CN1183652C - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

一种其中变压器，第一开关电路，和输入电源串联的开关电源装置。由第二开关电路和电容器形成的串联电路连接到第一开关电路的一端。变压器具有在与该变压器初级绕组的方向相同的方向缠绕的驱动绕组。包括由电容器和电感铁氧体磁环形成的串联的容抗元件连接在驱动绕组的终端和输入电源之间。开关电源装置使用较小的容抗，并提供较高的辐射噪声降低性能，从而防止开关器件因开关器件的高电压升高速度而损坏。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及在开关期间实现降低噪声的开关电源装置。

背景技术

在具有连接到变压器初级的开关装置，以使开关装置用于自励振荡或他励振荡来从变压器次级提供输出的开关电源装置中，当接通和断开开关装置时在开关装置两端提供脉冲电压，当脉冲增加和降低时向外部辐射噪声。具有预定电平或较高辐射能量的辐射噪声对外部装置可能有不利影响，必须用某种技术使其降低。有效地降低辐射噪声的常规方法是在开关装置的两端并联电容器，以缓解电压的迅速变化，从而可消除高频噪声分量。

图1示出这种连接电容器的常规开关电源装置。

在图1所示的开关电源装置中，具有初级绕组N_p和次级绕组N_s的变压器T与第一开关电路S1和输入电源E串联。由第二开关电路S2和电容器C组成的串联电路的一端连接到第一开关电路S1的一端。整流平滑电路连接到变压器T的次级绕组N_s。开关电源装置是自激振荡装置。日本未审专利申请公开No.11-187664中公开了图1所示的开关电源装置的详细内容。在所公开的开关电源装置中，第一开关电路S1包括相互并联的第一开关器件Q1和电容器C1，第二开关电路S2包括相互并联的第二开关器件Q2和电容器C2。电容器C1和C2分别允许缓解第一和第二开关器件Q1和Q2两端产生的电压的迅速变化，从而可消除高频噪声分量。

然而，在图1所示的开关电源装置中，电容器C1和C2必需具有高额定电压。此外，电容器C1和C2的电容必需达到预定等级或更高，以便不间断地降低辐射噪声。因此，出现了电容器C1和C2如此之大，以致不能实现小型化和低成本开关电源装置的问题。

发明内容

因此，本发明的目的是提供使用较低的容抗来提供较高的辐射噪声降低性能的开关电源装置。

为此，该开关电源装置包括：具有初级和次级绕组的变压器；第一开关电路；所述变压器的所述初级绕组与所述第一开关电路串联，并适合与输入电源串联；第二开关电路，所述第二开关电路与第一电容器串联以形成串联电路，该串联电路的第一端连接到所述第一开关电路的一端，该串联电路的第二端连接到所述输入电源；整流平滑电路，连接到所述变压器的次级绕组；所述第一开关电路包括由第一开关器件和第一二极管组成的并联电路；所述第二开关电路包括由第二开关器件和第二二极管组成的并联电路；和开关控制电路，用于控制第一和第二开关器件中的每一个，以便在第一和第二开关装器件都截止期间的周期之前和之后分别交替地导通和截止；其中所述变压器还包括在与初级绕组方向相同的方向缠绕的第三绕组，容抗元件连接在第三绕组的终端和所述输入电源之间。

在图1中，如果变压器T的初级绕组N_p具有电感L_p，通过下面的等式(1)求出第一开关器件Q1两端的电压变化时的谐振频率f_r：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_p{C}_1}}\·\·\·\left(1\right)$

