CN101399498B - 直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法 - Google Patents

直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种直流转换电源装置，包括：变压器；变压器初级侧电路；变压器次级侧电路，所述次级侧电路包含具有整形变换功能的整流电路，用于将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压；控制单元，根据所述直流输出电压，控制所述变压器次级侧电路，调整所述直流输出电压，使所述直流输出电压为稳定的目标值。本发明还公开了一种改进直流转换电源装置的方法，包括：在次级绕组上耦合具有整形变换功能的整流电路，将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压；监测所述直流输出电压，根据所述直流输出电压，调整所述直流输出电压，使所述直流输出电压为稳定的目标值。通过应用本发明可以提升直流转换电源的动态性能。

Description

直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法
技术领域
本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法。
背景技术
常用的隔离直流转换直流(DC-DC，direct current-direct current)高频开关电源作为一种直流转换电源，多采用全桥隔离变换拓扑，其电路结构如图1所示：
此电路包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制电路，如图所示耦合在隔离主变压器T11初级绕组上的电路被称为初级侧电路；连接在隔离主变压器T11输出电压端的电路被称为次级侧电路；控制电路包括：取样单元101、基准电压及环路补偿单元102、反馈隔离光耦103、脉宽调制信号(PWM，Pulse-Width Modulation)控制器104、及驱动变压器105。
位于初级侧电路的金属氧化物半导体(MOS，Metal Oxide Semiconductor)管Q11、Q12、Q13、Q14组成全桥隔离变换初级侧电路的两个桥臂。位于控制电路的脉宽调制信号控制器104给出的PWM脉冲1驱动MOS管Q11、Q12、Q13、Q14的栅极控制其导通或者截止。
MOS管Q15、Q16为全桥隔离变换次级侧电路的同步整流MOS管，在某些输出电压较大或输出电流较小的场合，也可以用二极管替代，L11为输出储能滤波电感；C11为输出储能滤波电容，Q15、Q16、L11、C11构成全桥隔离变换次级侧电路的全波整流电路。
当变压器T11与整流管Q15相连端为高电压时，Q15同步整流导通；反之当变压器T11与整流管Q16相连端为高电压时，Q16同步整流导通。位于初级侧电路的脉宽调制信号控制器104给出的驱动信号通过隔离驱动变压器105送入次级侧电路，形成PWM脉冲2来控制同步整流MOS管Q15、Q16，也可以通过其他电路产生的驱动信号控制，例如，变压器增加绕组进行自驱等。
隔离DC-DC高频开关电源在实际使用中，由于受到电源负载变化的影响，输出电压也会发生变化，此时就需要对该隔离DC-DC高频开关电源进行调节，对输出电压进行调整，以保证其输出电压的稳定性，在图1中取样单元101对输出电压进行采样，当输出电压变化后，取样单元101采集到的信号会传送到基准电压及环路补偿单元102，在经过处理后通过反馈隔离光耦103反馈给位于初级侧电路的脉宽调制信号控制器104，通过脉宽调制信号控制器104输出变化的PWM脉冲信号，即上文描述的PWM脉冲1、PWM脉冲2，PWM脉冲1被用来调整Q11、Q12、Q13、Q14的占空比，PWM脉冲2被用来调整Q15、Q16的占空比，以保证获得目标直流电压。
在对现有技术的研究和实践过程中，发明人发现现有技术存在以下问题：
1、在通过取样单元101采集到的信号对电源的输出电压进行调整时，变压器会参与调整的过程，在调整时，变压器的每周期工作状态也会发生改变，而当变压器的工作状态的变化频率落入音频范围变化时，容易导致变压器啸叫，产生噪音。
2、在通过取样单元101采集到的信号对电源的输出电压进行调整时，信号在通过隔离光耦进行传递时会产生一定时延，导致整个电路输出电压的动态调节能力较差。而且由于隔离光耦固有的工作带宽较窄，导致此隔离DC-DC高频开关电源的系统带宽也相对较低，相应在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度较慢，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也较慢。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种直流转换电源装置，以提升直流转换电源的动态性能。
为解决上述技术问题，本发明一方面，提供了一种直流转换电源装置，所述装置包括：
变压器，所述变压器不参与对直流输出电压的反馈调整过程；
变压器初级侧电路；
变压器次级侧电路，所述次级侧电路包含降压变换整流电路或升压变换整流电路，用于将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压；
控制单元，直接控制具有降压变换整流电路或升压变换整流电路的所述变压器次级侧电路来对所述直流输出电压进行调整，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
另一方面，提供了一种改进直流转换电源装置的方法，所述方法包括：
在直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合降压变换整流电路或升压变换整流电路，将变压器输出的方波电压进行变换，所述变压器不参与对直流输出电压的反馈调整过程，形成直流输出电压；
监测所述直流输出电压，直接控制具有降压变换整流电路或升压变换整流电路的所述变压器次级侧电路来对所述直流输出电压进行调整，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
以上技术方案可以看出，由于不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与对直流输出电压的调整过程，而是由控制单元直接控制具有直接整形变换功能的整流电路来对直流输出电压进行调整，由于变压器不需要参与到反馈调整的过程，避免了在调节时改变变压器的工作状态可能产生的噪音；同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，提高了对反馈信号的反应速度，整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快，直流转换电源的动态性能得到了较大的提升。
附图说明
图1、现有技术电路图；
图2、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一电路图；
图3、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一工作时序图；
图4、在T1时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一次级侧电路的等效电路图；
图5、在T4时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一次级侧电路的等效电路如图；
图6、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二电路图；
图7、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二工作时序图；
图8、在T71时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二次级侧电路的等效电路图；
图9、在T74时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二次级侧电路的等效电路如图；
图10、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三电路图；
图11、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四电路图；
图12、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五电路图；
图13、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例六电路图；
图14、本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例七电路图；
图15、两相BUCK变换电路图；
图16、BOOST变换电路图。
具体实施方式
本发明提供了一种改进直流转换电源装置的方法及相应的直流转换电源装置，在变压器的次级绕组上耦合具有整形功能的整流功能的电路，反馈调整信号通过直接调整该电路，来获取目标直流电压。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例，通常包括：变压器、变压器初级侧电路、变压器次级侧电路、及控制单元。
耦合在变压器初级绕组上的电路即为变压器的初级侧电路。
耦合在变压器次级绕组上的电路即为变压器的次级侧电路，在本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例中为具有整形变换功能的整流电路，用于将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压。
当变压器的次级绕组带有中间抽头时，耦合在变压器次级绕组上的具有直接整形变换功能的整流电路可以对变压器输出的方波进行全波整流，输出一路直流输出电压，也可以对其正半周期、及负半周期的输出电压分别进行整流，获得两路直流输出电压。
当变压器具有复位线圈时，耦合在变压器次级绕组上的具有直接整形变换功能的整流电路可以对变压器输出的方波进行半波整流，输出一路直流输出电压。
当需要输出多路电压时，可以增加绕组，增加的每个绕组都可以耦合一个具有直接整形变换功能的整流电路。
控制单元，根据所述直流输出电压，控制所述变压器次级侧电路，调整所述直流输出电压，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
