CN1067498C - 不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明是不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法，涉及中大功率高频直流电源的直/直变换器。本发明采用了隔直电容防止变压器直流偏磁，将不对称全桥电路的概念运用在移相式控制方案上，合理运用了绝缘栅双极性晶体管倒置运用的特性，提出限制隔直电容上脉动电压幅值的原则。本发明为整机的高频化、轻量化和小型化创造了条件，可以在通信电源、电力操作电源、直流焊机电源等需要中大功率输出的开关电源系统中大力推广。

Description

不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法

本发明是不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法，涉及高频开关电源里直/直变换器中以全桥相移式控制的软开关PWM(脉宽调制)变换器，尤其是在中、大功率的应用场合。

目前全桥移相控制软开关PWM变换器的研究热点已由单纯地实现ZVS(零电压开关)软开关转向同时实现ZVZCS(零电压零电流开关)软开关。全桥移相控制ZVS方案至少有四点缺陷：

1、全桥电路内有自循环能量，影响变换效率。

2、副边存在占空度丢失，最大占空度利用不充分。

3、在副边整流管换流时，存在谐振电感与整流管的寄生电容的强烈振荡，导致整流管的电压应力较高，吸收电路的损耗较大，且有较大的开关噪音。

4、滞后臂实现零电压软开关的范围受负载和电源电压的影响。

另外，在IGBT(绝缘栅双极性晶体管)已普遍实用化的今天，ZCS(零电流开关)软开关技术更加适用于IGBT等少数载流子器件。

因而，针对全桥移相控制ZVS方案存在的问题，各种全桥ZVZCS软开关的方案应运而生。

目前，正在研究或已产品化的全桥ZVZCS软开关技术主要有以下3种：

1、变压器原边串联饱和电感和适当容量的隔直阻断电容。

2、变压器原边串联适当容量的隔直阻断电容，同时滞后臂的开关管串联二极管。

3、用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位的方法实现ZCS软开关。

除方案3为有限双极性控制方式以外，其它几种方案的控制方式全为相移PWM方式。参见：E.C.Nho and G.H.Cho,“A new zero-voltage zero-current mixedmode switching dc/dc converter with low device stresses”IECON’89,PP.15-20；或K.Chen and T.A.Stuart,“A 1.6kw 110kHz dc/dc converters optimized forIGBT’s”IEEE Trans.PE.Vol.8,No.1,1993,pp18-25或J.A.Sabate,V.Vlatkovic,R.B.Ridley,F.C.Lee,“High-voltage,figh power.zvs,full bridge pwm converteremploying an active snubber”Proceedings ofVPEC,1991,PP125-130；或J.G.Cho,J.A.Sabate,G.C.Hua and F.C.Lee,“zero-voltage and zero-current swiching full-bridge pwm converterfor high power applications”IEEE PESC,1994,pp102-108。

上述几种方案都能解决全桥相移ZVS的固有缺陷，如大幅度地降低电路内部的自循环能量，提高变换效率；减少副边的占空度丢失，提高最大占空度的利用率；软开关实现范围基本不受电源电压和负载变化的影响，实现全负载范围内的高变换效率。为提高电路的开关频率准备了条件，使整机的轻量化，小型化成为可能，可进一步提高整机的功率变换密度，符合电力电子行业的发展方向。

但是经过仔细分析这几种方案，还是有如下不足之处：

1、这三种方案都是在变压器的原边采取措施实现ZVZCS软开关，为了使原边电流复位，它们都付出了使原边损耗加大的代价。饱和电感是有损耗器件，且在开关频率较高时，损耗会加大，对饱和电感磁芯材料的要求也很高，不易产品化。滞后臂的开关管串联二极管会增加功率传输时的损耗，二极管的发热量不小，需要散热器固定。利用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位则是使变压器原边漏感能量消耗在IGBT上，且受IGBT反向雪崩击穿能量的限制，影响IGBT的可靠运用。

