CN103222178A - 逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种逆变器，其具备：并联连接由第1开关单元及第2开关单元串联连接而成的臂而形成的电路；和栅极驱动电路，其根据采用了同步整流方式的脉冲宽度调制，控制第1开关单元及第2开关单元的开关动作，第1开关单元及第2开关单元的各开关单元具有：导通时在正向及反向的双向上导通而截止时在正向上不导通的沟道区域；和仅在反向上导通的单极型的二极管区域，栅极驱动电路使从栅极驱动电路输出用于第1开关单元的开关动作的信号的定时、与从栅极驱动电路输出用于第2开关单元的开关动作的信号的定时相一致。

Description

逆变器
技术领域
本发明涉及在采用同步整流方式的逆变器(inverter)中简化栅极驱动电路的结构的技术。
背景技术
已知一种逆变器，其采用所谓的同步整流方式，使作为整流元件的低侧开关单元与高侧开关单元同步地进行动作以进行整流动作(例如，专利文献1)。在采用了同步整流方式的逆变器中，以低于回流二极管的启动电压的电压使低侧开关单元进行动作，由此其优点在于可实现电力变换效率的提高。
图26表示包括采用了同步整流方式的逆变器的负载驱动系统的整体结构。
负载驱动系统900具备直流电源DC、平滑电容器904、逆变器901、以及作为负载的三相交流电动机903。
逆变器901包括：由U相臂904u、V相臂904v、W相臂904w并联连接而成的三相桥式电路；和控制构成各臂的开关单元的开关动作的栅极驱动电路GD91、GD92。
各相臂904u、904v、904w的结构相同，因此在此仅提取W相臂904w进行说明。W相臂904w包括串联连接的高侧开关单元(high-side switch)H9和低侧开关单元(low-side switch)L9。开关单元H9、L9为了实现同步整流，由以金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor FieldEffect Transistor，以下记载为MOSFET)为代表的具有在导通时在正向和反向的双向导通的沟道区域的功率半导体元件构成。
开关单元H9、L9的栅极端子分别与栅极驱动电路GD91、GD92连接，从栅极驱动电路GD91、GD92输出的栅极驱动信号SgH9、SgL9被输出至开关单元H9、L9的栅极端子，以控制开关单元H9、L9的动作。
在高侧开关单元H9的的漏极-源极之间，按照与高侧开关单元H9的输入输出方向逆并联的方式设有回流二极管DH9，同样，在低侧开关单元L9中也设有回流二极管DL9。使用回流二极管DH9、DL9的目的在于，在开关单元H9、L9这两者都截止的情况下确保使电流回流的路径。在专利文献1中公开了如下的技术，将构成开关单元的MOSFET自身结构上所具备的、仅在反向导通的双极型的二极管区域用作回流二极管DL9。根据该结构，不需要在MOSFET之外另行设置二极管，达到了能够实现开关单元小型化的效果。此外，MOSFET自身结构上所具备的二极管区域也被称为体二极管或寄生二极管。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-61403号公报
专利文献2：日本特开2002-299625号公报
专利文献3：日本特开2008-17237号公报
非专利文献
非专利文献1：H.Lendenmann et al.，Materials Science Forum 389-393，1259(2002)
非专利文献2：J.P.Bergman，et al.，Materials Science Forum 353-356，299(2001)
发明内容
【发明要解决的技术问题】
图27是表示负载驱动系统900所具备的逆变器901动作时的时序图的图，仅表示了构成图26中的W相臂904w的开关单元H9、L9的动作。
图27(a)表示W相臂904w的输出电流波形，图27(b)表示由图27(a)中的圆包围的部分的放大图。在采用了同步整流方式的情况下，在图27(a)所示的正的半周期(由圆包围的部分包含在该期间内)中，高侧开关单元H9起到高侧开关单元的作用，低侧开关单元L9起到低侧开关单元的作用。而在负的半周期中，低侧开关单元L9起到高侧开关单元的作用，高侧开关单元H9起到低侧开关单元的作用。以下，在本说明书中，在没有特殊说明的情况下说明正的半周期。
图27(c)表示栅极驱动信号SgH9的电压波形，图27(d)表示栅极驱动信号SgL9的电压波形。在栅极驱动信号SgH9、SgL9的高电平期间内，对应的开关单元导通，在低电平期间内截止。
以往，为了防止因开关单元H9、L9这两者都导通而引起的短路电流流过，如图27(c)、(d)所示那样，在栅极驱动信号SgH9、SgL9中设置空载时间DT1、DT2。因此，栅极驱动电路GD必需具备用于接收从外部输入的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)信号(以下，记为PWM信号)并基于这些信号生成设有空载时间DT1、DT2的栅极驱动信号SgH9、SgL9的结构。其结果，产生了栅极驱动电路结构复杂化的问题。
本发明是鉴于上述问题进行的，其目的在于提供一种防止在高侧开关单元和低侧开关单元之间流过短路电流，同时能够简化栅极驱动电路结构的逆变器。
【用于解决问题的技术方案】
为了实现上述目的，本说明书中公开的一种逆变器具备：并联连接N(N为2以上的整数)个臂而形成的电路，该臂由具备用于控制开关动作的栅极的第1开关单元及第2开关单元串联连接而成；和N个栅极驱动电路，分别设置于每个所述臂中，根据采用了同步整流方式的脉冲宽度调制，控制所述第1开关单元及第2开关单元的从截止到导通的开关动作、以及从导通到截止的开关动作，所述第1开关单元及第2开关单元的各开关单元具有：在导通时在正向及反向的双向上导通、在截止时在正向上不导通的沟道区域；和仅在所述反向上导通的单极型的二极管区域，所述栅极驱动电路，使从所述栅极驱动电路输出用于所述第1开关单元变为所述导通的开关动作的信号的定时、与从所述栅极驱动电路输出用于所述第2开关单元变为所述截止的开关动作的信号的定时相一致，并且使从所述栅极驱动电路输出用于所述第1开关单元变为所述截止的开关动作的信号的定时、与从所述栅极驱动电路输出用于所述第2开关单元变为所述导通的开关动作的信号的定时相一致。
【发明效果】
根据本说明书公开的逆变器的结构，由于开关单元具有在正向及反向的双向进行导通的沟道区域，因此通过使用这些开关单元能够实现同步整流方式。
另一方面，由于开关单元还具备仅在反向导通的二极管区域，因此能够使开关单元起到回流二极管的作用。并且，由于单极型的二极管区域与双极型的二极管区域相比，其开关速度块且正向的电压降也低，因此能够降低开关损耗。此外，如上述那样，一般已知被串联连接的开关单元这两者处于导通而会流过短路电流。但是，本申请发明人通过认真研讨之后发现，只要该双方开关单元处于导通的期间在规定期间内，则不会流过短路电流。产生不会流过该短路电流的“规定期间”的原因在于，直流电源与逆变器之间的布线具有寄生电感等。
因此，本说明书公开的逆变器所具备的栅极驱动电路按照在第1开关单元与第2开关单元之间，使从栅极驱动电路输出用于开关动作的信号的定时相一致的方式来进行控制。其结果，能够实现不需要用于生成设置了空载时间的栅极驱动信号的结构的栅极驱动电路。
在此，所谓“使从栅极驱动电路输出用于开关动作的信号的定时相一致”，是指在栅极驱动电路作为针对各开关单元的指令而输出的信号波形上，第1开关单元进行开关动作的定时、与第2开关单元进行开关动作的定时相一致。但是，即便在针对上述开关单元的指令的信号波形上第1及第2开关单元进行开关动作的定时相一致，实际上也存在第1及第2开关单元所进行的开关动作的定时不一致的情况。这是因为从栅极驱动电路输出至各开关单元的上述指令传送的延迟中存在偏差、各开关单元自身的阈值存在偏差等各种原因而产生的。在此，实际上不仅包含使第1开关单元和第2开关单元进行的开关动作的定时相一致的情况，还包含实际上尽管第1开关单元和第2开关单元进行的开关动作的定时错开，但是按照双方开关单元处于导通的期间包含在上述“规定期间”内的方式错开的情况。
再有，即便构成为在栅极驱动信号中没有设置空载时间，在实际的开关单元的驱动中，由于上述的原因，也会存在第1及第2开关单元双方都处于截止的期间。假设在使用了双极型二极管时产生了双方开关单元处于截止的期间的情况下，会流过因所谓少数载流子蓄积效应引起的恢复电流。在流过该恢复电流的期间内，双方的开关单元处于导通，即，流过恢复电流的期间相当于双方开关单元处于导通的期间。因此，在流过恢复电流的期间超过了上述“规定期间”的情况下，意味着双方开关单元处于导通的期间超过了“规定期间”，会在开关单元间流过短路电流。
