CN100555829C - 开关模式电源变换器及其操作的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种开关模式电源变换器，所述变换器包括：变压器(2)，具有一次绕组(2a)和至少一个二次绕组(2b)；一次侧有源开关器件(S1)，耦合到所述一次绕组，用于选择性地将输入电压施加到所述一次绕组；以及二次侧整流电路，包括输出滤波器(6，12)以及第一和第二有源开关器件(16，14)，其中，所述输出滤波器(6，12)耦合到所述至少一个二次绕组(2b)，所述第一和第二有源开关器件(16，14)耦合在所述至少一个二次绕组(2b)与所述输出滤波器之间。所述开关器件被设置为：每个开关器件可独立于另一个进行操作以阻断在所述至少一个二次绕组与所述输出滤波器之间的在彼此相对方向上的电流。这使得能够更好地调整所述变换器并且避免在现有结构中所遇到的电压尖峰的出现。

Description

开关模式电源变换器及其操作的方法
技术领域
本发明涉及电源变换领域。更具体地讲，本发明涉及一种开关模式电源变换器以及操作这种变换器的方法。
背景技术
开关模式电源变换器广泛地使用在电子工业中，用于将一个DC电平电压变换成用于提供到负载的另一个电压。通常，提供变压器，该变压器将一次侧上的电压源与其二次侧上的负载进行分离。使用一个或更多个电源开关跨越该变压器的一次侧对该输入DC电压进行周期性开/关操作。通过切换电流使其流入该输出电感线圈，能量被存储在该输出电感线圈中，并且调整后的电压被提供到该二次侧上的负载。
二次侧上的两个二极管对二次绕组上的进行开/关操作后的并且分离的电压进行整流，这两个二极管包括一个正激二极管、一个续流二极管，其中，该正激二极管与二次绕组串联连接，用于在二次绕组上存在正电压时将电流传递到负载；该续流二极管与二次绕组并联，用于在二次绕组上没有电压或负电压时将电流传递到负载。
为了改进这种电路的效率，已知采用电源开关来取代这两个整流二极管，该开关例如是由控制装置进行调制的MOSFET器件。
US-A-2004/0136207公开了一种开关模式电源变换器，其中，正激二极管由两个MOSFET器件取代，这两个MOSFET器件的源极连接在一起，它们的栅极也连接在一起，从而这两个器件能够被同步激活，从而在不活动状态下所述每个器件阻断相反方向上的电流。
图1中示出了根据US-A-2004/0136207公开的变换器。该变换器包括变压器2，该变压器2具有一次绕组2a和二次绕组2b。该一次绕组2a的点端耦合到输入电压源Vin，该一次绕组的另一端经由电源开关S1耦合到地面。
更具体地讲，电源开关S1包括MOSFET器件，该MOSFET器件具有漏极端、源极端和栅极端，其中，该漏极端耦合到该一次绕组2a，该源极端耦合到地面，该栅极端耦合到一次侧控制器4。响应于从该正激变换器的二次侧接收的反馈信号或者以取决于该输入电压的方式，该控制器4向该电压开关S1提供周期性的激励信号。输入电压源连接到输入电压端10。
在二次侧上，MOSFET器件Sb、Sr串联耦合在该二次绕组2b与输出电感线圈6之间。该输出电感线圈6耦合到输出端子8，电容器12耦合在所述输出端和地面之间。电感线圈6和电容器12形成了一个滤波器，该滤波器在该输出端8处提供相对地面平稳的DC输出电压Vout。
该续流二极管由MOSFET器件Sf取代，该MOSFET器件Sf的源极端耦合到地面，漏极端耦合到该输出电感线圈6和MOSFET器件Sr的结点。
通过调制用作双向开关的正激MOSFET器件Sb和Sr的接通时间，来调整该正激变换器的输出。
还示出了MOSFET器件Sb、Sr和Sf的各个内部体二极管14、16和18。
如上所示，正激MOSFET器件Sb和Sr的栅极端耦合在一起。二次侧控制器20向共同的栅极输入端提供控制信号。