其中可忽略第一开关器件Q1的寄生电容。

从等式(1)看出，随着电容器C1的电容增加，谐振频率f_r降低，并减小了高频噪声分量。

另一方面，如图2所示，在根据本发明的电源装置中，变压器T包括在与初级绕组N_p(匝数为N_p)方向相同的方向缠绕的第三绕组(在图2中，匝数为N_b2的第二驱动绕组与此第三绕组对应)。容抗元件Ca连接在第三绕组的终端与输入电源E之间，以便可移去图1所示的电容器C1和C2，或换句话说可具有较低的电容。如果用Ca表示容抗，用La表示第三绕组的电感，通过下面的等式(2)求出第一开关器件Q1两端的电压变化时的谐振频率f_r：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_a)C_a}}\·\·\·\left(2\right)$

通过等式(1)和(2)之间的比较可以理解，如果谐振频率f_r相同，电容器Ca可比电容器C1更小。因此，根据本发明，容抗元件连接在第三绕组的终端与输入电源之间，以便可降低因开关器件两端电压的迅速改变造成的辐射噪声。这样使容抗更低，从而实现了小型和低成本的开关电源。

最好是容抗元件包括由电容和电感组成的串联电路。

这样防止了电流迅速流入电容器，从而达到降低噪声的目的。

电感可以是铁氧体磁环(bead)，小型的低成本铁氧体磁环可防止迅速流入电容器的电流，特别是高频电流，从而达到降低噪声的目的。

最好是用在第三绕组产生的电压来接通第二开关器件。如果用允许接通第二开关器件的驱动绕组作为第三绕组，可使变压器更紧凑。

第一和第二开关器件中的至少一个可以是场效应晶体管。因此，可用场效应晶体管的寄生二极管代替第一和/或第二二极管。这种情况下，可去掉第一和/或第二二极管，从而使开关电源装置更紧凑且重量轻。

变压器最好包括允许产生接通第一开关器件的电压以提供自励振荡的驱动绕组。因此，不需要诸如振荡电路和控制电路之类的IC，从而得到紧凑，重量轻，和低成本的开关电源装置。

变压器可包括连接在初级和次级绕组之间的漏电感，或与变压器串联的电感。所得到的电感和电容器构成谐振电路。

电感和电容器构成的谐振电路允许输出电感中累积的能量，而不是耗散，从而提供高效率。此外，第二开关器件可进行零电流断开操作，从而减小开关损耗。

整流平滑电路最好包括对次级绕组的输出整流的二极管，和与该二极管并联的第二容抗元件。

与二极管并联的容抗元件降低了二极管中的反向恢复损耗，从而提供高效率。

整流平滑电路在接通第一开关器件时可允许能量累积在变压器的初级绕组中，在断开第一开关器件时允许从变压器的次级绕组提供能量。

因此，仅需要至少一个连接到变压器的次级绕组的次级二极管，从而得到紧凑，重量轻，和低成本的开关电源装置。然而，如果设置在接通和断开第一开关器件时的两种情况下在次级对输出整流的电路，则需要至少两个二极管。

因此，使用更小的电容器降低不断辐射的噪声，并将电压波动造成的较小应激反应(stress)施加到开关器件，从而得到紧凑和低成本的开关电源装置。

附图说明

图1是常规开关电源装置的电路图；

图2是根据本发明一个实施例的开关电源装置的电路图；

图3是本发明实施例的工作波形；

图4是根据本发明另一个实施例的开关电源装置的电路图；和

图5是根据本发明再一个实施例的开关电源装置的电路图。

具体实施方式

图2是根据本发明一个实施例的开关电源装置的电路图。

变压器T包括匝数为N_p的初级绕组N_p，匝数为N_s的次级绕组N_s，匝数为N_b1的驱动绕组N_b1，和匝数为N_b2的另一个驱动绕组N_b2。初级绕组N_p与电感L，第一开关电路S1，输入电源E串联。电感L可以是变压器T中的漏电感L，可通过整流和平滑输入AC电压来形成输入电源E。第二开关S2与电容器C串联以形成串联电路。该串联电路的一端连接到第一开关电路S1的一端，串联电路的另一端连接到输入电源E与电感L之间的节点。