但是，由于在本发明中将二极管区域设成了单极型，因此即便产生双方开关单元处于截止的期间，也几乎不会出现流过因少数载流子蓄积效应而引起的恢复电流的期间。因此，能够防止因流过恢复电流的期间超过“规定期间”而流过短路电流。
如以上所说明的那样，能够提供一种防止在高侧开关单元与低侧开关单元间流过短路电流、同时能够简化栅极驱动电路的结构的逆变器。
附图说明
图1是表示具备第1实施方式所涉及的逆变器101的负载驱动系统100的整体结构的图。
图2是表示第1实施方式所涉及的栅极驱动电路GD1的电路结构的示意图。
图3是示意地表示第1实施方式所涉及的逆变器101所具备的开关单元H1、L1的结构的剖视图。
图4是表示第1实施方式所涉及的逆变器101动作时的时序图。
图5是将栅极驱动信号SgH1、SgL1的电压波形和开关单元H1、L1的状态对应起来进行表示的时序图。
图6是示意地表示比较例(专利文献1)所涉及的开关单元的结构的剖视图。
图7表示比较例所涉及的存在高侧开关单元、低侧开关单元这两者处于截止的期间时的时序图。
图8表示第1实施方式所涉及的存在开关单元H1、L1这两者处于截止的期间时的时序图。
图9是表示具备第2实施方式所涉及的逆变器201的负载驱动系统200的整体结构的图。
图10是示意地表示第2实施方式所涉及的逆变器201具备的开关单元H2、L2的结构的剖视图。
图11是用于说明第2实施方式所涉及的逆变器201所具备的开关单元H2、L2的动作的示意剖视图。
图12是用于说明第2实施方式所涉及的半导体元件2000的正向、反向特性的图。
图13(a)是表示第2实施方式所涉及的半导体元件2000的室温下的I-V特性的图，(b)是表示作为比较例的采用了Si半导体的MOSFET的室温下的I-V特性的图。
图14是表示第2实施方式所涉及的半导体元件2000的制造方法的一例的图。
图15是表示第2实施方式所涉及的半导体元件2000的制造方法的一例的图。
图16是表示第2实施方式所涉及的半导体元件2000的制造方法的一例的图。
图17是表示第2实施方式所涉及的半导体元件2000的制造方法的一例的图。
图18是示意地表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的结构的剖视图。
图19是表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的制造方法的一例的图。
图20是表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的制造方法的一例的图。
图21是表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的制造方法的一例的图。
图22是表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的制造方法的一例的图。
图23(a)是表示第3实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构的图，(b)是表示进行开关动作时的开关单元的端子间电压波动的图。
图24(a)是表示进行开关动作时的高侧开关单元的端子间电压波动的图，(b)是表示进行开关动作时的低侧开关单元的端子间电压波动的图。
图25是表示第4实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构的图。
图26是表示具备采用了同步整流方式的逆变器的负载驱动系统的整体结构的图。
图27表示负载驱动系统900所具备的逆变器901动作时的时序图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
第1实施方式
(整体结构)
图1表示具备第1实施方式所涉及的逆变器的负载驱动系统100的整体结构图。在本实施方式中，说明以三相交流电动机为负载的结构。
负载驱动系统100具备直流电源DC、逆变器101、平滑电容器102、三相交流电动机103、控制器105。
直流电源DC例如是对电源系统进行整流而得到的直流电源、或者是电池类型(代表的有镍氢或锂离子等二次电池)的直流电源。
逆变器101将从直流电源DC供给的直流电力转换为相位分别偏移了120°(2π/3弧度)的U相、V相、W相的三相交流电力，并向三相交流电动机103供给该三相交流电力。逆变器101包括将U相臂104u、V相臂104v、W相臂104w并联连接而成的三相桥式电路和栅极驱动电路GD1。
各相臂104u、104v、104w的结构相同，因此在此仅说明W相臂104w。W相臂104w由串联连接的高侧开关单元H1和低侧开关单元L1构成。开关单元H1、L1为了实现同步整流，由具有在导通时在正向和反向的双向导通的沟道区域的功率半导体元件构成。开关单元H1、L1具备仅在反向导通的单极型二极管区域，该二极管区域起到回流二极管DH1、DL1的作用。由于本实施方式中的二极管区域是单极型，因此与双极型二极管区域相比，其正向的开关速度快，而且正向的电压降较低。因此，与以往相比，通过使开关速度高速化、或者降低二极管区域的导通损耗，从而能够提高电力变换效率。此外，在如逆变器这样处理高频的装置中，电力转换效率的状况是尤其重要的要素。此外，正向的电压降较低不仅可提高电力变换效率，而且对于抑制作为回流二极管工作时的发热也是有贡献的。
此外，臂104u、104v、104w的结构与图26中的904u、904v、904w相同，因此省略说明。
栅极驱动电路GD1控制开关单元H1、L1的开关动作，使得基于脉冲宽度调制进行使用被施加了反偏置的开关单元的同步整流。图2表示栅极驱动电路GD1的电路结构的示意图。栅极驱动电路GD1基于所输入的PWM信号Pw，生成针对高侧开关单元H1的栅极端子的指令信号、即栅极驱动信号SgH1。另一方面，针对低侧开关单元L1，通过使PWM信号Pw的波形翻转来生成栅极驱动信号SgL1。也就是说，栅极驱动电路GD1基于一个输入信号(在此为PWM信号Pw)生成栅极驱动信号SgH1、SgL1这2个驱动信号。并且，这些栅极驱动信号SgH1、SgL1被输出至开关单元H1、L1的栅极端子，由此控制各开关单元动作的定时。
另外，虽然没有在图1中特别标注标号，但U相、V相的栅极驱动电路对U相、V相进行与W相相同的动作。
平滑电容器102是为了抑制负载驱动系统100内的电压波动而设置的。
三相交流电动机103由接受三相交流供电的供给的三相绕组构成。
控制器105生成输出至栅极驱动电路的指令信号。以W相为例具体说明的话，控制器105比较载波信号与正弦波形的控制指令信号，将其比较结果也就是PWM信号Pw作为指令信号而输出至栅极驱动电路GD1。由于使用这样生成的PWM信号Pw，因此不是零电流开关的情况下，即在开关单元中流过的电流不是0[A]而是有限电流值的情况下，进行开关元件的导通/截止(ON/OFF)。此外，从逆变器101输出的交流电流的频率与载波信号的频率不同。在此，零电流开关是指，在开关单元中流动的电流成为0[A]之后进行开关单元的导通/截止的开关方式。对U相及V相的栅极驱动电路分别输出Pu及Pv。
(开关单元的结构)
图3是示意地表示本实施方式的逆变器101所具备的开关单元H1、L1的结构的剖面图。
如图3所示，半导体元件1000具有在n+基板110的表面侧层叠n-漂移层111的结构。n+基板110使用以SiC等为代表的宽带隙半导体基板。
在n-漂移层111上形成p型体区域117，在p型体区域117的区域内形成n+源极区域115。
在p型体区域117及n+源极区域115上形成源电极113。在n-漂移层111、p型体区域117、n+源极区域115上，隔着栅极绝缘膜116形成栅电极112，该栅极绝缘膜116由SiO2等氧化硅膜、硅氧氮化膜、氧化铝(Al2O3等)、HfO等的铪氧化物、Ti、Zr、Nb、Ta等过渡金属氧化物等构成。此外，在n-漂移层111的表面侧，设置由Ni、Ti、Mo等金属构成的肖特基电极119。另一方面，在n+基板110的背面侧形成有漏电极114。另外，在图3的n型区域中所表示的n的上标、即+及-表示n型杂质浓度的浓淡，按n-＜n＜n+的顺序表示n型杂质浓度变高。
如以上说明那样，在半导体元件1000中，由n+基板110、n-漂移层111、p型体区域117、n+源极区域115、源电极113、栅极绝缘膜116、栅电极112、漏电极114形成金属-绝缘体-半导体场效应晶体管(MISFET)结构，将具有该MISFET结构的区域称为MISFET区域142。