由于不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与对直流输出电压的调整过程，而是由控制单元直接控制具有整形变换功能的整流电路来对直流输出电压进行调整，由于变压器不需要参与到反馈调整的过程，避免了在调节时改变变压器的工作状态可能产生的噪音；同时由于隔离光耦等隔离器件不再需要参与调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，提高了对反馈信号的反应速度，整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快，直流转换电源的动态性能得到了较大的提升。
在本实施例中，耦合在变压器次绕组的具有直接整形变换功能的整流电路通常由降压变换器(BUCK)降压变换整流电路担任，在某些情况下也可以由升压变换器(BOOST)升压变换的整流电路担任，但是由于BUCK变换电路的纹波较小，也比较容易控制，所以使用比较广泛，在本实施例中将重点以BUCK降压变换整流电路为例进行描述。
在本发明实施例中变压器次级绕组的正半周期输出端、及变压器次级绕组的负半周期输出端，都可以被称为变压器次级绕组的电压输出端。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一为初级侧电路为全桥拓扑结构，变压器的次级绕组带有中间抽头的一种实施例，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一电路图如图2所示：
图2中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T21的次级绕组带有中间抽头。
耦合在隔离主变压器T21初级绕组上的电路被称为变压器的初级侧电路，MOS管Q21、Q22、Q23、Q24组成变压器初级侧电路的两个桥臂，该初级侧电路的结构被称为全桥拓扑结构。
该直流转换电源装置实施例初级侧电路的MOS管Q21、Q22、Q23、Q24，根据实际应用情况，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器205产生PWM脉冲，驱动Q21、Q22、Q23、Q24的栅极控制其导通或截止，进行微调。
该直流转换电源装置实施例在使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止时，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q21、Q22、Q23、Q24栅极导通或截止，以图2为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器203给出PWM信号通过隔离传送单元204传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q21、Q22、Q23、Q24的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器205直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q21、Q22、Q23、Q24的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器203给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器205，在使用脉宽调制信号控制器205、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元204，该驱动Q21、Q22、Q23、Q24栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
耦合在隔离主变压器T21次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，变压器的次级侧电路为具有复合功能的BUCK降压变换整流电路，位于变压器次级侧电路的L21为具有复合功能的BUCK变换电路的储能滤波电感，C21为输出储能滤波电容，双向可控开关管单元206包括MOS管Q25、Q26，其中Q25的源极连接到变压器T21次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q25的漏极连接到MOS管Q26的漏极，Q26的源极连接到Q28的源极及Q29的漏极，双向可控开关管单元207包括MOS管Q27、Q28，其中Q27的源极连接到变压器T21次级绕组的负半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路负半周期的输出，Q27的漏极连接到MOS管Q28的漏极，Q28的源极连接到Q26的源极及Q29的漏极，Q29的源极连接到C21及变压器T21次级绕组的中间抽头，L21的另一端及C21的另一端连接在一起作为输出电压端，此端输出的电压即为电源输出电压，Q25、Q26、Q29、L21、C21共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的正半周BUCK变换，Q27、Q28、Q29、L21、C21共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的负半周BUCK变换。
控制单元中的取样单元201对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元201采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元202，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器203，脉宽调制信号控制器203根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q25、Q26、Q27、Q28、Q29的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以获得目标直流电压。
本实施例中，L21可以称为第一储能滤波电感、C21可以称为第一储能滤波电容、双向可控开关管单元206可以称为第一双向可控开关管单元、双向可控开关管单元207可以称为第二双向可控开关管单元、Q29可以称为第三开关管。
本实施例中，输出电压不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与反馈调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q25、Q26及Q27、Q28可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET，metallicoxide semiconductor field effect transistor)、绝缘栅双极晶体管(IGBT，INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR)、可关断晶闸管(GTO，GateTurn-Off Thyristor)等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图2中的MOS管Q25、Q26及Q27、Q28就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图2中Q29在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
图2所示电路变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中，各MOS管在某工作周期内的工作时序如图3所示：
T1时段包括两个更小的时段T2和T3，在T1时段，变压器次级正半周期输出高电压，Q25、Q26的栅极在T2时段时为高电平，在T3时段时为低电平，Q29的栅极在T2时段时为低电平，在T3时段时为高电平，变压器次级负半周输出低电压，Q27、Q28的栅极为低电平，在整个T1时段，Q25、Q26、Q29、L21、C21工作在BUCK变换状态，Q27、Q28截止。
T4时段包括两个更小的时段T5和T6，在T4时段，变压器次级正半周期输出低电压，Q25、Q26的栅极为低电平，Q29的栅极在T5时段时为低电平，在T6时段时为高电平，变压器次级负半周输出高电压，Q27、Q28的栅极在T5时段时为高电平，在T6时段时为低电平，在整个T4时段，Q27、Q28、Q29、L21、C21工作在BUCK变换状态，Q25、Q26截止。
在T1时段时，与Q25相连的变压器次级侧电路正半周期输出为高电压，Q27、Q28管由于栅极驱动都是低电平而截止，此时Q25、Q26、Q29、L21、C21构成BUCK变换电路，此BUCK变换电路直接对变压器输出的方波电平斩波。
在T1时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一变压器次级侧电路的等效电路如图4所示：
图4中，T41相当于图2中的T21，Q45、Q46、Q49相当于图2中的Q25、Q26、Q29，L41相当于图2中的L21，C41相当于图2中的C21。
在T1时段中的T2时段时，Q49截止，电流流经变压器T41次级侧电路正半周期部分绕组、Q45、Q46、L41、C41，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，L41、C41被充能，储存一定的能量，输出电压端对负载输出电压。
此时电流的流向为，从变压器次级侧电路正半周期输出正电平，接着流经Q45、Q46、L41、C41，输出电压端输出高电压。
在T1时段中的T3时段时，电流流经Q49、L41、C41，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，电路环路中的能量来至于L41、C41在T2时段中储存的能量，输出电压端对负载输出电压。
此时L41、C41开始放电，电流的流向为，从L41到C41到Q49，输出电压端输出高电压。
在图2中，T4时段时，与Q27相连的变压器次级侧电路负半周期输出为高电压，Q25、Q26管由于栅极驱动都是低电平而截止，此时Q27、Q28、Q29、L21、C21构成BUCK变换电路，此BUCK变换电路直接对变压器输出的方波电平斩波。
在T4时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一变压器次级侧电路的等效电路如图5所示：
图5中，T51相当于图2中的T21，Q57、Q58、Q59相当于图2中的Q27、Q28、Q29，L51相当于图2中的L21，C51相当于图2中的C21。
在T4时段中的T5时段时，Q59截止，电流流经变压器T51次级侧电路负半周期部分绕组、Q57、Q58、L51、C51，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，L51、C51被充能，储存一定的能量，输出电压端对负载输出电压。