第一开关电路S1包括与第一开关器件对应的场效应晶体管Q1(下文称之为“FET Q1”)，和并联至此的第一二极管D1第二开关电路S2包括与第二开关器件对应的场效应晶体管Q2(下文称之为“FET Q2”)，和并联至此的第二二极管D2。用于控制FET Q1何时被导通和截止的控制电路11连接在驱动绕组N_b1和FET Q1之间。用于控制FET Q2何时导通和截止的控制电路12连接在驱动绕组N_b2和FET Q2之间。在FET Q1和Q2都截止期间的周期之前和之后，控制电路11和12交替地导通和截止FET Q1和Q2。

包括整流二极管Ds和平滑电容器Co的整流平滑电路连接到次级绕组N_s。二极管Ds与作为容抗元件的电容器Cs并联。用于检测输出电压的检测电路14连接在整流平滑电路的输出侧，检测的信号反馈到控制电路11。可以是包括光耦合器的已知电路的检测电路14把检测的信号反馈到控制电路11。

在根据所示实施例的开关电源装置中，包括串联电路的容抗元件连接在驱动绕组N_b2的终端和输入电源E之间，该串联电路包括电容器Ca和具有电感部件的铁氧体磁环BEA。

现在描述开关电源装置的操作。

第一开关器件Q1导通时，输入电压Vin施加到初级绕组N_p以允许电流流过，并在变压器T中累积能量。第一开关器件Q1截止时，转化变压器T的初级绕组N_p的电压以便由原边的电感L和电容器C产生谐振。在次边，将变压器T中累积的能量作为来自次级绕组N_s的电流提供。现在详细描述原边的操作。

第一开关器件Q1截止时，把电感L中累积的能量提供给如图2所示的右侧，即提供给初级绕组N_p、包括FET Q2与二极管D2的寄生电容、和电容器C的并联电路，并在电容器C中变为充电电流。此时，电容器C吸收电感L中的能量，电感L不产生浪涌。电容器C中的充电电流用来使FET Q2的寄生电容的反向电荷放电，寄生电容的电荷放电后，二极管D2(或如果未连接二极管D2，则是FET Q2的寄生二极管)导通。包括延迟电路的控制电路12延迟驱动绕组N_b2的电压，然后施加到FET Q2的控制端(栅极端)，以便利用FET Q1截止后的某个延迟使FETQ2导通，延迟电路包括由电阻和电容器组成的串联电路。在二极管D2导通时导通FET Q2导致零电压切换。零电压切换大大降低了FET Q2的开关损耗。

FET Q2导通时，放电电流根据电容器C中充电的电势流动。放电电流允许能量累积在电感L和初级绕组N_p中。放电电流变为电容器C和电感L的谐振电流，并使谐振电流非常有节制地增加。结果是，次级绕组N_s的输出电流形成了其中电流从零增加的一部分正弦波(山顶形波形)，在次级绕组电流增加时基本上不产生浪涌电流。

随着自FET Q2导通起经过了由控制电路12中包含的RC时间常数电路确定的预定时间，控制电路12中包含的晶体管导通，FET Q2截止。此后，电感L和初级绕组N_p中累积的能量作为流到如图2所示的左侧的电流提供，该电流流过输入电源E，由FET Q1的寄生电容和二极管D1组成的并联电路，和初级绕组N_p。该电流使FET Q1的寄生电容的电荷放电。放电结束时，二极管D1(如果未连接二极管D1，则是FET Q1的寄生二极管)两端的电压达到零，以使二极管D1导通。由于FET Q2截止，由包括延迟电路的控制电路11延迟驱动绕组N_b1中产生的电压，然后施加到FET Q1的控制端(栅极端)，延迟电路包括由电阻和电容器组成的串联电路，此时，二极管D1两端的电压为零，FET Q1进行零电压切换操作。当FET Q1在零电压切换操作中导通时，电感L和初级绕组N_p中再次累积能量。图3示出图2所示电路的工作波形。在图2和3中，“V_ds1”和“V_ds2”分别表示FET Q1的源漏极电压和FET Q2的源漏极电压，“i_d1”和“i_d2”分别表示流入FET Q1和Q2的电流，“i_s”表示次级绕组电流。