该MISFET区域142如文字描述那样是起到MISFET功能的区域。以下，将以源电极113的电位为基准的漏电极114的电位定义为Vds[V]，将MISFET的阈值定义为Vth[V]，将以源电极113的电位为基准的栅电极112的电位定义为Vgs[V]，并继续进行说明。
在Vds≥0的状态(正偏置的状态)下，在Vgs≥Vth时(MISFET导通时)，因p型体区域117与栅极绝缘膜116之间的界面导通，由此经由JFET(Junction Field effect transistor)区域121，电流从漏电极114流向源电极113。以下，在本实施方式中，将MISFET导通时导通的、相当于p型体区域117与栅极绝缘膜116之间的界面的区域称为“沟道区域”。此外，n-漂移层111的表面侧部分之中的被p型体区域117夹着的区域是JFET区域121。在此，从漏电极114朝向源电极113的方向对应于图3的实线所示的箭头方向，以下，将该方向记为正向。
另一方面，在Vds＜0的状态(反偏置的状态)下，在Vgs≥Vth时(MISFET导通时)，沟道区域导通，从而经由JFET区域121，电流从源电极113流向漏电极114。在此，从源电极113朝向漏电极114的方向对应于与图3的实线所示的箭头相反的方向，以下，将该方向记为反向。
即，在MISFET导通的情况下，沟道区域无论正向还是反向都导通。
在Vgs＜Vth的情况下(MISFET截止的情况下)，无论正向还是反向都不会导通。即，在本实施方式中，在MISFET截止的情况下，沟道区域无论正向还是反向都不会导通。
此外，半导体元件1000除了MISFET区域以外还具有二极管区域143，该二极管区域143由n+基板110、n-漂移层111、漏电极114、肖特基电极119构成。在二极管区域143中，形成由n-漂移层111、肖特基电极119构成的肖特基势垒二极管(以下，记为SBD)120。n-漂移层111相当于本发明中的半导体层。
二极管区域143是发挥单极型二极管特性的区域。在相对于漏电极114对肖特基电极119施加正电压的状态(正偏置状态)下，如图3中虚线所示的路径那样，电流从肖特基电极119流向漏电极114。相反，在相对于漏电极114对肖特基电极119施加负电压的状态(二极管的反偏置状态)下，肖特基电极119与漏电极114之间不导通。
在此，在逆变器中，连接源电极113和肖特基电极119来使用，MISFET区域142与二极管区域143为逆并联的关系。因此，对于MISFET区域142的正偏置对应于对于二极管区域143的反偏置，而对于MISFET区域142的反偏置对应于对于二极管区域143的正偏置。如上所述，由于将从漏电极114向源电极113的方向定义为正向，因此对于二极管区域143而言，正偏置时(对于MISFET区域142而言为反偏置时)，在二极管区域143中流过反向的电流。此外，对于二极管区域143而言反偏置时(对于MISFET区域142而言为正偏置时)，在二极管区域143中没有电流流过。
二极管区域143中的在图3的虚线示出的路径上存在的半导体只有n型。因此，该二极管区域143为单极型。
在本实施方式中，将在该二极管区域143中形成的SBD120用作回流二极管DH1、DL1(图1)。这样，由于将用作回流二极管的SBD内置在构成开关单元的半导体元件内，不需要在半导体元件以外另行设置回流二极管。因此，能够使开关单元小型化，削减制造成本。此外，由于能够减少部件数量，因此达到的效果是能够抑制布线具有的寄生电容或寄生电感等引起的不希望的振动或噪声。
此外，构成半导体元件1000的n+基板110是宽带隙半导体的基板。因此，与使用了以往的由Si半导体构成的开关单元的情况相比，因为开关动作快，导通电阻小，所以能够降低开关损耗，具有即便在高温下也能够进行稳定的开关动作的优点。除此之外，由于半导体元件1000具有MISFET结构，因此开关速度快。
接下来，使图3所示的半导体元件1000中流过的电流方向对应于图1所示的电流IH1、IL1、ID1的流向进行说明。
如图3中用实线表示的方向那样，在沟道区域向正向流动的电流相当于在图1中用IH1表示的路径中流动的电流。该电流IH1相当于高侧开关单元H1起到主开关单元的作用的情况。如图3中用实线表示的方向的反方向那样，在沟道区域向反向流动的电流相当于在图1中用IL1表示的路径中流动的电流。该电流IL1相当于低侧开关单元L1起到整流用开关单元的作用的情况。如图3中用虚线表示的那样，向反向流动的电流相当于在图1中用ID1表示的路径中流动的电流。该电流ID1相当于低侧开关单元L1起到整流用开关单元的作用的情况。
(开关动作)
图4是表示本实施方式所涉及的逆变器101动作时的时序图，仅提取图1中构成W相臂104w的开关单元H1、L1的动作进行表示。参照图4(a)～(i)说明本实施方式所涉及的逆变器进行的动作。
图4(a)表示W相臂104w的输出电流波形，图4(b)表示图4(a)中用虚线包围的部分的放大图。在用该虚线包围的部分，高侧开关单元H1起到主开关单元的作用，低侧开关单元L1起到整流用开关单元的作用。另外，在由图4(a)的圆包围的部分，不是在零电流或零电压而是在流过有限的电流或电压的状态下进行开关动作。
图4(c)表示从控制器105输出的PWM信号Pw的电压波形。
图4(d)表示从栅极驱动电路GD1输出的栅极驱动信号SgH1的电压波形，图4(e)表示栅极驱动信号SgL1的电压波形。
图4(f)表示在高侧开关单元H1的沟道区域中流过的电流IH1(图1)的波形，图4(g)表示在低侧开关单元L1整体中流过的电流的波形。图4(h)表示在低侧开关单元L1中流过的电流之中、流过沟道区域的电流IL1(图3中的实线路径)的波形，图4(i)表示在回流二极管DL1(SBD120)中流过的电流ID1(图3中的虚线路径)的波形。也就是说，图4(h)与图4(i)的波形之和相当于图4(g)所示的波形。在图4(f)中以向上方的迁移表示正向电流，在图4(g)、(h)、(i)中以向下方的迁移表示正向电流。
本实施方式中的开关动作的特征在于，在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中未设置空载时间。
因此，如上述那样，因为在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中不需要设置空载时间，所以能够不必对PWM信号Pw进行延迟动作等而直接用作栅极驱动信号SgH1、SgL1。因不需要在栅极驱动信号中设置空载时间，由此能够从栅极驱动电路GD1中去除用于将控制器105所输出的PWM信号Pw变换为设置了空载时间的栅极驱动信号SgH1、SgL1的结构，如图2中示出该电路结构那样，能够简化栅极驱动电路的结构。此外，现有技术中W相臂104w需要包括控制高侧开关单元的栅极驱动电路、和控制低侧开关单元的栅极驱动电路的2个栅极驱动电路。但是，根据本实施方式的结构，若针对W相臂104w设置一个栅极驱动电路，则能够进行对开关单元的控制，其结果能够实现逆变器的安装体积缩小。
此外，在图4(d)、(e)所示的栅极驱动信号中没有设置空载时间的结果，在不存在开关单元H1、L1双方都处于截止的期间的情况下，如图4(i)所示，在回流二极管DL1没有电流流过。
栅极驱动信号中设置的空载时间，本来是为了防止因串联连接的高侧开关单元H1与低侧开关单元L1同时处于导通状态而导致流过短路电流，从而设置在栅极驱动信号中的。但是，认真研讨的结果，本申请的发明人发现，只要双方的开关单元处于导通状态的期间在规定期间内，则在两开关单元之间就不会流过短路电流。
<验证若在规定期间内则不会流过短路电流>
首先，考察开关单元与电源连接的状态。电源与开关单元之间例如可由被称为母线的金属板或金属线连接、或者由在印刷基板上形成的金属线路进行连接。此外，开关单元与地线之间也与电源的情况同样地连接。
上述母线作为电力线路具有电感成分，该电感值较小，将这种并非有意设置的电感成分称为寄生电感。该寄生电感通常难以保持在100[nH]以下的小值。在此，考虑经由具有100[nH]寄生电感的电力线路来连接电源和开关单元的情况。在该状态下，即便使用将高侧开关单元和低侧开关单元这两者导通的情况下从截止转移至导通的转移时间为0[sec]这种理想的开关单元，也不会流过短路电流。这是因为：作用于寄生电感L的电源电压V相对于寄生电感L中流过的电流I存在V＝L×dI/dt的关系式。若对该关系式进行变形，则成为dI/dt＝V/L，如果设定电源电压为100[V]，寄生电感L为100[nH]，则dI/dt＝109[A/sec]。根据该电流的变化dI/dt可知，短路电流随着时间经过而增大，在从双方的开关单元导通开始经过1[ns]之后，开关单元中流过1[A]的短路电流。