2、这三种方案由于在副边都没有采取措施，则为了防止在副边整流管换流时，变压器漏感与整流管寄生电容的强烈振荡和由于二极管反向恢复电流引起的整流管电压应力过高，势必要在整流管上加RC吸收，以降低反向尖峰电压，此时RC吸收电路会带来损耗，且反向尖峰电压的抑制作用达不到最佳效果，同时易引起较大的开关噪音。在选择整流管的耐压定额时，要考虑此反向尖峰电压的影响。

有人提出了如图1所示的全桥相移式零压零流软开关电路，参见J.G.Cho,G.H.Rim and F.C.Lee,“zero voltage and zero current swiching full bridge pwmconverter using secondary active clamp”IEEE PESC,1996,pp657-663。此电路在原理上是能够实现的，但是它忽略了全桥式拓扑的一大技术缺陷，即此电路不考虑全桥电路中主变压器的偏磁问题，然而在实际应用中主变压器是不可能没有偏磁的。此电路没有说明怎样解决偏磁问题，但从电路上看很显然不是采取隔直电容这一最简单有效而且可靠的办法来解决。

本发明的目的旨在提供一个简单有效且实用的技术方案，真正实现全桥相移式零压零流软开关，同时降低损耗，提高变换效率，提高可靠性。

本发明所述的不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法的目的是这样实现的，电路由四个主功率管S1-S4、主变压器TR、由MOSFET(功率场效应管)管SC和电容CC组成的副边有源钳位电路、由滤波电感LO和滤波电容CO组成的直流滤波电路、负载RO组成；其中主功率管S1的集电极与主功率管S2的集电极相连，主功率管S3的发射极与主功率管S4的发射极相连，主功率管S1的发射极与主功率管S3的集电极相连，主功率管S2的发射极与主功率管S4的集电极相连，主功率管S1和主功率管S3组成超前臂，主功率管S2和主功率管S4组成滞后臂，四个主功率管S1-S4组成全桥拓扑方式；主变压器TR的原边连在桥臂的两个中点之间；在主变压器TR副边的回路中，输出经过二极管整流、由MOSFET管SC和电容CC组成的有源钳位电路、以及由电感LO和电容CO组成的直流滤波电路后，最后输出到负载RO。电路还包括一个隔直电容C3，该电容与主变压器TR的原边串联后连在桥臂的两个中点之间。超前臂与滞后臂保持不对称，超前臂中的主功率管S1和主功率管S3分别与一个二极管反向并联，并分别并联电容C1和电容C2。所述四个主功率管S1-S4采用IGBT。应使所述隔直电容C3上的脉动电压幅值低于IGBT倒置运用时发生雪崩击穿的门坎值，使IGBT不发生反向雪崩击穿。为了使隔直电容C3上的脉动电压幅值低于IGBT倒置运用时发生雪崩击穿的门坎值，可以通过以下方法实现：提高隔直电容C3容量，或提高变换器的开关频率，或提高输入电压Ⅵ，或综合运用以上三种方法。

本发明提出了不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法，与现有技术方案相比有如下优点：

1、主变压器原边电路无有损器件，原边损耗降至最低，整个电路也无外加有损吸收器件，大大提高整机的变换效率。

2、由于在变压器副边采取了有源钳位的措施，RC吸收电路可以取消，降低损耗，且二极管反向尖峰电压的抑制效果最佳，在选择整流管的耐压定额时，可以取低一级耐压的二极管，利于进一步提高效率和可靠性，同时由整流管寄生参数引起的振荡也大大减弱。

3、在使原边电流复位的时间上，此方案与前述几种方案相比，时间是最短的，而且此方案基本不存在副边占空度的丢失问题，在最大占空度的利用率上，此方案最佳。

4、在防止全桥主变压器的直流磁偏的问题上，本发明采用最简单可靠的方法，在原边串联隔直电容，同时创造性地充分利用了IGBT倒置运用的特性，提出不对称全桥的概念，成功地阻止了原边电流复位以后，由于隔直电容的加入而使原边电流继续反向流动的趋势，使原边电流回零以后能保持住。同时又保证了IGBT在倒置时，不发生反向雪崩击穿，既不耗能，又不影响IGBT的可靠运行。