现在，将对照图2所示的波形来识别图1所示的电路设置的缺点。示出了四个示意性波形，其中，(a)表示电源开关S1的逻辑状态，(b)表示变换器2的二次绕组上的电压(Vsec)，(c)表示开关Sb和Sr的逻辑状态，(d)表示流过输出电感线圈6的电流(IL)。
为了实现S1的零电压开关(特别是当存在高负载电流时)，在Vsec变负以后，在某时间内Sb和Sr可以不接通。这用于确保：在Sb和Sr接通之前S1接通。这个时间由图2中的“t1”表示。在Sb和Sr接通时刻，输出电流从Sf转换到Sb和Sr。由于结点J的电压大约是零电压，所以该转换后的输入电压现在完全施加在该变压器的漏电感线圈(Ls)。现在，按照由该漏电感确定的比率，通过该二次变压器绕组和开关Sb和Sr的电流增加并且通过Sf(或者如果Sf断开，则通过Sf的体二极管)的电流下降。
在该输出电流流过Sf和Sb/Sr的时间内，Vsec的电压等于结点J的电压，该电压大约是零。这个时间称作转换时间。
当最后该输出电流完全流过Sb和Sr时，结点J的电压将上升，直到其等于二次电压(Vsec)。此时在Vsec上产生相对小的尖峰，这是由该变压器的漏电感以及Sf的寄生漏极到源极电容所导致的。
在Vsec变负之前，Sb和Sr必须断开。这会避免经由Sf(或其背向栅(back gate)二极管18)以及Sb和Sr的短路绕组。Sb、Sr的接通与Vsec变负之间的时间由“t2”指示。
由此，当Vsec仍然为正时Sb和Sr被断开，并且此时高电流能够流过Sb和Sr。由于变压器2的漏电感导致电压尖峰。这可以从图2的波形(b)来清楚地看出。应该明白，这个漏电感由该变压器的一次和二次侧之间的耦合的非理想特性所导致的。这种尖峰是非常不期望出现的，并且会最终损坏开关Sb、Sr和/或控制器20。箝位电路可用于避免这个电压尖峰，但是这会导致应该保持为最小值的功耗的增加。
发明内容
本发明提供了一种开关模式电源变换器，所述变换器包括：
变压器，具有一次绕组和至少一个二次绕组；
一次侧有源开关器件，耦合到所述一次绕组，用于选择性地将输入电压施加到所述一次绕组；以及
第一二次侧整流电路，包括第一输出滤波器以及第一和第二有源开关器件，其中，所述第一输出滤波器耦合到所述至少一个二次绕组，所述第一和第二有源开关器件耦合在所述至少一个二次绕组与所述第一输出滤波器之间，所述开关器件被设置为：每个开关器件可操作来在彼此相反的方向上阻断所述至少一个二次线圈与第一输出滤波器之间的电流，并且每个开关器件均可在不同的时间进行开关操作。
这能够更好地调整所述变换器，并且避免了与上述的现有技术设置相关联的电压尖峰。还实现了从所述续流开关器件/二极管到所述第一和第二开关器件的相对平稳整流，或者从所述第一和第二开关器件到所述续流开关器件/二极管的相对平稳整流。具体地讲，所述变换器可以是正激变换器。
所述第一和第二开关器件可以串联耦合在一起，或者可以耦合到所述至少一个二次绕组的各端。
在一个实施方式中，所述第一和第二开关器件中的每个具有控制端，并且所述变换器包括控制装置，所述控制装置耦合到所述控制端并且可操作来向所述控制端提供各个不同的控制信号以接通和断开所述开关器件。优选的是，所述第一和第二开关器件中的每个包括FET，所述FET具有源极、漏极和栅极，其中，所述各个控制端耦合到所述各个栅极，并且集成体二极管与所述源极和漏极进行并联，阳极连接到所述源极，并且阴极连接到所述漏极。
在一个实施例中，所述第一和第二开关器件的漏极可以以它们的双向结构耦合在一起。这些开关器件然后能够容易地包括在单一封装内，其中，各个半导体芯片安装在共同的引线框上。相对于两个独立封装的器件的设置，这实现了成本减小以及所需的空间的减小。此外，如果所述第一和第二开关器件的漏极耦合在一起，则它们可以集成到单一芯片中，这给出了另外的成本减小。或者，所述第一和第二开关器件的源极可以耦合在一起。
在另一个实施例中，所述第一和第二开关器件可以耦合到所述变压器的二次绕组的不同端，从而每个开关能够阻断在所述二次绕组与所述输出滤波器之间的在任意方向上的电流。