此时电流的流向为，从变压器次级侧电路负半周期输出正电平，接着流经Q57、Q58、L51、C51，输出电压端输出高电压。
在T4时段中的T6时段时，电流流经Q59、L51、C51，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，电路环路中的能量来至于L51、C51在T5时段中储存的能量，输出电压端对负载输出电压。
此时L51、C51开始放电，电流的流向为，从L51到C51到Q59，输出电压端输出高电压。
由上可知，在T1和T4时段，输出电压端始终会输出一个高电压，也就是电源需要输出的电压。
由于在整个时序中，与T1与T4类似的周期会重复出现构成完整的时序，变压器T21输出的矩形方波电源，就会被该具有复合功能的BUCK变换电路整流成为一个直流电源。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一可以提供一路输出电压，但是在有些场合需要一个电源装置可以提供多路输出电压以供使用，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二即可提供两路输出电压。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二电路图如图6所示：
图6中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T21的次级绕组带有中间抽头。
耦合在隔离主变压器T61初级绕组上的电路被称为变压器的初级侧电路，MOS管Q61、Q62、Q63、Q64组成变压器初级侧电路的两个桥臂，该初级侧电路的结构被称为全桥拓扑结构。
该直流转换电源装置实施例初级侧电路的MOS管Q61、Q62、Q63、Q64，根据实际应用情况，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器605产生PWM脉冲，驱动Q61、Q62、Q63、Q64的栅极控制其导通或截止，进行微调。
使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q61、Q62、Q63、Q64栅极导通或截止，以图6为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器603给出PWM信号通过隔离传送单元604传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q61、Q62、Q63、Q64的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器605直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q61、Q62、Q63、Q64的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器603给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器605，在使用脉宽调制信号控制器605、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元604，该驱动Q61、Q62、Q63、Q64栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
耦合在隔离主变压器T61次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，
变压器的次级侧电路为具有BUCK降压变换的复合整流电路，该电路的每一边均独立输出一个输出电压，整个电路共有两独立输出电压：输出电压1和输出电压2。
位于变压器次级侧电路的L61、L62为具有复合功能的BUCK变换电路的储能滤波电感，C61、C62为输出储能滤波电容，双向可控开关管单元606包括MOS管Q65、Q66，其中Q65的源极连接到变压器T61次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q65的漏极连接到MOS管Q66的漏极，Q66的源极连接到Q69的漏极及L61，Q69的源极连接到C61、Q610的源极、及变压器T61次级绕组的中间抽头，L61的另一端及C61的另一端连接在一起作为输出电压端输出输出电压1，Q65、Q66、Q69、L61、C61共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的一路BUCK变换，双向可控开关管单元607包括MOS管Q67、Q68，其中Q67的源极连接到变压器T61次级绕组的负半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路负半周期的输出，Q67的漏极连接到MOS管Q68的漏极，Q68的源极连接到Q610的漏极及L62，Q610的源极连接到C62、Q69的源极、及变压器T61次级绕组的中间抽头，L62的另一端及C62的另一端连接在一起作为输出电压端输出输出电压2，Q67、Q68、Q610、L62、C62共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的另一路BUCK变换电路。相比图2，图6的多了Q69、L61、C61，与Q65、Q66共同构成一路BUCK变换电路，和另一路BUCK变换电路分别对变压器正半周期及负半周期输出进行整形变化，以获得两路输出电压。
控制单元中的取样单元601对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元601采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元602，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器603，脉宽调制信号控制器603根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q65、Q66、Q67、Q68、Q69、Q610的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以获得目标直流电压。
本实施例中，L61可以称为第一储能滤波电感、C61可以称为第一储能滤波电容、L62可以称为第二储能滤波电感、C62可以称为第二储能滤波电容、双向可控开关管单元606可以称为第一双向可控开关管单元、双向可控开关管单元607可以称为第三双向可控开关管单元、Q69可以称为第三开关管、Q610可以称为第四开关管。
本实施例中，两路输出电压都不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与整形的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q65、Q66及Q67、Q68可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，MOSFET、IGBT、GTO等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图6中的MOS管Q65、Q66及Q67、Q68就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图6中Q69、Q610在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
图6所示电路变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中，各MOS管在某工作周期内的工作时序如图7所示：
T71时段包括两个更小的时段T72和T73，在T71时段，变压器次级正半周期输出高电压，Q65、Q66的栅极在T72时段时为高电平，在T73时段时为低电平，Q69的栅极在T72时段时为低电平，在T73时段时为高电平，变压器次级负半周输出低电压，Q67、Q68的栅极为低电平，Q610的栅极为高电平，在整个T71时段，Q65、Q66、Q69、L61、C61工作在BUCK变换状态，构成BUCK变换电路，此BUCK变换直接对变压器输出的方波电平斩波，Q67、Q68截止，Q610导通。
T74时段包括两个更小的时段T75和T76，在T74时段，变压器次级正半周期输出低电压，Q65、Q66的栅极为低电平，Q69的栅极为高电平，变压器次级负半周输出高电平，Q67、Q68的栅极在T75时段时为高电平，在T76时段时为低电平，Q610的栅极在T75时段时为低电平，在T76时段时为高电平，在整个T74时段，Q67、Q68、Q610、L62、C62工作在BUCK变换状态，构成BUCK变换电路，此BUCK变换直接对变压器输出的方波电平斩波，Q65、Q66截止，Q69导通。
在T71时段时，与Q65相连的变压器次级侧电路正半周期输出为高电压，Q67、Q68管由于栅极驱动都是低电平而截止，此时Q65、Q66、Q69、L61、C61构成BUCK变换电路，此BUCK变换电路直接对变压器输出的方波电平斩波。
在T71时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二变压器次级侧电路的等效电路如图8所示：
图8中，T81相当于图6中的T61，Q85、Q86、Q89、Q810相当于图6中的Q65、Q66、Q69、Q610，L81、L82相当于图6中的L61、L62，C81、C82相当于图6中的C61、C62。
在T71时段中的T72时段时，Q89截止，电路中存在两个电流环路：电流环路1、电路环路2。
电流环路1流经变压器T81次级侧电路正半周期部分绕组、Q85、Q86、L81、C81，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，L81、C81被充能，储存一定的能量，输出电压1端对负载输出电压，此电流的流向为，从变压器次级侧电路正半周期输出正电平，接着流经Q85、Q86、L81、C81，输出电压1端输出高电压。
电流环路2流经Q810、L82、C82，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时Q810导通，为其所属的BUCK电路作续流，输出电压2为高电压。
在T71时段中的T73时段时，依然存在两个电流环路：电流环路3、电路环路4。
电流环路3流经Q89、L81、C81，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，电路环路中的能量来至于L81、C81在T72时段中储存的能量，输出电压1端对负载输出电压，此时L81、C81开始放电，电流的流向为，从L81到C81到Q89，输出电压1端输出高电压。