因此，在FET Q1和Q2都截止期间的周期之前和之后交替地导通和截止FET Q1和Q2。开关装置Q1和Q2进行零电压切换。次级绕组电流的波形是其中电流从零增加的一部分正弦波形(山顶形波形)。因此，大大降低了切换损耗，同时防止了浪涌。

此外，在开关电源装置中，由电容器Ca降低因FET Q1两端电压的迅速变化造成的辐射噪声。如果在与初级绕组N_p的方向相同的方向缠绕的驱动绕组N_b2(第三绕组)具有电感La，用下面的等式(3)求出FET Q1两端的电压变化时的谐振频率f_r：

$f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_p+L_a)C_a}}\·\·\·\left(3\right)$

谐振频率f_r随着电容器Ca的电容的增加而降低，并减少了高频噪声分量，或辐射噪声。用(Lp+La)表示等式(3)的分母中的电感分量。在图1所示的电路图中，其中电容器C₁与FET Q1并联，以实现辐射噪声降低，用等式(1)求出谐振频率f_r。因此，如果图1和图2所示的电源装置的谐振频率f_r相同，图2所示的电容器Ca可以比图1所示的电容器C1的电容低。电容器C1和Ca能够分别吸收如下面表示的静电能量W’和W：

$W^{\′}=\frac{1}{2}{C}_1{(\mathrm{Vin}+\frac{N_p}{N_s}{V}_0)}^2,W=\frac{1}{2}{C}_a{(\mathrm{Vin}+\frac{N_p+N_{b2}}{N_6}{V}_0)}^2\·\·\·\left(4\right)$

从等式(4)可以看出，如果能够被电容器C1和C2吸收的静电能量相同，很显然，电容器Ca需要较小的电容。因此，根据图2所示的实施例，电容器Ca可以比电容器C1的电容小，以便降低辐射噪声的恒定电平。因此可使开关电源装置更紧凑并降低成本。如果如图3中的虚线A所示连接与电容器C1具有相同电容的电容器Ca，可使FET Q1两端的电压V_ds1更适度地变化。

如果用ip表示FET Q1两端的电压V_ds1变化时变压器T的初级绕组N_p中流动的电流，当连接电容器C1时，计算识别FET Q1两端电压的电压升高速度的梯度G如下：

$G=\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{ds}1}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C}\mathrm{ip}\·\·\·\left(5\right)$

另一方面，在连接电容器Ca时，计算梯度G如下：

$G=\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{ds}1}}{\mathrm{dt}}=\frac{N_p}{N_p+N_{b2}}\·\frac{1}{C_a}\·\mathrm{ip}\·\·\·\left(6\right)$

如果电容器C1和Ca具有相同电容，从等式(5)和(6)可以理解，当连接电容器Ca时，FET Q1两端的电压V_ds1更适度地变化。高电压升高速度dV/dt会增加辐射噪声，并会导致FET Q1中寄生晶体管的错误操作，导致电流集中，以致可能损坏元件。可使用电容器Ca防止这些问题。