在另一个实施例中，所述电源变换器包括第二二次侧整流电路，所述第二二次侧整流电路包括第二输出滤波器和第三有源开关器件，所述第三有源开关器件包括FET，所述FET具有源极、漏极和栅极，漏极耦合到所述第一和第二开关器件的漏极，源极耦合到所述第二输出滤波器。通过这种结构，所述第一整流电路的有源开关器件之一有效地形成所述第二整流电路的双向开关一半，这减少了所需的部件的数目并且由此给出了另外的成本节省。此外，通过所述第一和第二有源器件的漏极耦合在一起的这种结构，所述第一、第二和第三开关器件可以安装在单一封装内的共同的引线框之上，更加优选的是，所述第一、第二和第三开关器件可以被集成到单一芯片中。或者，如果所述第一和第二开关器件的漏极连接到所述二次绕组的各端，则第二和第三开关可以安装在共同的引线框之上或者被集成在单一芯片中。
根据本发明的另一方面，提供了一种操作上述形式的开关模式电源变换器的方法，其中，所述第二开关器件被设置为可操作以阻断电流在从所述至少一个二次绕组到所述输出滤波器的方向上流动，所述方法包括如下步骤：当所述至少一个二次绕组上的电压为负时，所述第二开关器件断开。当所述二次绕组电压变负时，电流从所述第一和第二有源开关器件转换到所述续流开关。随后，由于通过所述开关器件的电流基本等于零，所以所述第二开关器件能够断开而不会产生任何显著的电压尖峰。在所述第二绕组电压为负的同时，所述第二开关器件可以在任何时间断开。
当所述一次侧开关断开时，所述二次绕组上的电压变成零并且在所述变压器的漏电感的另一侧形成大的负电压。通过所述漏电感(并且由此通过所述第一和第二开关)的电流然后将下降，并且由于通过所述线圈的电流将保持恒定，所以通过所述续流开关的体二极管的电流将上升。这个电流的变化率取决于所述漏电感的幅度和所述漏电感上的电压。这是所述续流开关能够接通的时刻。
在通过所述第一开关变成零之前即当所述至少一个二次绕组上的电压基本上低于预定正值或等于零时，所述第一开关应该现在被断开。然后电流开始流过所述第一开关的体二极管。实际上断开所述第一开关的优选时刻是所述二次绕组上的电压变成零的时刻。理论上，为了实现最大效率，所述第一开关可以随后被断开，最迟此时所述第一开关的电流变成零，但其实际上更难实现。所述第二开关保持接通，直到通过所述第一开关的体二极管的电流已经下降到零。当这发生时，所述第一开关的体二极管阻断，所述二次绕组电压变负。此刻或一定的延迟之后，所述第二开关能够在零电流的状态下断开。通过所述漏电感的电流已经变成零，从而不会产生电压尖峰。
此外，本发明提供了一种操作上述形式的开关模式电源变换器的方法，其中，有源箝位电路设置在所述一次侧上，所述有源箝位电路包括电容式器件和第四有源开关器件，所述电容式器件和第四有源开关器件串联耦合在一起并且与所述一次绕组并联，所述方法包括如下步骤：在所述第四有源开关断开以后的预定时间之后，将所述一次侧有源开关器件接通，所述预定时间取决于所述输入电压。通过这种方式，所述一次侧电源开关上的最大电压被最小化，并且在正常操作期间，在所述一次侧电源开关上的电压基本等于零的同时，便于接通所述一次侧电源开关。由所述变压器的磁电感导致的磁化电流对所述一次侧电压开关的寄生电容进行放电，同时所述第二有源开关断开。
应该明白，于此描述的改进的开关模式电源变换器结构适于多种应用。具体地讲，它们的使用有益于使用高电流的诸如个人计算机(“PC”)电源的应用。
附图说明
现在将对照示意性附图作为例子来描述本发明的实施例，其中：
图1示出了已知的开关模式正激变换器的电路图；
图2示出了在图1所示的电路的操作期间产生的示意性波形；
图3示出了根据本发明第一实施例的开关模式正激变换器的电路图；
图4和图5示出了在图3所示的电路的操作期间产生的示意性波形；
图6示出了根据本发明实施例的用于调整开关Sb的开关的结构的电路图；
图7和图8示出了在图6所示的电路设置的操作期间产生的波形；
图9示出了根据本发明的另一实施例的具有两个电压输出的开关模式电源变换器的电路图；