通常，对于逆变器而言，由于在开关单元中流过10[A]左右以上的电流，因此即便在这种开关单元中流过电流，也不会引起开关单元和母线的损坏。根据上述见解可知，为了使10[A]左右的电流流过，需要10[ns]左右的时间。因此，这表示只要双方开关单元处于导通的期间为上述的10[ns]左右的期间，在开关单元中就不会流过短路电流，能进行稳定动作。
此外，在上述寄生电感L变为10[nH]的情况下，从双方的开关单元导通开始经过10[ns]之后，在开关单元中流过100[A]的电流，但是此时作为短期间的脉冲电流也是能够容许的。
然而，在将寄生电感L设定为100[nH]的情况下，若双方的开关单元处于导通的期间持续100[ns]以上，则开关单元中流过的电流变为100[A]以上，难以进行安全动作。
通过以上的验证，表示出即便存在双方的开关单元导通的期间，只要该期间为10～100[ns]左右就不会流过短路电流，能够进行安全动作。
<PWM信号与栅极驱动信号的波形不一致的情况>
如以上所说明那样，在本实施方式中，通过使从栅极驱动电路输出用于各开关单元的开关动作的信号的定时一致，由此不必在栅极驱动信号中设置空载时间。在此，所谓“使从栅极驱动电路输出用于各开关单元的开关动作的信号的定时一致”，是指在栅极驱动电路作为针对各开关单元的指令而输出的信号波形上，高侧开关单元H1进行开关动作的定时、与低侧开关单元L1进行开关动作的定时相一致。但是，在连接栅极驱动电路和开关单元的布线上包含寄生电容和寄生电感等，会产生由此引起的延迟。因此，在“使从栅极驱动电路输出用于各开关单元的开关动作的信号的定时一致”中，不仅存在栅极驱动信号指定的定时与实际各开关单元进行的开关动作的定时相一致的情况，也可能存在栅极驱动信号指定的定时与实际进行各开关单元的开关动作的定时不一致的情况。利用图5详细进行说明。
图5是将栅极驱动信号SgH1、SgL1的电压波形和开关单元H1、L1的状态对应起来表示的时序图。
图5(a)表示栅极驱动信号SgH1、SgL1的电压波形。另一方面，图5(b)～(e)表示开关单元H1、L1处于导通状态或截止状态的某个状态，上侧的波形表示高侧开关单元H1的状态，下侧的波形表示低侧开关单元L1的状态。
图5(b)表示栅极驱动信号SgH1、SgL1指定的定时与实际各开关单元进行的开关动作的定时相一致的情况。该图5(b)所示的情况对应于图4所示的时序图。
图5(c)～(e)表示栅极驱动信号SgH1、SgL1指定的定时与实际各开关单元进行的开关动作的定时不一致的情况。在图5(c)中，按照存在高侧开关单元H1和低侧开关单元L1这两者都处于截止的期间的方式进行动作。此外，在图5(d)中，相对于高侧开关单元H1，低侧开关单元L1的开关动作整体存在延迟。最后，在图5(e)中，存在高侧开关单元H1和低侧开关单元L1这两者都处于导通的期间。
在图5(d)、(e)的情况下，只要开关单元双方都处于导通状态的A期间、B期间的长度为10～100[ns]，则根据上述的实验所示那样，不会流过短路电流。
在图5(c)、(d)的情况下，存在开关单元双方都处于截止状态的C期间、D期间、E期间。
在此，若使用专利文献1中记载的开关单元，并且如上述C期间、D期间、E期间那样出现开关单元H1、L1双方处于截止的期间的情况下，存在有可能在开关单元H1、L1之间流过短路电流的可能性。参照图6、7，进行详细说明。
图6是示意表示作为比较例的专利文献1所涉及的开关单元的结构的剖视图。构成开关单元的半导体元件9000与图3中记载的半导体元件1000中的MISFET区域的结构同样，以由SiC等宽带隙半导体构成的MISFET作为基本结构。
半导体元件9000在n+基板(SiC基板)910的表面侧层叠n-漂移层911，在其上方依次形成p型体区域917、n+源极区域915。在p型体区域917及n+源极区域915上形成源电极913。在n-漂移层911、p型体区域917、n+源极区域915上，隔着栅极绝缘膜916而形成栅电极912。另一方面，在n+基板910的背面侧形成漏电极914。在半导体元件9000中流过正向电流的情况下，如实线所示的路径那样，经由相当于p型体区域917和栅极绝缘膜916之间的界面的区域、即沟道区域，电流流过JFET区域921。此外，在该路径中流动的电流相当于在开关单元起到主开关单元的作用时所流过的电流。另一方面，在向开关单元施加反向偏置并进行同步整流的情况下，电流流向与由实线表示的路径相反的方向。
在n-漂移层911和p型体区域917的界面，由PN结形成寄生的体二极管925(有时也称为寄生二极管)。体二极管925是在MISFET中在结构上形成的寄生要素。在半导体元件9000起到二极管发挥的作用时，即反向流过电流时，沿着虚线所示的路径在体二极管925中流过电流。
在专利文献1中，该体二极管925被用作回流二极管。根据这种结构，较之与半导体元件9000另行连接二极管并将其用作回流二极管的情况，能够实现开关单元的小型化。
但是，若将PN结的体二极管用作回流二极管，则因流过恢复电流而存在有可能流过短路电流的可能性。参照图7的时序图对此进行详细说明。
图7是表示比较例所涉及的存在高侧开关单元、低侧开关单元这两者处于截止的期间时的时序图。图7中是对应于图5(c)所示的情况的时序图。
图7(a)表示构成三相桥的任意相的臂的输出电流波形，图7(b)表示图7(a)中被虚线包围的部分的放大图。
图7(c)表示输出至高侧开关单元的栅极驱动信号的电压波形，图7(d)表示输出至低侧开关单元的栅极驱动信号的电压波形。
图7(e)、(f)分别表示高侧开关单元、低侧开关单元处于导通状态或者截止状态的某个状态。
图7(g)表示在高侧开关单元中流过的电流的波形，图7(h)表示在低侧开关单元整体中流过的电流的波形。图7(i)表示在低侧开关单元中流过的电流之中的、流过沟道区域的电流的波形，图7(j)表示流过体二极管925的电流(图6的虚线的路径)的波形。即，图7(i)和图7(j)的波形相加相当于图7(h)所示的波形。在图7(g)中以向上方的转移表示正向电流，在图7(h)、(i)、(j)中以向下方的转移表示正向电流。
在空载时间DT1、DT2的期间，仅在双方的开关单元处于截止的期间，在回流二极管中流过反向电流。在此，被用作回流二极管的体二极管925是PN二极管、即双极型元件。因此，流过因所谓的少量载流子蓄积效应而引起的恢复电流(A)。若具体进行说明，当从在空载时间DT2内在回流二极管中流过反向电流的状态(对于回流二极管来说为正偏置的状态)起、转移至时刻(1)所示的高侧开关单元导通的状态时，回流二极管从正偏置被切换至反偏置。此时，由于回流二极管是双极型元件，因此需要从正偏置状态下在回流二极管中流过反向电流的状态切换至没有二极管反偏置的正向电流流过的截止状态的期间。用于向该截止状态切换的期间相当于n区域中存在的少数载流子(空穴)消失的期间，在该期间流过作为反向电流的恢复电流(A)。
再者，流过恢复电流的期间(恢复时间)在Si半导体的PN结型二极管中为数百[ns]以上的程度。
如图7(g)、(h)所示，流过该恢复电流的期间是高侧开关单元和低侧开关单元这两者处于导通的状态(导通状态)。即，流过恢复电流的期间相当于双方的开关单元处于导通的期间。因此，在流过恢复电流的期间超过了上述的10～100[ns]的期间的情况下，意味着双方的开关单元处于导通的期间超过了10～100[ns]的期间，会在开关单元之间流过短路电流。
再有，对于使用专利文献1所涉及的开关单元时的问题，除了上述说明的短路电流的问题以外，还可以列举出如下问题。首先，已知恢复电流是开关损耗、噪声增大、因过电流引起的元件损坏等问题的原因。由于回流二极管中反向流过的电流量越多，则恢复电流就越大，因此若是逆变器中使用的开关单元这种处理大功率的功率半导体元件，该问题尤为显著。此外，在将MISFET所具有的体二极管用作回流二极管的情况下，报道称会出现MISFET的结晶劣化(专利文献3、非专利文献1)，其结果将无法保障MISFET的稳定动作。并且，作为SiC固有的技术问题，在PN结中持续流过正向电流会引起SiC的结晶缺陷增大，伴随于此存在开关损耗增大的问题(非专利文献2)。再有，由于SiC是宽带隙半导体，因此体二极管在室温下的启动电压为较高的约2.7V，其结果还存在损耗变大的问题。
另一方面，在使用本实施方式所涉及的开关单元的情况下，即便出现开关单元双方处于截止状态的期间，也不会产生专利文献1中发生的短路电流的问题。参照图8对此进行说明。