本发明所提出的不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法，普遍适用于中大功率的直/直变换器中，是目前实现全桥软开关功率变换的一种实用理想的方案，为整机的高频化、轻量化和小型化创造了条件。可以在诸如通信电源、电力操作电源、直流焊机电源等需要中大功率输出的开关电源系统中大力推广，具有潜在的积极的社会效益和经济效益。

附图说明：

图1是现有的对称全桥相移式软开关电路。

图2是不对称全桥相移式零压零流软开关电路的原理图。

图3是不对称全桥相移式零压零流软开关电路的PSPICE软件仿真波形。

图4是不对称全桥相移式零压零流软开关电路中桥臂中点电压与主变压器原边电流的波形。

图5是不对称全桥相移式零压零流软开关电路中隔直电容C3上的电压与原边电流的波形。

图6是不对称全桥相移式零压零流软开关电路中滞后臂开关管栅极电压Vge与主变压器原边电流ip的波形。

图7是不对称全桥相移式零压零流软开关电路中超前臂开关管栅极电压Vge与开关管集电极电压Vce的波形。

下面结合附图，进一步说明本发明的特点。

本发明所述的不对称全桥相移式零压零流软开关电路电路由四个主功率管S1-S4、主变压器TR、由MOSFET管SC和电容CC组成的副边有源钳位电路、由滤波电感LO和滤波电容CO组成的直流滤波电路、负载RO组成；其中主功率管S1的集电极与主功率管S2的集电极相连，主功率管S3的发射极与主功率管S4的发射极相连，主功率管S1的发射极与主功率管S3的集电极相连，主功率管S2的发射极与主功率管S4的集电极相连，主功率管S1和主功率管S3组成超前臂，主功率管S2和主功率管S4组成滞后臂，四个主功率管S1-S4组成全桥拓扑方式；主变压器TR的原边连在桥臂的两个中点之间；在主变压器TR副边的回路中，输出经过二极管整流、由MOSFET管SC和电容CC组成的有源钳位电路、以及由电感LO和电容CO组成的直流滤波电路后，最后输出到负载RO。电路还包括一个隔直电容C3，该电容与主变压器TR的原边串联后连在桥臂的两个中点之间。超前臂与滞后臂保持不对称，超前臂中的主功率管S1和主功率管S3分别与一个二极管反向并联，并分别并联电容C1和电容C2。所述四个主功率管S1-S4采用IGBT。应使所述隔直电容C3上的脉动电压幅值低于IGBT倒置运用时发生雪崩击穿的门坎值，使IGBT不发生反向雪崩击穿。为了使隔直电容C3上的脉动电压幅值低于IGBT倒置运用时发生雪崩击穿的门坎值，可以通过以下方法实现：提高隔直电容C3容量，或提高变换器的开关频率，或提高输入电压Ⅵ，或综合运用以上三种方法。

全桥电路的一大技术缺陷就是由于器件不可能完全对称和驱动电路的特性也不会完全一致，所以加在变压器原边的电压会存在一直流分量，造成变压器直流偏磁而饱和。为防止变压器直流偏磁而饱和所造成的原边电流突变的影响，通常可采取以下措施：

1、在变压器的原边加隔直电容。

2、控制电路采用峰值电流型的电流内环。

3、检测出变压器原边电压的直流分量，加入直流分量的抑制电路。

对于全桥电路，峰值电流型电流内环的控制方式不太合适，最佳方案应是采用平均电流型的控制方式，抗噪性好，无需斜波补偿。若采用直流分量的抑制电路，则增加控制电路的复杂性，其闭环参数难调整。同时，还有可能影响电压闭环的调节性能。