图10示出了根据本发明的另一实施例的也具有两个电压输出的开关模式电源变换器的电路图；
图11示出了对应于第四有源开关器件的断开与一次侧电源开关的接通之间的不同的延迟(死区时间)的一次侧电源开关上的电压对输入电压的图；以及
图12示出了根据本发明实施例的死区时间对输入电压的图。
具体实施方式
在图3所示的本发明的实施例中，设置有MOSFET器件Sb和Sr(分别形成第二和第一有源开关器件，文中已提及)，这与图1中的现有技术设置不同，在图3的实施例中，该MOSFET器件Sb和Sr的漏极连接在一起，而在图1的现有技术中，MOSFET器件Sb和Sr的源极连接在一起。通过使用来自二次侧控制器22的各自的栅极信号，彼此独立地对每个器件进行调制。
Sb控制电流并且被称作“双方向”开关，Sr被称作“整流”开关，Sf被称作“续流”开关。
在图3中，在该二次绕组和Sr之间示出有附加电感线圈Ls，用于表示寄生电感即该变压器2的漏电感。
有源箝位电路设置在一次侧上，该有源箝位电路包括电容器24和与该电容器24串联连接的有源开关器件S2，其中，该电容器24与该有源开关器件S2一起依次与变压器2的一次绕组2a并联。该一次侧有源开关器件S1和S2都从一次侧控制器26接收调制控制信号。提供该有源箝位电路减小了一次侧有源开关器件与二次侧开关Sr和Sb的所需的击穿电压额定值(在占空因数与该输入电压成反比的条件下)，其结果是，可以使用低成本的器件(例如，US-A-4441146公开的电路)。
图4示出了在图3示出的电路的操作期间产生的示例性波形。除了鉴于Sr和Sb的独立控制示出单独的各自控制信号(ci)和(cii)以外，该测量出的信号对应于图2所示的那些信号。
当该二次绕组上的电压Vsec为正时，Sr能够接通。图4的控制信号(ci)中的虚线示出了在这种最早机会中的Sr的接通。在这个阶段，Sb仍然断开，因此易于实现S1的零电压开关。
取决于所需的输出电压，通过该控制器22在一定时间以后将Sb接通。为了实现效率最大化，此时Sr也应该被接通。在图4的实施例中，当结点J变为正时，Sr随后接通。当该二次绕组上的电压随着S1的断开而下降时，Sr断开并且Sb保持接通。当该二次绕组电压为负时，电流从Sr和Sb转换到Sf。随后，Sb能够被断开而不会产生任何显著的电压尖峰。当该二次绕组电压变负时，电流从一个回路转换到另一个回路，并且该第一和第二开关中的电流变成零。
由于该变压器的固有漏电感Ls，在这个转换时间内该二次绕组上的电压是零。这确保Sr的正确断开。
从图4的波形(b)可以看出：在该电压Vsec变负之前的一小段时间内该电压Vsec为零。这个时间还是Sr应该断开的时刻。由于在Vsec为负之前Sr必须断开，所以当Vsec为零时这是合适的断开Sr的时间窗口。这个Vsec为零的短时间段由该漏电感导致。于是，在该二次绕组上的电压为负的同时，能够在任何时间来断开开关Sb。
图5与图4相似，除了示出的附加典型波形以外，即：
(e)表示图3所示的连接Sb、电感线圈6和Sf的结点J的电压；
(f)表示流过开关Sb和Sr的电流；
(g)续流开关Sf的逻辑状态；以及
(h)流过开关Sf的电流。
一对标记为“A”和“B”的箭头标识该转换时间段。
可以看出：当通过二次侧控制器将开关Sb进行接通时，Sf被断开并且其体二极管将开始传输电流。理论上，为了实现最大效率，Sf随后可以断开，最迟到其电流变成零的时刻，但是这很难实现。只要电流流过Sf的体二极管，则结点J的电压实际上保持为零。由于Sb接通，所以该电压Vsec实际上也变成零。在该漏电感线圈Ls的另一侧形成大的正电压。其结果是，电流从Sf转换到Sr和Sb。当结点J的电压变正时，则Sr也接通。或者，Sr可以和Sb同时接通，或者即使当Vsec变正时，Sr也接通。当一次侧开关被断开时，该二次绕组上的电压Vsec变成零并且在该变压器的漏电感的另一侧上形成大的负电压。于是，通过该漏电感(因此通过Sr和Sb)的电流将下降，并且由于通过线圈的电流将基本保持恒定，所以通过Sf的体二极管的电流将上升。(这个电流的变化率取决于漏电感的幅度以及漏电感上的电压。)这是Sf能够接通的时刻。