电流环路4流经Q810、L82、C82，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时Q810导通，为其所属的BUCK电路作续流，输出电压2为高电压。
在图6中，T74时段时，与Q67相连的变压器次级侧电路负半周期输出为高电压，Q65、Q66管由于栅极驱动都是低电平而截止，此时Q67、Q68、Q610、L62、C62构成BUCK变换电路，此BUCK变换电路直接对变压器输出的方波电平斩波。
在T74时段时，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二变压器次级侧电路的等效电路如图9所示：
图9中，T91相当于图6中的T61，Q97、Q98、Q99、Q910相当于图6中的Q67、Q68、Q69、Q610，L91、L92相当于图6中的L61、L62，C91、C92相当于图6中的C61、C62。
在T74时段中的T75时段时，Q910截止，电路中存在两个电流环路：电流环路5、电路环路6。
电流环路5流经变压器T91次级侧电路负半周期部分绕组、Q97、Q98、L92、C92，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，L92、C92被充能，储存一定的能量，输出电压端对负载输出电压，电流的流向为，从变压器次级侧电路负半周期输出正电平，接着流经Q97、Q98、L92、C92，输出电压端的电压高于变压器T81次级绕组的中间抽头，输出电压2为高电压。
电流环路6流经Q99、L91、C91，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时Q99导通，为其所属的BUCK电路作续流，输出电压1为高电压。
在T74时段中的T76时段时，依然存在两个电流环路：电流环路7、电路环路8。
电流环路7流经Q910、L92、C92，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，电路环路中的能量来至于L92、C92在T75时段中储存的能量，输出电压端对负载输出电压，此时L92、C92开始放电，电流的流向为，从L92到C92到Q910，输出电压2端输出高电压。
电流环路8流经Q99、L91、C91，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时Q99导通，为其所属的BUCK电路作续流，输出电压1为高电压。
由上可知，在T71和T74时段，输出电压1和输出电压2始终会输出高电压，也就是电源需要输出的两个输出电压。
由于在整个时序中，与T71与T74类似的周期会重复出现构成完整的时序，变压器T61输出的矩形方波电源，就会被该具有复合功能的BUCK变换电路整流成为两个直流电源。
在需要更多路独立输出电压的场合，可以通过增加变压器绕组数量的方法来实现，每增加一个绕组，就可以增加一对独立输出电压，增加得输出电压其实现和本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二的实现方式基本一致。
对于其他使用原边传统拓扑结构的DC-DC电源，也即电路结构可以被隔离器件分为初级侧电路、次级侧电路的DC-DC电源，例如：采用单端正激电路、推挽电路、或半桥电路的DC-DC电源，都可以使用本发明实施例进行改进。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三即为针对单端正激电路的直流转换电源装置。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三电路结构如图10所示：
图10中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T101具有复位线圈。
MOS管Q101、D101组成、变压器T101的原边绕组P101、变压器T101的原边绕组P102组成正激变换初级侧电路。
该直流转换电源装置实施例在需要对初级侧电路MOS管Q101进行导通或截止的调整时，根据实际应用情况，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器1005产生PWM脉冲，驱动Q101的栅极控制其导通或截止，进行微调。
在使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止时，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q101栅极导通或截止，以图10为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器1003给出PWM信号通过隔离传送单元1004传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q101的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器1005直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q101的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器1003给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器1005，在使用脉宽调制信号控制器1005、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元1004，该驱动Q101栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
耦合在隔离主变压器T101次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，变压器的次级侧电路为具有复合功能的BUCK降压变换整流电路，双向可控开关管单元1006包括MOS管Q102、Q103，其中Q102、Q103为变压器次级侧电路半波同步整流管，Q104为复合BUCK的半波整流次级续流管，L101为输出储能滤波电感，C101为输出储能滤波电容。Q102的源极连接到变压器T101次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q102的漏极连接到MOS管Q103的漏极，Q103的源极连接到Q104的漏极及L101，Q104的源极连接到C101及变压器T101次级绕组的低电压输出端，L101的另一端及C101的另一端连接在一起作为输出电压端，输出该电源的输出电压，Q102、Q103、Q104、T101、L101、C101构成次级侧电路复合半波整流+BUCK的电路。
当变压器T101次级绕组正半周期输出为高电压时，控制Q104截止，电流流经Q102、Q103、L101、C101，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，此时，L101、C101被充能，储存一定的能量，输出电压端对负载输出电压。
当变压器T101次级绕组正半周期输出为低电平时，控制Q104导通，此时L101、C101开始放电，电流流经Q104、L101、C101，在电源上连接有负载时，还会流经连接在电源上的负载，输出电压端对负载输出电压。
控制单元中的取样单元1001对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元1001采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元1002，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器1003，脉宽调制信号控制器1003根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q102、Q103、Q104的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以获得目标直流电压。
本实施例中，L101可以称为第一储能滤波电感、C101可以称为第一储能滤波电容、双向可控开关管单元1006可以称为第一双向可控开关管单元、Q104可以称为第三开关管。
本实施例中，输出电压不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不需要参与反馈调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q102、Q103可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，MOSFET、IGBT、GTO等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图10中的MOS管Q102、Q103就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图10中Q104在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
在某些需要多路独立输出电压的场合，可以通过增加次级绕组的方式扩展变压器次级侧电路的电路，需要多少个输出电压，就在变压器的次级侧电路增加多少个次级绕组，每个次级绕组都连接如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三中的具有复合功能的BUCK降压变换整流电路。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三是以变压器初级具有复位线圈的正激电路为例进行描述的，对于基于其他类型正激电路的直流转换电源装置，例如基于双管正激、有源钳位正激、谐振复位正激等的直流转换电源装置，其实现方式均可参考本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四为针对初级侧电路为半桥拓扑结构的直流转换电源装置实施例，其电路结构如图11所示：
图11中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T111的次级绕组带有中间抽头。
耦合在隔离主变压器T111初级绕组上的电路被称为变压器的初级侧电路，MOS管Q111、Q112、及电容C111、C112组成变压器初级侧电路的半桥变换电路，该初级侧电路的结构被称为半桥拓扑结构。