图8是表示本实施方式所涉及的存在开关单元H1、L1这两者处于截止的期间时的时序图。在图8中也与图7同样，表示对应于图5(c)所示的情况的时序图。此外，图8(a)～(j)所示的波形对应于图7(a)～(j)所示的波形。
在本实施方式中，如图3所示那样SBD被用作回流二极管。由于SBD是单极型二极管，因此不同于MISFET自身具有的体二极管这种双极型二极管，没有少数载流子的流入。因此，如图8(j)中的时刻(1)所示，几乎不存在流过因少数载流子蓄积效应而引起的恢复电流的期间。因此，能够防止由于流过恢复电流的期间超过上述的10[ns]～100[ns]的期间而流过短路电流的情况。
再有，因为几乎没有恢复电流流过，从而以此为原因的开关损耗被降低，所以能够提高开关频率。其结果，由于能够减小作为被动部件的电容器的电容值和作为被动部件的电抗器的电感值，因此能够实现电容器及电抗器的小型化，并且有助于成本的降低。此外，若噪声降低，则能够削减噪声滤波器等的减噪部件，可降低成本。
此外，在本实施方式中，由于在MISFET所具有的体二极管中没有电流流过，因此不会引起MISFET出现结晶劣化、或者因二极管的启动电压较高而导致损耗变大等的问题。
第2实施方式
以下，在第2实施方式中，主要说明与第1实施方式不同的部分。此外，由于本实施方式中的时序图与图4相同，因此省略说明。
(整体结构)
图9表示具备第2实施方式所涉及的逆变器的负载驱动系统200的整体结构图。与第1实施方式所涉及的负载驱动系统100的不同点是，逆变器201的结构，特别是开关单元H2、L2的结构。此外，对于与负载驱动系统100相同的结构赋予与图1相同的符号，并省略其说明。
逆变器201与第1实施方式中的逆变器101相同，由U相臂204u、V相臂204v、W相臂204w构成，W相臂204w由高侧开关单元H2和低侧开关单元L2串联连接而成。栅极驱动电路GD2基于从控制器105输出的PWM信号Pw，生成对高侧开关单元H2、L2供给的栅极驱动信号SgH1、SgL1。在开关单元H2、L2上分别连接有续流二极管DH2、DL2，但本实施方式所涉及的开关单元H2、L2的结构与第1实施方式所涉及的开关单元H1、L1的结构不同。以下，参照图10、图11说明该不同点。
(开关单元的结构)
图10是示意地表示本实施方式的逆变器201具备的开关单元H2、L2的结构的剖面图。另一方面，图11是用于说明开关单元H2、L2的动作的示意剖面图，是从图10所示的构成中仅取出用于说明动作所需要的部分的剖面图。构成开关单元H2、L2的半导体元件2000与第1的实施方式同样，由具有金属-绝缘体-半导体场效应晶体管(MISFET)结构的宽带隙半导体构成。
如图10、11所示，半导体元件2000具有在n+基板210的表面侧层叠了n-漂移层211的结构。n+基板210采用以SiC等为代表的宽带隙半导体基板。
在n-漂移层211内形成p型体区域217，在p型体区域217的区域内形成n+源极区域215。在p型体区域217的区域内还形成p型接触区域218。在n+源极区域215及p型接触区域218上，形成源电极213。源电极213与n+源极区域215及p型接触区域218这两者电连接。
在n-漂移层211上，形成通过外延生长形成的n型SiC半导体层、即沟道层222。沟道层222形成得与p型体区域217及n+源极区域215的至少一部分相接。在沟道层222上，隔着栅极绝缘膜216形成栅电极212。在多个栅电极212之间形成层间绝缘膜227，在其上方层叠源极布线226。
另一方面，在n+基板210的背面侧形成漏电极214，在漏电极214的背面侧形成芯片接合(die bonding)用的背面电极228(图10)。
如图28所示，在半导体元件2000中，由n+基板210、n-漂移层211、p型体区域217、n+源极区域215、p型接触区域218、源电极213、沟道层222、栅极绝缘膜216、栅电极212、漏电极214形成金属-绝缘体-半导体场效应晶体管(MISFET)结构，将具有该MISFET结构的区域称为MISFET区域242。
在图11中，位于沟道层222中的p型体区域217上方的区域223，是在MISFET导通时起到源电极213与漏电极214之间导通时的沟道的作用的区域。以下，将该区域223称为沟道区域223。此外，沟道区域223的长度由图面上的与p型体区域217中的沟道层222相接的界面的水平方向尺寸来规定。
在第1的实施方式中，与MISFET区域142独立地形成二极管区域143，使该二极管区域143起到回流二极管的作用。另一方面，在本实施方式中，在半导体元件2000内并不形成独立的二极管区域，而是将MISFET区域242兼用作二极管区域。接下来对此进行详细说明。
<半导体元件2000的动作>
参照图11说明半导体元件2000的动作。在以下的说明中，将以源电极213的电位为基准的漏电极214的电位定义为Vds[V]，将MISFET的阈值定义为Vth[V]，将以源电极213的电位为基准的栅电极212的电位定义为Vgs[V]。
在Vds≥0的状态(正偏置状态)下，在Vgs≥Vth时(MISFET导通时)，沟道区域223变为导通，由此经由JFET区域221流过正向电流。再者，n-漂移层211的表面侧部分之中的被p型体区域217夹着的区域是JFET区域221。此处的正向是与图11的实线所示的路径224相反的方向。
另一方面，在Vds＜0状态(反偏置状态)下，在Vgs≥Vth时(MISFET导通时)，沟道区域223变为导通，由此经由JFET区域221流过反向电流。此处的反向是图11的实线所示的路径224的方向。
即，在MISFET导通的情况下，沟道区域223无论是在正向还是在反向上都导通。再者，该动作是与第1实施方式所涉及的半导体元件1000中的MISFET区域142相同的动作。但是，在Vgs＜Vth时(MISFET截止时)的动作与半导体元件1000中的MISFET区域142不同。
在此，利用图12说明本实施方式所涉及的半导体元件2000的正向、反向特性。图12(a)是表示半导体元件2000中的沟道区域223的周边部分的剖视图，图12(b)、(c)是表示出分别在流过(a)所示的A-A’剖面的正向、反向的电流时的传导带能量分布的曲线的图。
首先，参照图12(b)，说明半导体元件2000的正向特性(Vds≥0时)。在Vds＝20[V]且Vgs＝0[V]时、即在(b)所示的曲线之中的最上侧的曲线的情况下，由于沟道区域223的传导带能量比源极上区域及JFET上区域的传导带能量高，因此没有载流子流过。并且，若在Vds＝20[V]的状态下按照使Vgs从0V开始上升的方式施加栅极电压，则沟道区域223的传导带能量下降，源极上区域与沟道区域223之间的势垒消失。由此，从源极区域215经由沟道区域223向JFET区域221侧(漏电极214侧)流入载流子(电子)。
接下来，参照图12(c)说明半导体元件2000的反向特性(Vds＜0时)。在Vgs＝0[V]且Vds＝0[V]时，即在(c)所示的曲线之中的最下侧的曲线的情况下，由于沟道区域223的传导带能量比源极上区域及JFET上区域的传导带能量还高，因此没有载流子流过。并且，若在Vgs＝0[V]的状态下使Vds从0V开始下降，则JFET上区域的传导带能量升高，与沟道区域223之间的势垒变低。由此，从JFET区域221侧(漏电极侧)经由沟道区域223向源极区域215流入载流子(电子)。由此，在反向电流流过体二极管225之前，开始在沟道层222内的沟道区域223、即沟道二极管中流动。将沟道二极管中流出电流的Vds的绝对值定义为Vf0。
在第1实施方式的MISFET区域142中，在Vgs＜Vth时(MISFET截止时)，沟道区域无论在正向还是在反向上都不会导通。另一方面，在本实施方式中的MISFET区域242中，即便在0≤Vgs＜Vth时(MISFET截止时)，只要满足Vds＜-Vf0(反偏置状态)的条件，沟道区域223就会导通，由此经由JFET区域221流过反向电流，即在图11的实线所示的路径224的方向上流过电流。因此，在满足0≤Vgs＜Vth、且Vds＜-Vf0的条件时，MISFET区域242能够起到二极管区域的作用。在本实施方式中，将MISFET区域242所具备的作为二极管区域的功能用作回流二极管。以下，将在满足0≤Vgs＜Vth、且Vds＜-Vf0的条件时流过反向电流的特性称为沟道二极管。此外，沟道二极管的启动电压(Vf0)设定得小于MISFET区域242所具备的体二极管225的启动电压、即小于2.7[V](图13(a))。