在通过该Sr的电流变成零之前，Sr应该被断开。该电流然后开始流过其体二极管。实际上用于断开Sr的优选时刻是当Vsec变成零时。理论上，为了实现最大效率，Sr可以随后断开，最迟到其电流变成零的时刻，但是实际上很难实现。Sb保持接通，直到通过S r的体二极管的电流已经下降到零。当这发生时，Sr的体二极管阻断并且Vsec变负。在那个时刻或者一定的延迟以后，Sb能够在零电流的状态下断开。通过该漏电感的电流已经变成零，并且从而将不会存在电压尖峰。
图6示出了根据本发明的实施例的操作以调整开关Sb的二次侧控制器22的部分的实现方式。在示出的实施例中，示出了电流模式控制器。应该明白，可以采用其它类型的调整，诸如电压模式控制或占空因数模式控制。
电阻器30和电容器32串联连接在一起，并且依次与电感线圈6并联。电压一电流转换器(“V/I转换器”)34的输入跨接在电容器32之上。该V/I转换器34的负输入端连接到另一V/I转换器36的负输入端，该V/I转换器36具有基准电压VREF，该基准电压VREF被施加到该V/I转换器36的正输入端。变换器36的输出端连接到结点38，对该结点38还施加了斜坡波形46。这两个电流在结点38进行叠加。结点38依次连接到比较器44的正输入端，同时变换器34的输出端连接到该比较器44的负输入端。电阻器40和42将来自结点38和变换器34的电流变换成电压。
电压比较器44的输出端连接到复位支配锁存器48的“s”输入端。该复位支配锁存器48的“r”输入端相对于其“s”输入是支配性的。信号“Reset Sb”(当Vsec是负时其逻辑为“1”，并且当Vsec是正时其逻辑为“0”)施加到锁存器48的“r”输入。该锁存器48的输出“q”经由电平变换器Ls和输出缓冲器50连接到开关Sb的栅极。
现在，将描述图6所示的电路的操作。图7示出了这些电路的操作期间产生的示例性波形。波形(1)是二次绕组2b上的电压Vsec；波形(2)是信号“Reset Sb”的逻辑状态；波形(3)是开关Sb的逻辑状态。
包括跨接在该输出电感线圈6上的电阻器30和电容器32的RC网络测量输出电流IL。如下选择电阻器30和电容器32的值：
RC = L R L
其中，L是电感线圈6的电感，RL是其串联电阻(图中未示出)。在这种情况下，该电容器32上的电压等于该电感线圈的串联电阻上的电压，从而该测量出的电压代表该输出电流。
电容器32上的电压通过V/I 34变换成电流，由此，变换器34的输出电流由输出电流IL表示，并且由此在图6中表示为≈IL。变换器34的负输入端的电压和基准电压VREF之间的差通过变换器36变换成电流。为了当占空因数小于50％时避免不稳定性，斜坡波形46加到变换器34的输出端，从而产生电流IREF。
当信号≈IL下降到低于IREF时，该输出电流低于用于实现所需的输出电压所需的输出电流，从而比较器34和锁存器48在这些环境下在Reset Sb＝0的条件下合作以接通Sb。
响应于该Reset Sb信号Sb被接通，其中，当Vsec变负时，该Reset Sb信号变得活跃。
图8示出了与图7所示的波形(1)到(3)对应的另外波形。此外，输出端子8的电压VOUT示出为波形(4)。该附图示出了图6所示实施例对该电路的输出8处的瞬态波形的响应。在示出的例子中，该输出电压临时下降，其中，该输出电压临时下降可以例如由该输出电流的增加所导致。