该直流转换电源装置实施例初级侧电路的MOS管Q111、Q112，根据实际应用情况，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器105产生PWM脉冲，驱动Q111、Q112的栅极控制其导通或截止，进行微调。
在使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止时，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q111、Q112栅极导通或截止，以图11为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器1103给出PWM信号通过隔离传送单元1104传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q111、Q112的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器1105直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q111、Q112的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器1103给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器1105，在使用脉宽调制信号控制器1105、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元1104，该驱动Q111、Q112栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
耦合在隔离主变压器T111次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，变压器的次级侧电路为具有复合功能的BUCK降压变换整流电路，图11的次级侧电路与图2的次级侧电路结构基本一致。
位于变压器次级侧电路的L111为具有复合功能的BUCK变换电路的储能滤波电感，C113为输出储能滤波电容，双向可控开关管单元1106包括MOS管Q113、Q114，其中Q113的源极连接到变压器T111次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q113的漏极连接到MOS管Q114的漏极，Q114的源极连接到Q116的源极及Q117的漏极，双向可控开关管单元1107包括MOS管Q115、Q116，其中Q115的源极连接到变压器T111次级绕组的负半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路负半周期的输出，Q115的漏极连接到MOS管Q116的漏极，Q116的源极连接到Q114的源极及Q117的漏极，Q117的源极连接到C113及变压器T111次级绕组的中间抽头，L111的另一端及C113的另一端连接在一起作为输出电压端，此端输出的电压即为电源输出电压，Q113、Q114、Q117、L111、C113共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的正半周BUCK变换，Q115、Q116、Q117、L111、C113共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的负半周BUCK变换。
控制单元中的取样单元1101对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元1101采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元1102，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器1103，脉宽调制信号控制器1103根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q113、Q114、Q115、Q116、Q117的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以获得目标直流电压。
本实施例中，输出电压不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与反馈调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q113、Q114及Q115、Q116可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，MOSFET、IGBT、GTO等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图11中的MOS管Q113、Q114及Q115、Q116就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图11中Q117在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四中次级侧电路的工作时序及工作方式与本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一的次级侧电路基本一致，在此不再详细描述。
在某些需要多路独立输出电压的场合，可以采用本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二的次级侧电路，扩展本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四的次级电路增加一路输出电压；或者增加多个次级绕组，产生其他多路输出电压。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四是初级侧电路为半桥拓扑结构的一种实施例，对于基于其他半桥拓扑结构，例如，基于谐振半桥、推挽等拓扑结构，其实现方式均可参考本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例四。
半桥拓扑结构和本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一、二提供的全桥拓扑结构都采用了带中间抽头的次级绕组，在次级侧电路实现了全波整流。在本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一、二、四中，次级绕组的两个半周输出电压，正半周期的输出电压、及负半周期的输出电压分别被具有复合功能的BUCK变换电路进行了次级复合BUCK控制，输出需要输出的电压，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五只对次级绕组的两个半周输出电压中的一个进行复合BUCK控制，以获得期望的输出电压。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五电路结构图如图12所示：
图12中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T121的次级绕组带有中间抽头。
耦合在隔离主变压器T121初级绕组上的电路被称为变压器的初级侧电路，位于初级侧电路的MOS管Q121、Q122、Q123、Q124组成变压器初级侧电路的两个桥臂，该初级侧电路的结构被称为全桥拓扑结构。
该直流转换电源装置实施例初级侧电路MOS管Q121、Q122、Q123、Q124，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器1205产生PWM脉冲，驱动Q121、Q122、Q123、Q124的栅极控制其导通或截止，进行微调。
在使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止时，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q121、Q122、Q123、Q124栅极导通或截止，以图12为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器1203给出PWM信号通过隔离传送单元1204传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q121、Q122、Q123、Q124的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器1205直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q121、Q122、Q123、Q124的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器1203给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器1205，在使用脉宽调制信号控制器1205、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元1204，该驱动Q121、Q122、Q123、Q124栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
耦合在隔离主变压器T121次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，连接在变压器次级侧电路的正半周期的电路为具有复合功能的BUCK降压变换整流电路，位于变压器次级侧电路的L121为具有复合功能的BUCK变换电路的储能滤波电感，C121为输出储能滤波电容，双向可控开关管单元1206包括MOS管Q125、Q126，其中Q125的源极连接到变压器T121次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q125的漏极连接到MOS管Q126的漏极，Q126的源极连接到Q127的漏极及Q128的漏极，MOS管Q127的源极连接到变压器T121次级绕组的负半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路负半周期的输出，漏极连接到Q126的源极及Q128的漏极，Q128的源极连接到C121及变压器T121次级绕组的中间抽头，L121的另一端及C121的另一端连接在一起作为输出电压端，此端输出的电压即为电源输出电压，Q125、Q126、Q128、L121、C121共同构成变压器次级侧电路的具有复合功能的BUCK变换电路中的正半周BUCK变换，Q127、Q128、L121、C121共同构成变压器次级侧电路的半波整流电路。Q127和位于初级侧电路的MOS管Q121、Q122、Q123、Q124一样接受恒定占空比控制，或者通过前级进行适量调整，控制单元中的取样单元1201对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元1201采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元1202，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器1203，脉宽调制信号控制器1203根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q125、Q126、Q128的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以使输出电压端输出预期的输出电压。