在MISFET导通时经由沟道区域223流过反向电流的路径、与沟道二极管导通时经由沟道区域223流过反向电流的路径相同，此时的路径是图11中实线所示的路径224。此外，作为参考，在图11中以虚线表示了MISFET区域242所具备的体二极管225中流过反向电流时的路径，但该虚线所示的路径与实线所示的路径224明显不同。
再者，在0≤Vgs＜Vth且Vds≥0时，与一般的MISFET同样，源电极213与漏电极214之间无论在正向还是在反向上都不导通，MISFET处于截止状态。
<半导体元件2000的电流-电压特性>
接下来，参照图13说明半导体元件2000的电流-电压特性(I-V特性)。图13(a)表示本申请发明人试制的半导体元件2000在室温下的I-V特性。试制的半导体元件2000是MISFET的一种即采用SiC的DMOSFET(Double Implanted MOSFET)，具有与图10所示的结构相同的结构。
图13的各曲线是横轴取Vds、纵轴取正向流过的电流值的曲线。假设在电流反向流过时纵轴的值具有负的值。
正向(Vds＞0V)的I-V特性在Vgs＝0、5、10、15、20[V]处测得。反向(Vds≤0V)的I-V特性在Vgs＝0V处测得。
根据图13(a)可知，在半导体元件2000中，反向电流的启动电压Vf0的绝对值在1V附近，是小于SiC的PN扩散电位即2.7V的值。在此，PN扩散电位相当于体二极管的启动电压。由此，因为Vf0的绝对值比体二极管的启动电压低，因此反向流动的电流经由MISFET的沟道区域(沟道二极管)流过，而不是经由体二极管流过。
因此，通过使用沟道二极管能够降低导通损耗。此外，由于体二极管的启动电压依赖于半导体材料的带隙大小，因此在碳化硅半导体这种宽带隙半导体中，体二极管的启动电压特别高。其结果，因经由沟道二极管流过反向电流而引起的导通损耗的降低，将更有意义。
图13(b)表示作为比较例采用了Si的MOSFET的室温下的I-V特性。在比较例的情况下，反向电流的启动电压的绝对值为0.6V。此时的反向电流流过体二极管，反向电流的启动电压相当于体二极管的启动电压。在比较例的情况下，由于Si的绝缘击穿电场比SiC低，因此为了具有与SiC相同的耐压，需要至少增大n-漂移层的膜厚，减小n-漂移层的杂质浓度。但是，如果使n-漂移层具有这种结构，则与具有相同耐压的SiC-MISFET相比，Si-MISFET存在导通损耗变高的问题。再有，由于Si的带隙为较低的1.1eV，因此在150℃左右PN结的漏电流增大。因此，在使用Si-MISFET时工作温度受到限制。
如以上所说明那样，在本实施方式的半导体元件2000中，开关单元起到二极管发挥作用时的反向电流通过沟道区域流动。也就是说，流过该沟道二极管的电流的路径与流过寄生的体二极管时的路径完全不同。根据该结构，能够将沟道二极管的启动电压设定得低于体二极管的启动电压，可降低导通损耗。
此外，与第1实施方式中的半导体元件1000不同，由于MISFET区域兼用于作为二极管区域的功能，因此不需要在MISFET区域以外另行形成二极管区域。因此，能够进一步实现开关单元的小型化。再有，由于在本实施方式中起到回流二极管作用时的反向电流通过沟道区域，因此反向电流流过的路径长度比第1实施方式短。因此，本实施方式可进一步加快回流二极管的启动速度，相对于栅极驱动信号开关单元实际的动作延迟减少。
由于上述的沟道二极管进行的是与第1实施方式中的SBD相同的单极动作，因此与双极型的二极管相比，其正向电压降较低。因此，与使用双极型二极管的情况相比，能够提高电力变换效率，并且能够期待回流二极管的发热抑制效果。
除此以外，在半导体元件2000中，因为经由沟道层流过反向电流，所以能够避免因PN结中流过电流而引起的结晶缺陷增加的问题。
<半导体元件2000的制造方法>
接下来，参照图10、及图14至图17，说明半导体元件2000的制造方法。
如图14(a)所示，准备n+基板(SiC基板)210。n+基板210例如可采用低电阻的n型4H-SiC的切割基板等。接下来，如图14(b)所示，通过外延生长在n+基板210上形成高电阻的n-漂移层211。n-漂移层211例如可采用n型4H-SiC等。然后，如图14(c)所示，在n-漂移层211上形成由例如SiO2构成的掩模230，注入例如铝(Al)离子或者硼(B)离子231。
在图14(c)所示的离子注入之后，除去掩模230，在例如1700℃左右的高温下在惰性气体环境中进行活性化退火，如图15(a)所示，形成p型体区域217。接下来，如图15(b)所示，设置未图示的掩模，在p型体区域217中注入例如氮离子，由此形成n+源极区域215。接着，例如通过注入Al或者B离子，由此形成p型接触区域218。然后，除去掩模进行活性化退火。在此，活性化退火例如在惰性气体环境中以1700～1800℃左右的温度执行30分钟左右。
再者，尽管在图15(a)中实施了活性化退火，但也可以在图15(a)的工序中不实施活性化退火，而通过在图15(b)中进行活性化退火，由此统一进行图15(a)中的活性化退火。
接下来，如图15(c)所示，在包括p型体区域217、n+源极区域215及p型接触区域218在内的n-漂移层211的整个表面上，利用碳化硅使外延生长层232进行外延生长。再者，外延生长层232也可以具有杂质浓度在厚度方向上变化的结构。
接着，如图16(a)所示，对外延生长层232的规定部位进行干蚀刻，形成沟道层222。然后，通过对沟道层222的表面进行热氧化，形成栅极绝缘膜216。之后，如图16(b)所示，在栅极绝缘膜216的表面，堆积掺杂了磷(P)离子的多晶硅膜233。多晶硅膜233的厚度例如为500[nm]左右。接着，如图16(c)所示，使用掩模(未图示)对多晶硅膜233进行干蚀刻，由此在期望的区域形成栅电极212。
接下来，如图17(a)所示，以覆盖栅电极212的表面及n-漂移层211的表面的方式，例如通过CVD法堆积SiO2层234。SiO2层234的厚度例如为1.5[μm]。接下来，如图17(b)所示，通过使用了掩模(未图示)的干蚀刻，形成层间绝缘膜227，同时形成通孔235。
之后，如图17(c)所示，例如在层间绝缘膜227上形成厚度为50[nm]左右的镍膜，接下来，通过蚀刻按照使通孔235的内部及其周边的一部分残留的方式除去镍膜。在蚀刻之后，在惰性气体环境内通过例如950℃、5分钟的热处理，使镍与碳化硅表面反应，从而形成由硅化镍构成的源电极213。并且，在n+基板210的背面例如也在整个面上堆积镍，同样通过热处理，使镍与碳化硅反应来形成漏电极214。
接下来，在层间绝缘膜227及通孔235上堆积厚度为4μm左右的铝，按照期望的图案进行蚀刻来获得源极布线226。最后，在半导体芯片端形成与栅电极接触的栅极布线，并且在漏电极214的背面，堆积例如Ti/Ni/Ag，作为芯片接合用的背面电极228。这样一来，可获得图10所示的半导体元件2000。
[第2实施方式的变形例]
图18是示意地表示第2实施方式的变形例所涉及的半导体元件2000A的结构的剖视图。
第2实施方式所涉及的半导体元件2000是所谓的纵型平板MISFET结构。另一方面，图18所示的半导体元件2000A具有纵型沟槽MISFET结构。构成开关单元的半导体元件即便是纵型沟槽MISFET结构，也能够获得与上述相同的效果。再者，在图18中，对于与图10所示的结构相同的结构赋予相同符号。
<半导体元件2000A的制造方法>
接下来，参照图18至图22说明半导体元件2000A的制造方法。
首先，如图19(a)所示，准备n+基板210。作为n+基板210，可采用例如低电阻的n型4H-SiC切割基板。接下来，如图19(b)所示，通过外延生长，在n+基板210上形成高电阻的n-漂移层211。n-漂移层211可采用例如n型4H-SiC等。接着，如图19(c)所示，通过外延生长在n-漂移层211的表面上形成例如厚度为0.5μm～1μm左右的p型体区域217。
接下来，如图20(a)所示，通过在p型体区域217的表面注入例如氮离子，或者通过外延生长形成高浓度的n+半导体层237。接着，通过注入例如铝(Al)离子或者硼(B)离子，按照从n+半导体层237的表面到达p型体区域217的方式，形成p型接触区域218，并进行活性化退火。接着，如图20(b)所示，利用掩模(未图示)对碳化硅进行干蚀刻，从而在期望的区域与沟槽236一起形成n+源极区域215。沟槽236是贯通n+源极区域215及p型体区域217n-并到达漂移层211的凹部。接着，如图20(c)所示，在包含沟槽236的侧面的区域上，利用碳化硅使外延生长层232进行外延生长。再者，外延生长层232也可以具有杂质浓度在厚度方向上变化的结构。