当该输出电压下降时，IREF增加。这导致Sb的接通时间的增加。只要该输出电压处于所需的电平时，Sb的占空因数被再次稳定不管瞬态输出电压，该变压器上的二次绕组的电压Vsec为正的时间保持不变，这由此意味着在该二次侧实现了负载调整。该调整确定Sb接通的时刻。由于负载瞬态仅仅影响二次侧开关的占空因数，所以一次侧开关S1的占空因数未改变。通过这种方法，与例如为“Large SignalTransient Analysis of Forward Converter with Active-Clamp Reset”，IEEE Transactions on Power Electronics，Vol.17，No.1，January 2002中所述的现有电路结构相比较，S1上的电压被保持为最小值。
为了修改图1所示的现有电路以加入第二输出电源，有必要在该附加电路中提供以与Sb和Sr相同的方式设置的另外两个开关。相反，在开关Sr和Sb的漏极连接在一起的图3所示的本发明的实施例的修改中，可以使用比另外需求更少的开关来提供附加电路。图9示出了提供两个电压输出的根据本发明的电路的实施例。
图9中的第一电路的开关Sr和Sb表示为Sr1和Sb1。该第二电路包括双向开关Sb2。取代在该第二电路中包括另外的整流开关Sr2，在两个方向上提供电流阻断，Sb2的漏极连接到第一电路中的Sr1和Sb1的漏极。通过这种方法，在该第一和第二电路之间共享该单一整流开关Sr1。应该明白，对另外开关的需求的消除会导致成本节省。
此外，由于开关Sr1、Sb1和Sb2的漏极都连接在一起，所以这些开关能够被安装在单一封装内的公共引线框上(由围栏40示意性指示)，或者甚至能够集成在单一芯片中，这给出了另外的成本减小。这还意味着，较少封装需要被安装在该最终器件中的散热片上，这显著地减小了所需的空间量。
图10示出了具有两个电压输出的根据本发明的电路的其它实施例。图10的电路与图9的电路具有相似部件，这些相同部件由相同的参考标号表示。
如图10所示，该第一和第二有源开关Sr1和Sb1的漏极连接在该变压器的二次绕组的不同端上，该双向开关Sb1为“高边”，从而该一对开关Sr1和Sb1能够在该变压器和该输出滤波器之间的任一方向上阻断电流(即，双向电流阻断)。
技术人员应该明白，可以使用连接有源开关Sr1、Sb1的替代器件来取代图3的实施例中的开关Sr、Sb的器件，以形成根据本发明的具有单一输出电压的电路。在此装置中，根据期望的实施方式，该开关Sr、Sb的源极或漏极可以连接到二次绕组的不同端。
此外，图10的实施例具有用于提供第二输出电压的第二整流电路，该第二整流电路包括第三有源(电流控制)开关Sb2、续流开关Sf2以及由电感线圈和电容器形成的第二输出滤波器。该第三有源开关Sb2的漏极耦合到开关器件Sb1的漏极，该第二和第三开关Sb1和Sb2耦合在该变压器的高边之上。由于在该第一和第二整流电路之间共享该开关Sr1以提供双向电流阻断，所以这种设置避免了对该第二电路中的另外有源开关的需求。
为了将图3所示的电路的操作期间的一次侧开关S1的开关损失最小化，当S1上的电压为零时，S1被接通。一旦已经通过磁化电流对开关S1的寄生电容进行放电，则这是可行的。在开关S2已经断开以后，在接通开关S1之前，该系统必须等待某“死区时间”。这个死区时间的缺点在于：对该变换器进行复位所需的时间被该死区时间的长度减少了。如果用于对该变换器进行复位所花费的时间与这个死区时间相比较而言相对较长，则该复位电压的增加是最小的。然而，在低输入电压下，该复位时间是短的，并且这个时间的任何减小会导致该复位电压的显著增加。这会导致S1上的最大电压增加，由于上面给出的原因这不是期望的。
图11示出了对应于不同死区时间(Td)的S1上的电压对输入电压的图。为零的死区时间产生了由点线表示的图，同时有限死区时间导致由虚线标记的图。可以看出，在后者情况下，在低输入电压下，S1上的电压显著增加。
根据本发明的实施例，如图12所示，在给出的输入电压(例如，250V)之下该死区时间线性减少。在这个电压阈值之上，该死区时间维持恒定水平。以这种方式下降到零的死区时间的变化导致开关S1上的电压随着图11中实线所示的输入电压而变化。可以看出，相对虚线，在低输入电压时S1上的电压显著减小。