图12次级侧电路与变压器负半周期输出相连的，由Q127、Q128、L121、C121共同构成的半波整流电路，与图2中的电路结构相比，少了一个MOS管，但是从整个次级侧的电路就够来说依然可以完成在次级侧直接进行整形变换及反馈调节的目的。
本实施例中，L121可以称为第一储能滤波电感、C121可以称为第一储能滤波电容、双向可控开关管单元1206可以称为第一双向可控开关管单元、Q128可以称为第三开关管、Q127可以称为第五开关管。
本实施例中，输出电压不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与反馈调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q125、Q126可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，MOSFET、IGBT、GTO等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图12中的MOS管Q125、Q126就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图12中Q127、Q128在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
本实施例中，在某些需要多路独立输出电压的场合，可以扩展次级电路增加一路输出电压；或者增加多个次级绕组，产生其他多路输出电压。
在本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五中，以初级侧电路为全桥拓扑、具有复合功能的BUCK降压变换整流电路连接在变压器次级侧电路的正半周期输出为例进行了描述，在初级侧电路为其他类型拓扑结构、具有复合功能的BUCK降压变换整流电路连接在变压器次级侧电路的负半周期输出时，其实现方式和本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五基本一致。
扩展次级电路增加一路输出电压时，可以只对次级绕组的两个半周输出电压中的一个进行复合BUCK控制，另一路直接输出，本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例六即为这种结构的实施例，其电路结构如图13所示：
图13中的电路，包括：初级侧电路、次级侧电路、及控制单元，连接初级侧电路、次级侧电路的隔离主变压器T131的次级绕组带有中间抽头。
耦合在隔离主变压器T131初级绕组上的电路被称为变压器的初级侧电路，MOS管Q131、Q132、Q133、Q134组成变压器初级侧电路的两个桥臂，该初级侧电路的结构被称为全桥拓扑结构。
该直流转换电源装置实施例在需要对初级侧电路MOS管Q131、Q132、Q133、Q134进行导通或截止的调整时，根据实际应用情况，可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
该直流转换电源装置实施例在通过前级控制其导通或截止进行适量调整时，可以通过前馈网络控制控制单元中的脉宽调制信号控制器1305产生PWM脉冲，驱动Q131、Q132、Q133、Q134的栅极控制其导通或截止，进行微调。
在使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止时，提供一个固定占空比恒定的脉冲，驱动Q131、Q132、Q133、Q134栅极导通或截止，以图13为例，可以由控制单元中的脉宽调制信号控制器1303给出PWM信号通过隔离传送单元1304传送到初级侧电路形成占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q131、Q132、Q133、Q134的栅极控制其导通或截止；或者使用脉宽调制信号控制器1305直接产生占空比恒定的PWM脉冲，驱动Q131、Q132、Q133、Q134的栅极控制其导通或截止；或者使用其他可以产生脉冲信号的装置产生。在使用脉宽调制信号控制器1303给出PWM脉冲时，本电路图中可以没有脉宽调制信号控制器1305，在使用脉宽调制信号控制器1305、或其他装置给出脉冲时，本电路图中可以没有隔离传送单元1304，该驱动Q131、Q132、Q133、Q134栅极的脉冲其占空比可以取50％或其他数值。
变压器的次级侧电路为具有BUCK降压变换的复合整流电路，该电路的每一边均独立输出一个输出电压，整个电路共有两独立输出电压：输出电压1和输出电压2。
耦合在隔离主变压器T131次级绕组上的电路被称为变压器的次级侧电路，变压器次级侧电路的L131、L132为具有复合功能的BUCK变换电路的储能滤波电感，C131、C132为输出储能滤波电容，双向可控开关管单元1306包括MOS管Q135、Q136，其中Q135的源极连接到变压器T131次级绕组正半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路正半周期的输出，Q135的漏极连接到MOS管Q136的漏极，Q136的源极连接到Q138的漏极及L131，Q138的源极连接到C131、Q139的源极、及变压器T131次级绕组的中间抽头，L131的另一端及C131的另一端连接在一起作为输出电压端输出输出电压1，Q135、Q136、Q138、L131、C131共同构成变压器次级侧电路的一路具有复合功能的BUCK变换电路，MOS管Q137的源极连接到变压器T131次级绕组的负半周期输出的一端，接收变压器次级侧电路负半周期的输出，漏极连接到接到Q139的漏极及L132，Q139的源极连接到C132、Q138的源极、及变压器T131次级绕组的中间抽头，L132的另一端及C132的另一端连接在一起作为输出电压端输出输出电压2，Q137、Q138、L132、C132共同构成变压器次级侧电路的半波整流电路。
Q137和位于初级侧电路的MOS管Q131、Q132、Q133、Q134一样接受恒定占空比控制，或者通过前级进行适量调整，控制单元中的取样单元1301对输出电压进行监测，监测输出电压的变化，当输出电压变化后，取样单元1301采集到的变化信号会传送到基准电压及环路补偿单元1302，在经过处理后，传递到脉宽调制信号控制器1303，脉宽调制信号控制器1303根据处理过的变化信号，对其输出的PWM脉冲信号脉冲1进行调整，通过调整后的脉冲1驱动Q135、Q136、Q138、Q139的栅极，对具有复合功能的BUCK变换电路进行调整，以对输出直流电压进行调整，以获得目标直流电压。
图13次级侧电路与变压器负半周期输出相连的，由Q137、Q138、L132、C132共同构成的半波整流电路，与图6中的电路结构相比，少了一个MOS管，但是从整个次级侧的电路就够来说依然可以完成在次级侧直接进行整形变换及反馈调节的目的。
本实施例中，L131可以称为第一储能滤波电感、C131可以称为第一储能滤波电容、L132可以称为第三储能滤波电感、C132可以称为第三储能滤波电容、双向可控开关管单元1306可以称为第一双向可控开关管单元、Q138可以称为第三开关管、Q137可以称为第七开关管、Q139可以称为第八开关管。
本实施例中，输出电压不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与反馈调节来进行调整，而是由具有复合功能的BUCK降压变换整流电路担任的次级侧电路参与反馈调节来进行调整，由于变压器不需要参与到调节的过程，避免了每周期改变变压器的工作状态，产生的噪音，同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与反馈调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，，使得整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快。
本实施例中Q135、Q136可以使用任何一种完全可控的开关管来实现，例如，MOSFET、IGBT、GTO等，但是在高频DC/DC变换开关电源中通常都使用MOSFET来实现，图13中的MOS管Q135、Q136就是一种双向可控MOSFET开关组合。
图13中Q137、Q138、Q139在某些输出电压高或电流较小的场合可以用二极管替代。
本实施例中，在某些需要多路独立输出电压的场合，可以增加多个次级绕组，产生其他多路输出电压。
在本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例六中，以初级侧电路为全桥拓扑、具有复合功能的BUCK降压变换整流电路连接在变压器次级侧电路的正半周期输出为例进行了描述，在初级侧电路为其他类型拓扑结构、具有复合功能的BUCK降压变换整流电路连接在变压器次级侧电路的负半周期输出时，其实现方式和本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例六基本一致。
直流转换电源在实际使用中，有些时候其输入电压的范围会比较宽，在这些情况下，对直流转换电源装置中器件承受能力的要求会很高，因此在制作时会采用承受能力较高的器件，而通常承受能力高的器件效率会比承受能力低的器件低，因此本发明实施例提供了直流转换电源装置实施例七，将较宽的输入电压预先通过一级非隔离变换，稳压到一个适合的中间电压，然后再使用上文描述的本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一到六中的方案输出目标直流电压，就可以降低本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例对器件承受能力的要求，可以选用承受能力较低的器件，以提升电源的整体效率，并保证电源的高动态特性。
本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例七的电路结构如图14所示：