所以，最简单最可靠的防止变压器直流偏磁的方法是在变压器的原边加隔直电容。因而在本发明所提出的方案中首次将不对称全桥电路的概念运用在移相式控制方案上，首次合理地运用IGBT的倒置特性，成功地防止变压器原边电流的逆向流动，首次提出限制隔直电容上脉动电压幅值的原则，以保证IGBT不发生反向雪崩击穿。其目的都是为了使全桥电路中的滞后桥臂满足ZCS软开关的条件。一般IGBT的倒置运用时发生反向雪崩击穿的门坎值为15～30V，为确保上述原则，可采取的相应措施是：

1、隔直电容容量取得适当的大。

2．提高变换器的开关频率，符合本电路方案的高频化目的。

3．提高输入电压，尤其适合带PFC(功率因数校正)校正级输入或三相交流输入的变换电路。

主电路的原理图如图2所示。Ⅵ为输入电压，L1K为主变压器TR的漏感。从主电路的拓扑形式上，可以看出是不对称的。四只主功率管的基本控制方式是移相控制，超前臂为S1、S3，反并二极管和外接吸收电容，滞后臂为S2、S4，无反并二极管和吸收电容。辅管SC的控制时序是以超前臂S1、S3控制脉冲的上升沿触发一单稳高电平信号，控制辅管的开通时间，因而辅管的开关频率是原边主管的两倍。本电路的目的是实现超前臂S1、S3零电压开关，滞后臂S2、S4零电流开关，降低主管的开关损耗，为提高整机的工作频率，同时实现全负载范围内的高变换效率准备条件。工作过程简述如下。

当S1、S4开通时，原边能量向副边传输。S1关断后，原边电流转向C1、C2，C1充电，C2放电，此时S1上的关断电压是缓慢上升的，属零电压关断，直至下管S3的反并二极管导通。此时开通下管S3，属零点压开通。S3开通脉冲的上升沿同时触发一高电平开通辅管SC，此时，副边钳位电容的电压加在副边上成为激励，原边会感应出较高的电压，此电压的作用是使原边电流迅速复位，为滞后臂S2、S4零电流开关准备条件。原边电流回零以后，辅管SC才关断。辅管一旦关闭，副边相当于短路，原边电压相应也为零，此时隔直电容C3上的电压会反加在滞后臂S4管上，设计时，只要遵循限制隔直电容上脉动电压幅值的原则，合理地运用IGBT的倒置特性，就能成功地防止变压器原边电流的逆向流动，并且保证IGBT不发生反向雪崩击穿。此后，滞后臂S4零电流关断。由于原边漏感的存在，滞后臂S2的开通也为零电流开通。原边电流反向，进入下半个周期的循环，此时副边整流管也正在完成换向，由于钳位电容CC的存在，整流管的反向尖峰电压能够很好地抑制。

本电路方案的副边整流方式不仅适于全波整流，同样也适于全桥整流方式，基本工作原理保持不变。

图3是PSPICE软件仿真波形。其中Vrec是副边的整流电压，Vc₃是隔直电容C3上的电压波形，icc是辅管的电流波形，ip是原边电流波形。从仿真结果可以看到，原边电流很快回零，并一直保持在零值，为滞后臂的零电流开关创造了条件，有效地减小了开关损耗。仿真结果有效地验证了理论分析。

主电路的原理图如图2所示，主要参数如下：电源输入电压Ⅵ取300V，超前臂S1、S3采用IR公司的内置体二极管的IGBT：IRG4PC40UD，电容C1、C2的容量为2nF，滞后臂S2、S4采用IR公司无内置体二极管的IGBT:IRG4PC40U，隔直电容的容量为2.2μF，主变压器的匝比为18∶7，副边钳位电容的容量为7μF，输出电压为53V，输出电流为10A，主管的开关频率为50KHz。