所示的实施例提供了进一步的优点。

由于连接到驱动绕组N_b2的容抗元件包括由电容器Ca和铁氧体磁环BEA组成的串联电路，可有效地抑制流入电容器Ca的急剧增高的电流，特别是高频电流。虽然连接到电容器Ca的第三绕组可与驱动绕组N_b2分开，在所示的实施例中用驱动绕组N_b2作为第三绕组。因此，可使变压器T更紧凑。在图2所示的开关电源装置中，二极管D1和D2分别与FETQ1和Q2并联。然而，可用FET Q1和Q2的寄生二极管取代二极管D1和D2，可使开关电源装置更紧凑且重量轻。由于将驱动绕组N_b1的电压经控制电路11施加到FET Q1来提供自励振荡，不需要诸如振荡电路和控制电路之类的IC，从而使电源装置更紧凑，重量轻，并且成本低。此外，由于用电感L和电容器C产生振荡，可输出电感L中累积的能量而不是耗散掉，从而提供高效率，同时FET Q2可进行零电流截止操作，从而降低切换噪声。此外，由于容抗元件Cs与整流平滑电路的二极管D并联，可降低二极管D中的反向恢复损耗，从而提供高效率。有利的是，在所示实施例的开关电源装置中，FET Q1导通时，变压器T的初级绕组N_p中累积能量，FET Q1截止时，从变压器T的次级绕组N_s提供该能量，以致仅需要一个二极管。

图4是根据本发明另一个实施例的开关电源装置的电路图。根据该实施例，由第二开关电路S2和电容器C组成的串联电路并联到第一开关电路S1。

图5是根据本发明再一个实施例的开关电源装置的电路图。根据该实施例，第二开关器件S2并联到由电容器C，电感L，和初级绕组N_p组成的串联电路。在该实施例中，也将电容器C中充电的能量提供给变压器T的次边，使其效率更高。施加到FET Q1和Q2的串联电路两端的电压可以较低，可将较低的额定电压分量用于该分量。

虽然已结合本发明的特定实施例描述了本发明，许多其它变化和改进以及其它使用对本领域技术人员是显而易见的。因此，本发明不限于在此的具体公开，而是仅由所附权利要求限定。

Claims (15)

1.一种开关电源装置，包括：

具有初级和次级绕组的变压器；

第一开关电路；

所述变压器的所述初级绕组与所述第一开关电路串联，并适合与输入电源串联；

第二开关电路，所述第二开关电路与第一电容器串联以形成串联电路，该串联电路的第一端连接到所述第一开关电路的一端，该串联电路的第二端连接到所述输入电源；

整流平滑电路，连接到所述变压器的次级绕组；

所述第一开关电路包括由第一开关器件和第一二极管组成的并联电路；

所述第二开关电路包括由第二开关器件和第二二极管组成的并联电路；和

开关控制电路，用于控制第一和第二开关器件中的每一个，以便在第一和第二开关装器件都截止期间的周期之前和之后分别交替地导通和截止；

其中所述变压器还包括在与初级绕组方向相同的方向缠绕的第三绕组，容抗元件连接在第三绕组的终端和所述输入电源之间。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于容抗元件包括由电容器和电感组成的串联电路。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于电感包括铁氧体磁环。

4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于用在第三绕组产生的电压导通第二开关器件。

5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于第一和第二开关器件中的至少一个由场效应晶体管构成。

6.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述变压器包括提供使第一开关器件导通的电压以提供自励振荡的驱动绕组。

7.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述变压器的初级和次级绕组之间产生的漏电感和第一电容器形成谐振电路。

8.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述整流平滑电路包括对次级绕组的输出整流的二极管，和与所述二极管并联的第二容抗元件。

9.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述整流平滑电路在第一开关器件导通时允许能量累积在所述变压器的初级绕组中，在第一开关器件截止时允许从所述变压器的次级绕组提供该能量。

10.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于进一步包括与所述初级绕组串联配置的电感。

11.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于该串联电路的第二端连接到所述输入电源。

12.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于该串联电路与第一开关电路并联设置。

13.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于第二开关电路具有由串联电路的第一端构成的第一端，和连接到所述输入电源的第二端，第一电容器与所述初级绕组串联。

14.根据权利要求10所述的开关电源装置，其特征在于电感和第一电容器形成谐振电路。

15.根据权利要求13所述的开关电源装置，其特征在于包括在所述第一电容器和所述初级绕组之间串联设置的电感。

Images