接下来，如图21(a)所示，通过对外延生长层232进行干蚀刻，形成沟道层222。之后，对沟道层222的表面进行热氧化，由此形成栅极绝缘膜216。接着，如图21(b)所示，在栅极绝缘膜216的表面堆积掺杂了例如磷(P)的厚度为500[nm]左右的多晶硅膜233，接下来，通过干蚀刻成为期望的图案，形成栅电极212。
接下来，如图22(a)所示，在栅电极212的表面堆积例如厚度为1.5μm左右的SiO2层。接着，通过使用掩模(未图示)的干蚀刻，形成层间绝缘膜227，同时形成通孔235。之后，如图22(b)所示，在层间绝缘膜227上形成例如厚度为50[nm]左右的镍膜，接着通过蚀刻，保留通孔235的内部及其周边的一部分，除去镍膜。在蚀刻之后，在惰性气体环境内，通过例如950℃、5分钟的热处理，使镍与碳化硅表面起反应，从而形成由硅化镍构成的源电极213。再者，在n+基板210的背面，也在整个面上堆积例如镍，同样通过热处理使其与碳化硅反应，由此形成漏电极214。
接着，在层间绝缘膜227及通孔235上，堆积例如厚度为4μm左右的铝，蚀刻成期望的图案之后，如图18所示那样得到源极布线226。最后，在半导体芯片端形成与栅电极接触的栅极布线，并且在漏电极214的背面堆积例如Ti/Ni/Ag，作为芯片接合用的背面电极228。这样一来，得到图18所示的半导体元件2000A。
第3实施方式
在本实施方式中，说明构成为在开关单元间更加不易流过短路电流的栅极驱动电路。
图23(a)是表示本实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构的图，图23(b)是表示在进行开关动作时的开关单元的端子间电压波动的图。再者，对于图23(a)中的结构，赋予基于图1所以图示的符号。以下，尽管仅说明高侧，但在低侧也可同样地进行说明。
首先，参照图23(a)、(b)，对于开关单元进行的开关动作，着重说明存在于各开关单元的栅电极与源电极之间的栅极电容(以下，简记为各开关单元的栅极电容。)的充放电。
如图23(b)所示，在区间X中，从直流电源DC供给的电力对各开关单元的栅极电容进行充电，开关单元的端子间电压逐渐增加。并且，在端子间电压超过了虚线所示的阈值时，开关单元进行从截止切换至导通的开关动作。之后开关单元的端子间电压会继续上升，但如果各开关单元的栅极电容的充电结束，则端子间电压就会停止上升。
另一方面，在区间Y中，各开关单元的栅极电容中所充的电力被放电，开关单元的端子间电压逐渐减少。并且，在端子间电压变为虚线所示的阈值以下时，开关单元进行从导通切换至截止的开关动作。之后，开关单元的端子间电压会继续下降，但如果各开关单元的栅极电容的放电结束，则端子间电压就会停止下降。
如图23(a)所示，在区间X中，在供给来自直流电源DC的电力的路径上包含电阻R1。此外，在区间Y中在从各开关单元的栅极电容进行放电的路径上包含电阻R2。因此，通过改变电阻R1、R2的电阻值，能够改变区间X及区间Y的长度。
因此，通过将从截止变为导通的转移时间设置得长于从导通变为截止的转移时间，从而能够防止在开关单元间流过短路电流。即，通过将电阻R1的电阻值设定得大于R2的电阻值，能够构成为在开关单元间更加不易流过短路电流。再者，图23所示的栅极驱动电路的结构当然可以应用于第1及第2实施方式这两者。
图24是使应用本实施方式的结构时所涉及的开关单元进行开关动作时的、开关单元的端子间电压波动与此时的开关单元的状态对应起来示出的图。图24(a)表示高侧开关单元，(b)表示低侧开关单元。如图24(a)、(b)的时刻(1)所示，(a)中的端子间电压开始上升的时刻与(b)中的端子间电压开始下降的时刻一致。此外，在时刻(2)处，(a)中的端子间电压开始下降的时刻、与(b)中的端子间电压开始上升的时刻一致。这样，在开始上升的时刻和开始下降的时刻一致的情况下，在栅极驱动信号中没有设置空载时间。此外，在应用本实施方式的结构时，产生高侧开关单元和低侧开关单元这两个开关单元处于截止的期间F、G。但是，在使用具备第1及第2实施方式所涉及的半导体元件的开关单元的情况下，由于如上述所说明那样几乎不会产生恢复电流，因此不会带来在使用专利文献1所涉及的半导体元件时产生的那种问题。
第4实施方式
采用在栅极驱动信号中不设置空载时间的构成的结果，如已叙述那样，能够简化栅极驱动电路的结构。在本实施方式中，具体例示简化了结构之后的栅极驱动电路。
图25表示本实施方式所涉及的栅极驱动电路的电路结构图。此外，在图25中的结构中，赋予基于图1所图示的符号。虽然以下仅对高侧进行说明，但在低侧也同样能够说明。
图25(a)所示的栅极驱动电路GD1具备脉冲变压器240、脉冲电流产生器241。
脉冲变压器240由被施加从脉冲电流产生器241输出的脉冲电流的初级线圈LP1、将栅极驱动信号SgH1施加于高侧开关单元H1的栅电极的第1次级线圈LH1、和将栅极驱动信号SgL1施加于低侧开关单元L1的栅电极的第2次级线圈LL1组成。
从脉冲电流产生器241向脉冲变压器240的初级线圈LP1流过脉冲电流，由此经由次级线圈LH1、LL1，向高侧开关单元、低侧开关单元供给栅极驱动信号SgH1、SgL1。此外，通过使第2次级线圈LL1的卷绕方向与第1次级线圈LH1的卷绕方向相反，能够生成相对于栅极驱动信号SgH1波形翻转的栅极驱动信号SgL1。
图25(b)表示简化了结构的同时，在开关单元之间更不易流过短路电流的结构下的栅极驱动电路。如图25(b)所示，在来自直流电源DC的电力向各开关单元的栅极电容进行充电的路径上，包含电阻R3。另一方面，在从各开关单元的栅极电容进行放电的路径上，不包含电阻。通过采用这种电路结构，能够使从截止向导通的转移时间比从导通向截止的转移时间长，其结果，能够防止在开关单元之间流过短路电流。
根据本实施方式所涉及的栅极驱动电路，无需详细地设定开关动作的时序图等，也能够简化控制。此外，只要针对各相臂配备一个栅极驱动电路，就能够进行对开关单元的控制，其结果，能够实现逆变器的装配体积的缩小。此外，图25的各图所示的栅极驱动电路的结构当然也可应用于第1及第2实施方式这两者。
此外，通过实验可确认即便在采用这种结构时，逆变器也能够正常进行动作。
以上，对第1～第4的实施方式进行了说明，但本发明并不限于这些实施方式。例如，可考虑以下这种的变形例等。
[变形例]
(1)第1实施方式中记载的SBD只要对n-漂移层形成肖特基电极就可得到必要的特性。因此，作为形成SBD的位置可选择各种位置。例如，可对n-漂移层实施加工，在其位置形成SBD。此外，并不是一定要对一个MISFET区域形成一个SBD，也可以对于多个MISFET区域形成一个SBD。
(2)在将第1实施方式中记载的SBD用作回流二极管的情况下，如果适当地选择肖特基电极中使用的金属，能够进一步降低正向的电压降，能够进一步抑制导通损耗。
(3)在上述实施方式中，并未在MISFET之外单独设置回流二极管，但所要求的负载电流大于沟道二极管的电流容量的情况下，也可以另行设置回流二极管元件。在该情况下，负载电流流过沟道二极管和另行设置的回流二极管元件这两者，因此，回流二极管元件的电流容量能够设定得小于现有的回流二极管元件的电流容量。这样一来，能够缩小回流二极管的芯片面积并且降低成本。
(4)用于实施本发明的开关单元的结构并不限于上述实施方式所涉及的开关单元。
(5)在图10、11所示的半导体元件2000中，说明了在n-漂移层211的上面形成沟道层222的例子。本发明并不限定于该例，沟道层222的上面也可以存在于与n+源极区域215、p型接触区域218的上面相同的面上，即沟道层222存在于n-漂移层211内。例如通过依次执行在形成p型体区域217之后形成沟道层222的工序、和形成n+源极区域215、p型接触区域218的工序，能够制造出这种半导体元件。
(6)在第1实施方式中，说明了没有形成第2实施方式所涉及的半导体元件2000所具备的沟道层的半导体元件1000的结构。本发明并不限定于此，第1实施方式所涉及的半导体元件1000也可以构成为具有沟道层。此时，位于沟道层中的p型体区域117的上方的区域起到沟道区域的作用。
(7)在本说明书中，将多数载流子设定为电子、将少数载流子设定为空穴、将权利要求中记载的第1导电型设定为n型、将第2导电型设定为p型进行了说明，但即便在相反极性的情况下，即将多数载流子设定为空穴、将少数载流子设定为电子、将权利要求中记载的第1导电型设定为p型、将第2导电型设定为n型的情况下，也能够以同样的原理进行说明。