图4给出了桥臂中点电压与主变压器原边电流的波形。

图5给出了隔直电容C3上的电压与原边电流的波形。

图6给出了滞后臂开关管栅极电压Vge与主变压器原边电流ip的波形，可以看出滞后臂是零电流关断。

图7给出了超前臂开关管栅极电压Vge与开关管集电极电压Vce的波形，可以看出超前臂实现零电压开通。

图4-图7是示波器的显示波形。

下表是整机效率测试，可以比较轻载时，ZVS与ZVZCS两种方案的效率数据：

负载	3A	4A	6A
				ZVS方案	74.93％	79.07％	84.05％
ZVZCS方案	80.86％	83.54％	85.6％

可以看出轻载时，整机变换效率有大幅提高，符合全负载范围内保持高的变换效率的要求。

实验结果与理论分析和仿真完全一致，证明了该方案的可行性和实用性。

Claims (6)

1、一种不对称全桥相移式零压零流软开关电路，由四个主功率管(S1-S4)、主变压器(TR)、由MOSFET(功率场效应管)管(SC)和电容(CC)组成的副边有源钳位电路、由滤波电感(LO)和滤波电容(CO)组成的直流滤波电路、负载(RO)组成；其中主功率管(S1)的集电极与主功率管(S2)的集电极相连，主功率管(S3)的发射极与主功率管(S4)的发射极相连，主功率管(S1)的发射极与主功率管(S3)的集电极相连，主功率管(S2)的发射极与主功率管(S4)的集电极相连，主功率管(S1)和主功率管(S3)组成超前臂，主功率管(S2)和主功率管(S4)组成滞后臂；所述超前臂与滞后臂保持不对称，超前臂中的主功率管(S1)和主功率管(S3)分别并联电容(C1)和电容(C2)；所述四个主功率管(S1-S4)采用绝缘栅双极性晶体管IGBT组成全桥拓扑方式；主变压器(TR)的原边连在桥臂的两个中点之间；在主变压器(TR)副边的回路中，输出经过二极管整流、由MOSFET管(SC)和电容(CC)组成的有源钳位电路、以及由电感(LO)和电容(CO)组成的直流滤波电路后，最后输出到负载(RO)，其特征是：

所述超前臂与滞后臂保持不对称，所述超前臂中的主功率管(S1)和主功率管(S3)分别与一个二极管反向并联，所述超前臂与滞后臂保持不对称，所述电路还包括一个与主变压器(TR)的原边串联后连在桥臂的两个中点之间的隔直电容(C3)。

2、一种实现权利要求1所述的不对称全桥相移式零压零流软开关电路的方法，采用四个主功率管(S1-S4)、主变压器(TR)、由MOSFET(功率场效应管)管(SC)和电容(CC)组成的副边有源钳位电路，所述四个主功率管(S1-S4)组成全桥拓扑方式，其特征是：

(1)采用带有反并二极管的绝缘栅双极性晶体管IGBT构成超前臂，采用不带有反并二极管的绝缘栅双极性晶体管IGBT构成滞后臂，以使所述超前臂与滞后臂保持不对称；

(2)在桥臂的两个中点之间，将隔直电容C3与主变压器(TR)的原边串联后，再接到桥臂的两个中点上，并使所述隔直电容(C3)上的脉动电压幅值低于IGBT倒置运用时发生雪崩击穿的门坎值。

3、根据权利要求2所述的实现不对称全桥相移式零压零流软开关电路的方法，其特征是：还包括提高隔直电容(C3)容量的步骤。

4、根据权利要求2或3所述的实现不对称全桥相移式零压零流软开关电路的方法，其特征是：还包括提高变换器的开关频率的步骤。

5、根据权利要求2所述的实现不对称全桥相移式零压零流软开关电路的方法，其特征是：还包括提高输入电压(Ⅵ)的步骤。

6、根据权利要求2所述的实现不对称全桥相移式零压零流软开关电路的方法，其特征是：还包括综合运用提高隔直电容(C3)容量，提高变换器的开关频率，提高输入电压(Ⅵ)这三个步骤。

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