图14中虚线方框内部分即为非隔离变换单元1401，由MOS管Q141、Q142、储能滤波电感L141、储能滤波电容C141构成一个BUCK变换电路，担任非隔离变换单元，Q141的源极连接到L141及Q142的漏极，Q142的源极连接到C141，L141的另一端及C141的另一端连接在一起，输入电压加载在Q141的漏极和Q142的源极上输入非隔离变换单元1401，Q141的漏极上输入为高电压，C141的两端输出中间电压给后级电路，C141与L141连接的一端输出中间电压的高电压，连接到后级电路输入高电压的一端，C141与Q142连接的一端输出中间电压的低电平，连接到后级电路输入低电平的一端。
输入电压经过非隔离变换单元1401的调整，将电压范围较宽的输入电压调整到一个适合的中间电压输出到后级电路，后级电路再将此中间电压转换为目标直流电压输出。
这里后级电路可以是任何一种直流转换电源装置实施例，在图14中是以本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一为例的电路图，该后级电路工作方式与本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一完全一致，在此不再详细描述。
图14中的BUCK变换电路只是非隔离变换单元的一种实现形式，其他可以对输入电压范围较宽的电压进行稳压变换的电路均可作为非隔离变换单元来实现本实施例，例如多相BUCK变换电路、BOOST变换电路。
两相BUCK变换电路图如图15所示：
MOS管Q151的源极连接到L151及Q152的漏极，Q152的源极连接到C151，储能滤波电感L151的另一端、储能滤波电容C151的另一端连接在一起，构成一相BUCK变换电路，Q153、Q154、L152、C152构成另一相BUCK变换电路，输入电压的高电压加载在Q151的漏极和Q153的漏极上，Q151的漏极和Q153的漏极相当于图14中Q141的漏极，输入电压的低电压加载在Q152的源极和Q154的源极上，Q152的源极和Q154的源极相当于图14中Q142的源极，C151与L151连接的一端、C152与L152连接的一端相当于图14中C141与Q142连接的一端，输出输出电压的高电压，C151与Q152连接的一端、C152与Q154连接的一端相当于图14中C141与Q142连接的一端，输出输出电压的低电压，该两相BUCK变换电路在担任非隔离变换单元时，其输出电压即为非隔离变换单元输出的中间电压。
若需更多相BUCK变换电路，直接增加相应数目个单相BUCK变换电路即可，其实现方式可参考上文对两相BUCK变换电路的描述。
BOOST变换电路图如图16所示：
储能滤波电感L161连接到MOS管Q161的漏极及Q162的漏极，Q162的源极连接到储能滤波电容C161，C161的另一端连接到Q161的源极，构成BOOST变换电路，输入电压的高电压加载在L161的另一端，该端相当于图14中Q141的漏极，输入电压的低电压加载在Q162的源极，该端相当于图14中Q142的源极，Q161的源极当于图14中C141与Q142连接的一端，输出输出电压的高电压，Q162的源极相当于图14中C141与Q142连接的一端，输出输出电压的低电压，该BOOST变换电路在担任非隔离变换单元时，其输出电压即为非隔离变换单元输出的中间电压。
以上即为对本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例的详细描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例，包括：在直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合具有整形变换功能的整流电路，将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压；监测所述直流输出电压，根据所述直流输出电压，控制所述变压器次级侧电路，调整所述直流输出电压，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压的方法包括以下两种：
1、在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将所述次级绕组的正半周期输出端及负半周期输出端输出的电压转换为直流输出电压。
2、在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将所述次级绕组正半周期输出的电压转换为第一直流输出电压，将所述次级绕组负半周期输出的电压转换为第二直流输出电压。
在所述直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合具有整形变换功能的整流电路的方法包括以下两种：
1、在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将具有直接整形变换功能的整流电路耦合在所述次级绕组的正半周期输出端、或负半周期输出端中的任一端，传统整流电路耦合在所述次级绕组的正半周期输出端、或负半周期输出端的另一端。
2、在所述变压器包括复位线圈时，将所述具有直接整形变换功能的整流电路耦合在所述次级绕组的两端。
进一步，可以将输入电压转换为中间电压，输入所述直流转换电源装置的初级侧电路。
当需要输出多路电压时，可以增加绕组，增加的每个绕组都可以耦合一个具有直接整形变换功能的整流电路。
由于不再需要变压器、隔离光耦等隔离器件共同参与对直流输出电压的调整过程，而是由控制单元直接控制具有直接整形变换功能的整流电路来对直流输出电压进行调整，由于变压器不需要参与到调整的过程，避免了在调节时改变变压器的工作状态可能产生的噪音；同时由于隔离光耦等隔离器件不要参与调整的过程，避免了隔离器件造成的时延，提高了对反馈信号的反应速度，整个电路输出电压的动态调节能力也得到了改善，直流转换电源的带宽也不再受到隔离器件的限制，可以做到较宽的带宽，在对输出电压进行实时调节时，电源电压的响应速度相应变快，在负载发生快速变化时，电源电压的恢复速度也相应变快，直流转换电源的动态性能得到了较大的提升。
在本实施例中，耦合在变压器次绕组的具有整形变换功能的整流电路通常由BUCK降压变换整流电路担任，在某些情况下也可以由BOOST升压变换的复合整流电路担任，但是由于BUCK变换电路的纹波较小，也比较容易控制，所以使用比较广泛，在本实施例中将重点以BUCK降压变换整流电路为例进行描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例一，为针对初级侧电路为全桥拓扑结构，变压器的次级绕组带有中间抽头的一种实施例，本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例一如下所述：
在直流电源转换装置的主变压器采用带中间抽头的次级绕组时，可以在该变压器的次级绕组上连接具有直接整形变换功能的整流电路，对该变压器次级绕组正半周期输出电压及负正半周期输出电压进行整流变换，获得一路直流输出电压。
对该直流输出电压进行采样，监测该直流输出电压的变化，采集变化信号，根据该变化信号对该直流输出电压进行调整，输出目标直流电压。
其初级侧电路如果有需要控制的MOS管，则可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例一的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例一所述，在此不再重复描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例二如下所述：
在直流电源转换装置的主变压器采用带中间抽头的次级绕组时，可以在该变压器的次级绕组的正半周期输出端连接一路具有直接整形变换功能的整流电路，对该变压器次级绕组正半周期输出电压进行整流变换，获得第一直流输出电压；在该变压器的次级绕组的负半周期输出端连接一路具有直接整形变换功能的整流电路，对该变压器次级绕组负半周期输出电压进行整流变换，获得第二直流输出电压。
对第一、第二直流输出电压进行采样，监测直流输出电压的变化，采集变化信号，根据变化信号对第一、第二直流输出电压进行调整，输出目标直流电压。
其初级侧电路如果有需要控制的MOS管，则可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例二的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例二所述，在此不再重复描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例三如下所述：
在直流电源转换装置的主变压器采用具有复位线圈的的初级绕组时，可以在该变压器的次级绕组上连接具有直接整形变换功能的整流电路，对该变压器次级绕组正半周期输出电压进行整流变换，获得一路直流输出电压。
对该直流输出电压进行采样，监测该直流输出电压的变化，采集变化信号，根据变化信号对该直流输出电压进行调整，输出目标直流电压。
其初级侧电路如果有需要控制的MOS管，则可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例三的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例三所述，在此不再重复描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例四如下所述：
在直流电源转换装置的主变压器采用带中间抽头的次级绕组时，可以在该变压器的次级绕组的正半周期输出端或负半周期输出端中的一端连接一路具有直接整形变换功能的整流电路，另一端连接普通整流电路，对该变压器次级绕组正半周期输出电压及负半周期输出电压进行整流变换，获得一路直流输出电压。
对该直流输出电压进行采样，监测该直流输出电压的变化，采集变化信号，根据变化信号对该直流输出电压进行调整，输出目标直流电压。
其初级侧电路如果有需要控制的MOS管，则可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例四的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例五所述，在此不再重复描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例五如下所述：
在直流电源转换装置的主变压器采用带中间抽头的次级绕组时，可以在该变压器的次级绕组的正半周期输出端或负半周期输出端中的一端连接一路具有直接整形变换功能的整流电路，另一端连接普通整流电路，对该变压器次级绕组正半周期输出电压进行整流变换，获得第一直流输出电压，对该变压器次级绕组负半周期输出电压进行整流变换，获得第二直流输出电压。