实际上，优选的是，可以不通过降低输入电压使该死区时间下降到零，但是，例如，可以将该死区时间下降到一定值，从而使得Vin＝150V时的Vreset+Vin(一次主开关上的电压)的电压等于Vin＝400V时的Vreset+Vin。通过这种方式，该一次主开关上的电压被最小化，但是该死区时间仍然保持到最大值(Vinminimun＝150V，Vinmaximum＝400V)。尽管在达到某寿命需求的有限时间期间内允许低于该击穿电压的较高漏极电压，但是这也是真实的。
上述电源变换器的结构的典型应用用在个人计算机(“PC”)的电源中。例如，在申请人的共同待决欧洲专利申请NO.03104073.6中描述了这种电源。对能够传递更多电能但是却具有较大效率和较低成本的PC的电源的需求增加。实施本发明的电源可以被配置来解决这些问题。
通过阅读本公开，本领域技术人员应该明白其它变型和修改。这些变型和修改可以涉及本领域中已知的并且可以被利用以替代或增加文中描述的特征的等价物和其它特征。
尽管在本申请中已经将权利要求阐述为特征的特定组合，但是应该明白，本发明的范围还包括任何新颖特征或者明确地或暗含地或概括性地于此公开的特征的新颖组合，而无论它是否涉及与在任何权利要求中所述的发明相同的发明，无论它是否解决与本发明所解决的技术问题相同的任何或所有技术问题。
在各个实施例的文本中所述的特征还可以组合在单一实施例中。相反，为简洁描述于单一实施例的文本中的各个特征还可以单独提供或以任何适合的子组合方式进行提供。因此，申请人给出通知：在本申请或从本申请衍生出的任何另外申请的审查期间，新的权利要求可以阐述为这些特征和/或这些特征的组合。

Claims (22)

1.一种开关模式电源变换器，所述变换器包括：
变压器(2)，具有一次绕组(2a)和至少一个二次绕组(2b)；
一次侧有源开关器件(S1)，耦合到所述一次绕组，用于选择性地将输入电压施加到所述一次绕组；以及
第一二次侧整流电路，包括第一输出滤波器(6，12)以及第一和第二有源开关器件(16，14)，其中，所述第一输出滤波器(6，12)耦合到所述至少一个二次绕组(2b)，所述第一和第二有源开关器件(16，14)耦合在所述至少一个二次绕组(2b)与所述第一输出滤波器之间，这两个开关器件被设置为：每个开关器件均可操作来在彼此相反的方向上阻断所述至少一个二次绕组与第一输出滤波器之间的电流，并且每个开关器件均可在不同的时间进行开关操作。
2.如权利要求1所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)中的每个均具有控制端，并且所述变换器包括控制装置(22)，所述控制装置(22)耦合到所述控制端并且可操作以向所述控制端提供各自不同的控制信号以断开和闭合所述开关器件。
3.如权利要求1或2所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)中的每个均包括具有源极、漏极和栅极的FET，所述各个控制端耦合到所述各个栅极。
4.如权利要求3所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)的漏极分别连接到所述二次绕组(2b)的第一和第二端。
5.如权利要求4所述的电源变换器，所述电源变换器包括第二二次侧整流电路，所述第二二次侧整流电路包括：
第二输出滤波器；以及第三有源开关器件(Sb2)，所述第三有源开关器件(Sb2)包括FET，所述FET具有源极、漏极和栅极，其中，所述漏极耦合到所述第二开关器件(14)的漏极，所述源极耦合到所述第二输出滤波器。
6.如权利要求5所述的电源变换器，其中，所述第二和第三开关器件(14，Sb2)安装在共同的引线框之上。
7.如权利要求5或6所述的电源变换器，其中，所述第二和第三开关器件(14，Sb2)被集成到单一芯片中。
8.如权利要求3所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)的漏极耦合在一起。