(8)在本说明书中，控制器例如由MCU(Micro Controller Unit)、微计算机等实现。此外，栅极驱动电路例如由集成电路(Integrated Circuit：IC)来实现。
(9)各图只不过是以能够理解本发明的程度示意表示了配置关系，因此，本发明并不限定于图示的例子，此外为了容易理解附图，有时会省略一部分。
(10)上述的实施方式及变形例仅仅是最佳的例子，并不限定于此。此外，也可以适当组合这些实施方式及变形例中列举出的结构。
【产业上的可利用性】
本发明适于应用在例如要求小型化的逆变器中。
符号说明：
100、200、900负载驱动系统
101、201、901逆变器
102、902平滑电容器
103、903三相交流电动机
104u、204u、904u U相臂
104v、204v、904v V相臂
104w、204w、904w W相臂
105控制器
110、210、910n+SiC基板
111、211、911n-漂移层
112、212、912栅电极
113、213、913源电极
114、214、914漏电极
115、215、915n+源极区域
116、216、916栅极绝缘膜
117、217、917p型体区域
119肖特基电极
120肖特基势垒二极管(SBD)
121、221、921JFET区域
142MISFET区域
143二极管区域
1000、2000、2000A、9000半导体元件
218p型接触区域
222沟道层
223沟道区域
224沟道二极管中流过反向电流的路径
225、925体二极管
226源极布线
227层间绝缘膜
228背面电极
230掩模
231Al、B离子
232外延生长层
233多晶硅膜
234SiO2层
235通孔
236沟槽
237n+半导体层
240脉冲变压器
241脉冲电流产生器
242MISFET区域
DC直流电源
H1、H2、H9高侧开关单元
L1、L2、L9低侧开关单元
DH1、DL1、DH2、DL2、DH9、DL9回流二极管
GD1、GD2、GD91、GD92栅极驱动电路
IH1在高侧开关单元中正向流动的电流
IL1在低侧开关单元中反向流动的电流
ID1在二极管区域中反向流动的电流
DT1、DT2空载时间
LP1初级线圈
LH1第1次级线圈
LL1第2次级线圈
R1、R2、R3电阻
Pw PWM信号

Claims (14)

1.一种逆变器，具备：
并联连接N个臂而形成的电路，该臂由具备用于控制开关动作的栅极的第1开关单元及第2开关单元串联连接而成，其中，N为2以上的整数；和
N个栅极驱动电路，分别设置于每个所述臂中，根据采用了同步整流方式的脉冲宽度调制，控制所述第1开关单元及第2开关单元的从截止到导通的开关动作、以及从导通到截止的开关动作，
所述第1开关单元及第2开关单元的各开关单元具有：
导通时在正向及反向的双向上导通、截止时在正向上不导通的沟道区域；和
仅在所述反向上导通的单极型的二极管区域，
所述栅极驱动电路，使从所述栅极驱动电路输出用于所述第1开关单元变为所述导通的开关动作的信号的定时、与从所述栅极驱动电路输出用于所述第2开关单元变为所述截止的开关动作的信号的定时相一致，并且使从所述栅极驱动电路输出用于所述第1开关单元变为所述截止的开关动作的信号的定时、与从所述栅极驱动电路输出用于所述第2开关单元变为所述导通的开关动作的信号的定时相一致。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述栅极驱动电路基于一个输入信号，生成用于驱动所述第1开关单元的第1驱动信号、和驱动所述第2开关单元并且波形相对于所述第1驱动信号翻转的第2驱动信号。
3.根据权利要求2所述的逆变器，其中，
所述栅极驱动电路由脉冲变压器构成，
所述脉冲变压器具备：
初级线圈，其被施加所述输入信号；
第1次级线圈，其将所述第1驱动信号施加于所述第1开关单元；和
第2次级线圈，其将所述第2驱动信号施加于所述第2开关单元。
4.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
通过所述栅极驱动电路对所述各开关单元的所述栅极所包含的电容进行充电，从而使该开关单元进行切换至所述导通的开关动作，
通过所述栅极驱动电路从所述各开关单元的所述栅极所包含的电容中进行放电，从而使该开关单元进行切换至所述截止的开关动作，
将进行所述充电的电路内的第1电阻设定得大于进行所述放电的电路内的第2电阻，由此与切换至所述导通的开关动作相比，加快所述各开关单元中切换至所述截止的开关动作。
5.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
通过所述栅极驱动电路对所述各开关单元的所述栅极所包含的电容进行充电，从而使该开关单元进行切换至所述导通的开关动作，
通过所述栅极驱动电路从所述各开关单元的所述栅极所包含的电容中进行放电，从而使该开关单元进行切换至所述截止的开关动作，
在进行所述充电的电路内及进行所述放电的电路内，分别包含二极管，
在进行所述充电的电路内，还包含与所述二极管串联连接的电阻，由此与切换至所述导通的开关动作相比，加快所述各开关单元中的切换至所述截止的开关动作。
6.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述二极管区域具备：构成所述各开关单元的半导体元件所具备的半导体层、以及与该半导体层相连而配置的肖特基电极。
7.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述各开关单元是金属-绝缘体-半导体场效应晶体管。
8.根据权利要求7所述的逆变器，其中，
所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管还具备源极及漏极，
所述沟道区域和所述二极管区域是同一区域，
将所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管的阈值电压设为Vth，
将以所述源极的电位为基准的所述栅极的电位设为Vgs，
将以所述源极的电位为基准的所述漏极的电位设为Vds，
在Vgs≥Vth且Vds≥0的情况下，经由所述沟道区域，电流从所述漏极流向所述源极，
在Vgs≥Vth且Vds＜0的情况下，经由所述沟道区域，电流从所述源极流向所述漏极，
在Vgs＜Vth且Vds≥0的情况下，所述源极与所述漏极不导通，
在0≤Vgs＜Vth、且Vds低于规定电压的情况下，经由所述沟道区域，电流从所述源极流向所述漏极。
9.根据权利要求8所述的逆变器，其中，
所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管还具备体二极管，
在0≤Vgs＜Vth的情况下，电流经由所述沟道区域从所述源极流向所述漏极的所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管的启动电压的绝对值，小于所述体二极管的启动电压的绝对值。
10.根据权利要求7所述的逆变器，其中，
所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管是金属-氧化物-半导体场效应晶体管。
11.根据权利要求7所述的逆变器，其中，
所述金属-绝缘体-半导体场效应晶体管具备：
第1导电型的半导体基板；
第1导电型的漂移层，其配置在所述半导体基板的主面上；
第2导电型的体区域，其配置在所述漂移层上；
第1导电型的源极区域，其配置在与所述体区域相接的位置上；
第1导电型的沟道层，其配置成分别与所述漂移层的至少一部分、所述体区域、及所述源极区域的至少一部分相接；
栅极绝缘膜，其配置在所述沟道层上；
所述栅极，其配置在所述栅极绝缘膜上；
源极，其配置在所述源极区域上；和
漏极，其设置在所述半导体基板的与主面侧相反一侧的背面上。
12.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述各开关单元由宽带隙半导体构成。
13.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述各开关单元的额定电压值为100V以上，或者额定电流值为10A以上。
14.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
在所述脉冲宽度调制中，基于载流子信号与正弦波形的控制指令信号之间的比较结果、即脉冲宽度调制信号，来控制所述各开关单元的开关动作。
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