对第一、第二直流输出电压进行采样，监测直流输出电压的变化，采集变化信号，根据变化信号对该直流输出电压进行调整，输出目标直流电压。
其初级侧电路如果有需要控制的MOS管，则可以使用恒定占空比的脉冲信号控制其导通或截止，也可以通过前级控制其导通或截止进行适量调整。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例五的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例六所述，在此不再重复描述。
本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例六如下所述：
直流转换电源在实际使用中，有些时候其输入电压的范围会比较宽，在这些情况下，对直流转换电源装置中器件承受能力的要求会很高，因此在制作时会采用承受能力较高的器件，而通常承受能力高的器件效率会比承受能力低的器件低，因此本发明实施例提供了直流转换电源装置实施例六，将较宽的输入电压预先通过一级非隔离变换，稳压到一个适合的中间电压，然后再输入到直流转换电源装置初级侧电路，直流转换电源装置对该中间电压进行转换，输出目标直流电压，就可以降低本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例对器件承受能力的要求，可以选用承受能力较低的器件，以提升电源的整体效率，并保证电源的高动态特性。
实现本发明实施例提供的改进直流转换电源装置的方法实施例六的电路结构及工作方式如本发明实施例提供的直流转换电源装置实施例七所述，在此不再重复描述。
以上对本发明所提供的一种直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (19)

1.一种直流转换电源装置，其特征在于，所述装置包括：
变压器，所述变压器不参与对直流输出电压的反馈调整过程；
变压器初级侧电路；
变压器次级侧电路，所述次级侧电路包含降压变换整流电路或升压变换整流电路，用于将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压；
控制单元，直接控制具有降压变换整流电路或升压变换整流电路的所述变压器次级侧电路以实现对所述直流输出电压的调整，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
2.如权利要求1所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述降压变换整流电路包括：
第一储能滤波电感、第一储能滤波电容、第一双向可控开关管单元、第三开关管，其中，所述第一双向可控开关管单元连接在所述变压器次级绕组电压输出端与所述第三开关管之间，所述第一储能滤波电感的一端连接到所述第三开关管与所述第一双向可控开关管单元连接的一端，所述第一储能滤波电感的另一端连接所述第一储能滤波电容的一端，所述第一储能滤波电容的另一端连接到所述第三开关管的另一端，所述第三开关管的另一端连接到所述变压器次级绕组的另一端。
3.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为所述变压器次级绕组正半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
连接在所述变压器次级绕组负半周期输出端与所述第三开关管的漏极之间的第二双向可控开关管单元。
4.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为所述变压器次级绕组正半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
第二储能滤波电感、第二储能滤波电容、第三双向可控开关管单元、第四开关管，其中，所述第三双向可控开关管单元连接在所述变压器次级绕组负半周期输出端与所述第四开关管之间，所述第二储能滤波电感的一端连接到所述第四开关管与所述第三双向可控开关管单元连接的一端，所述第二储能滤波电感的另一端连接所述第二储能滤波电容的一端，所述第二储能滤波电容的另一端连接到所述第四开关管的另一端，所述第四开关管的另一端连接到所述变压器次级绕组的中间抽头。
5.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为，所述变压器次级绕组正半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
第五开关管，所述第五开关管的一端连接到所述变压器次级绕组负半周期输出端，另一端连接到所述第三开关管与所述第一双向可控开关管单元连接的一端。
6.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为，所述变压器次级绕组负半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
第六开关管，所述第六开关管的一端连接到所述变压器次级绕组正半周期输出端，另一端连接到所述第三开关管与所述第一双向可控开关管单元连接的一端。
7.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为，所述变压器次级绕组正半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
第三储能滤波电感、第三储能滤波电容、第七开关管、第八开关管，其中，所述第七开关管连接在所述变压器次级绕组负半周期输出端与所述第八开关管之间，所述第三储能滤波电感的一端连接到所述第八开关管与所述第七开关管连接的一端，所述第三储能滤波电感的另一端连接所述第三储能滤波电容的一端，所述第三储能滤波电容的另一端连接到所述第八开关管的另一端，所述第八开关管的另一端连接到所述变压器次级绕组的中间抽头。
8.如权利要求2所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述变压器次级绕组电压输出端为，所述变压器次级绕组负半周期输出端；所述变压器次级绕组的另一端为所述变压器次级绕组的中间抽头；所述降压变换整流电路还包括：
第四储能滤波电感、第四储能滤波电容、第九开关管、第十开关管，其中，所述第九开关管连接在所述变压器次级绕组正半周期输出端与所述第十开关管之间，所述第四储能滤波电感的一端连接到所述第十开关管与所述第九开关管连接的一端，所述第四储能滤波电感的另一端连接所述第四储能滤波电容的一端，所述第四储能滤波电容的另一端连接到所述第十开关管的另一端，所述第十开关管的另一端连接到所述变压器次级绕组的中间抽头。
9.如权利要求2至8中任一项所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述双向可控开关管单元包括：
第一开关管、第二开关管，其中，所述第一开关管的源极连接所述变压器次级绕组电压输出端，所述第一开关管的漏极连接所述第二开关管的漏极。
10.如权利要求9所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管为金属氧化物场效应晶体管、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、可关断晶闸管中的一个。
11.如权利要求2至8中任一项所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管为金属氧化物场效应晶体管、双向可控金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、可关断晶闸管、二极管中的一个。
12.如权利要求2至8中任一项所述的直流转换电源装置，其特征在于，所述装置还包括非隔离变换单元，耦合于所述初级侧电路，用于将输入电压转换为中间电压输入所述初级侧电路。
13.一种改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，所述方法包括：
在直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合降压变换整流电路或升压变换整流电路，将变压器输出的方波电压进行变换，所述变压器不参与对直流输出电压的反馈调整过程，形成直流输出电压；
监测所述直流输出电压，直接控制具有降压变换整流电路或升压变换整流电路的所述变压器次级侧电路以实现对所述直流输出电压的调整，使所述直流输出电压为稳定的目标值。
14.如权利要求13所述的改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，所述将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压包括：
在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将所述次级绕组的正半周期输出端及负半周期输出端输出的电压转换为直流输出电压。
15.如权利要求13所述的改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，所述将变压器输出的方波电压进行变换，形成直流输出电压包括：
在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将所述次级绕组正半周期输出的电压转换为第一直流输出电压，将所述次级绕组负半周期输出的电压转换为第二直流输出电压。
16.如权利要求13所述的改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，在所述直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合降压变换整流电路或升压变换整流电路包括：
在所述变压器的次级绕组包括中间抽头、正半周期输出端、负半周期输出端时，将具有直接降压变换整流电路或升压变换整流电路耦合在所述次级绕组的正半周期输出端、或负半周期输出端中的任一端，传统整流电路耦合在所述次级绕组的正半周期输出端、或负半周期输出端的另一端。
17.如权利要求13所述的直流转换电源装置，其特征在于，在所述直流转换电源装置的变压器次级绕组上耦合降压变换整流电路或升压变换整流电路包括：
在所述变压器包括复位线圈时，将所述具有直接降压变换整流电路或升压变换整流电路耦合在所述次级绕组的两端。
18.如权利要求13至17中任一项所述的改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将输入电压转换为中间电压，输入所述直流转换电源装置的初级侧电路。
19.如权利要求13至17中任一项所述的改进直流转换电源装置的方法，其特征在于，为所述变压器增加次级绕组，在每个次级绕组上连接独立降压变换整流电路或升压变换整流电路。
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