9.如权利要求8所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)安装在共同的引线框之上。
10.如权利要求8或9所述的电源变换器，其中，所述第一和第二开关器件(16，14)被集成到单一芯片中。
11.如权利要求8或9所述的电源变换器，所述电源变换器包括第二二次侧整流电路，所述第二二次侧整流电路包括：
第二输出滤波器；以及第三有源开关器件(Sb2)，所述第三有源开关器件(Sb2)包括FET，所述FET具有源极、漏极和栅极，其中，所述漏极耦合到所述第一和第二开关器件(16，14)的漏极，所述源极耦合到所述第二输出滤波器。
12.如权利要求10所述的电源变换器，所述电源变换器包括第二二次侧整流电路，所述第二二次侧整流电路包括：
第二输出滤波器；以及第三有源开关器件(Sb2)，所述第三有源开关器件(Sb2)包括FET，所述FET具有源极、漏极和栅极，其中，所述漏极耦合到所述第一和第二开关器件(16，14)的漏极，所述源极耦合到所述第二输出滤波器。
13.如权利要求11所述的电源变换器，其中，所述第一、第二和第三开关器件(16，14，Sb2)中的至少两个安装在共同的引线框之上。
14.如权利要求12所述的电源变换器，其中，所述第一、第二和第三开关器件(16，14，Sb2)中的至少两个安装在共同的引线框之上。
15.如权利要求11所述的电源变换器，其中，所述第一、第二和第三开关器件(16，14，Sb2)中的至少两个被集成到单一芯片中。
16.如权利要求12至14之一所述的电源变换器，其中，所述第一、第二和第三开关器件(16，14，Sb2)中的至少两个被集成到单一芯片中。
17.一种包括任一上述权利要求所述的电源变换器的PC电源。
18.一种操作如权利要求1到16中的任何一个所述的开关模式电源变换器的方法，其中，所述第二开关器件(14)被设置为可操作以阻断电流在从所述至少一个二次绕组(2b)到所述输出滤波器(6，12)的方向上流动，所述方法包括如下步骤：当所述至少一个二次绕组(2b)上的电压为负时，所述开关器件(14)断开。
19.如权利要求18所述的方法，其中，所述第一开关器件(16)被设置为可操作以阻断电流在从所述输出滤波器(6，12)到所述至少一个二次绕组(2b)的方向上流动，所述方法包括如下步骤：当所述至少一个二次绕组上的电压低于预定正值或者等于零时，所述第一开关器件断开。
20.一种操作如权利要求1到16中的任何一个所述的开关模式电源变换器的方法，其中，所述第一开关器件(16)被设置为可操作以阻断电流在从所述输出滤波器(6，12)到所述至少一个二次绕组(2b)的方向上流动，所述方法包括如下步骤：当所述至少一个二次绕组上的电压基本上低于预定正值或者基本等于零时，所述第一开关器件断开。
21.如权利要求18至20之一所述的方法，其中，有源箝位电路(24，S2)设置在所述一次侧上，所述有源箝位电路(24，S2)包括电容式装置(24)和第四有源开关器件(S2)，所述电容式器件(24)和第四有源开关器件(S2)串联耦合在一起，并且与所述一次绕组(2a)并联，所述方法包括如下步骤：在所述第四有源开关(S2)断开以后的预定时间之后，将所述一次侧有源开关器件(S1)接通，所述预定时间取决于所述输入电压。
22.一种操作如权利要求1到16中的任何一个所述的开关模式电源变换器的方法，其中，有源箝位电路(24，S2)设置在所述一次侧上，所述有源箝位电路(24，S2)包括电容式装置(24)和第四有源开关器件(S2)，所述电容式器件(24)和第四有源开关器件(S2)串联耦合在一起，并且与所述一次绕组(2a)并联，所述方法包括如下步骤：在所述第四有源开关(S2)断开以后的预定时间之后，将所述一次侧有源开关器件(S1)接通，所述预定时间取决于所述输入电压。
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