中产生一电流并且在隔离变压器的次级线圈中产生一相应电流；含第一和第二整流开关的次级变换电路，用来对次级线圈中的电流进行整流；和一开关导通控制装置，用来控制初级电源开关以及第一和第二整流开关的导通，所述方法的特征在于包括以下步骤：
使隔离变压器配备有分开第一和第二次级线圈；
将次级电路配置成接至所述第一和第二分开的次级线圈的全波次级电路；
独立和可控制地选通次级变换电路中的第一和第二整流开关，包括延迟施加给初级电源开关以及第一和第二整流开关的选通脉冲之一的前沿，以建立“接通前截止”开关动作；以及
从所述变换次级电路向次级开关控制装置供电，以保持次级变换电路和所述次级开关控制装置与所述初级变换电路和所述输入电压相隔离。
9.根据权利要求8的方法，其特征还在于该方法经一隔离信号路径把选通信号提供给次级开关控制装置，以选通第一和第二整流开关。
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