CN110190735A - 开关电源 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种开关电源，包括功率级电路和控制电路，所述控制电路与功率级电路之主开关管的控制端连接，以控制所述功率级电路的开关频率和电感电流峰值；所述控制电路包括峰值电流调节电路和开关频率调节电路，所述峰值电流调节电路接收反馈信号和相应的参考信号，对所述反馈信号和相应的参考信号进行误差处理后得到补偿信号，所述补偿信号或根据补偿信号得到的分段补偿信号与表征流经所述功率级电路的电感电流的第一采样信号进行比较，得到第一控制信号；所述开关频率调节电路接收所述补偿信号，并根据所述补偿信号得到第二控制信号。本发明在磁干扰或无干扰的情况下均可提升电感的适用范围，维持最大输出功率稳定。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种开关电源。
背景技术
开关电源可以采用多种拓扑结构，包括Buck电路、Boost电路、Flyback电路，等等。通过控制开关电路中的开关频率、峰值电流等信息，来调节开关电源的输出功率。
如图1所示的反激式开关电源，现有技术中，开关电源的应用场合可能存在外部强磁场干扰的问题，外部的磁场干扰会使得电感较容易达到饱和，降低开关电源中电感的电感量，使得最大峰值电流降低，从而降低了开关电源的最大输出功率，影响开关电源的正常工作。现有技术在设计开关电源中的电感等磁性元件时，考虑到磁场干扰的问题，往往留有较大的余量，这样既增大了开关电源体积，同时又增加了成本。此外，即使不存在磁干扰的场合，若能扩大电感的适用范围，也有利于降低成本。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种提高电感适用范围、保持最大输出功率稳定的开关电源，用以解决现有技术存在的磁干扰或无干扰的情况下电感适用范围受限的技术问题。
本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的开关电源，包括开关电源，包括功率级电路和控制电路，所述控制电路与功率级电路之主开关管的控制端连接，以控制所述功率级电路的开关频率和电感电流峰值；
所述控制电路包括峰值电流调节电路和开关频率调节电路，所述峰值电流调节电路接收反馈信号和相应的参考信号，对所述反馈信号和相应的参考信号进行误差处理后得到补偿信号，所述补偿信号或根据补偿信号得到的分段补偿信号与表征流经所述功率级电路的电感电流的第一采样信号进行比较，得到第一控制信号；所述开关频率调节电路接收所述补偿信号，并根据所述补偿信号得到第二控制信号；根据所述第一控制信号和第二控制信号控制所述功率级电路主开关管的开关状态。
可选的，所述的开关频率调节电路将所述补偿信号转换成第一电流信号，在每个开关周期中对电容充电，该电容上的电压与第一阈值进行比较，根据二者的比较结果设置开关频率，并得到所述第二控制信号。
可选的，所述峰值电流调节电路包括补偿信号调整电路，所述补偿信号调整电路接收所述补偿信号，对补偿信号进行分段调整，得到所述分段补偿信号峰值电流。
可选的，所述分段补偿信号的最大值钳位于第二阈值，在钳位于第二阈值的区间，保持所述功率级电路的谷值电流稳定，所述主开关管的开关频率随补偿信号的增大而增大。
可选的，所述第一控制信号控制所述主开关管关断，所述第二控制信号控制所述主开关管导通。
可选的，所述开关频率调节电路包括电压电流转换模块、第一电流镜模块和第一电容，所述电压电流转换模块接收所述补偿信号，并将所述补偿信号转化为表征补偿信号的电流信号，所述第一电流镜模块接收所述表征补偿信号的电流信号，在每个开关周期中对所述第一电容充电，所述的第一电容上的电压与第一阈值进行比较，根据二者的比较结果设置开关频率，并得到所述第二控制信号。
可选的，所述补偿信号调整电路包括多路电压电流转换模块、第二电流镜像模块和阻抗元件，所述多路电压电流转换模块的输入端接收所述补偿信号，所述多路电压电流转换模块中还设有基准电流，当所述补偿信号低于第一参考时，则所述基准电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第一段，当所述补偿信号大于第一参考小于第二参考时，基准电流与其中一路电压电流转换模块所产生的电流之和经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第二段，当所述补偿信号大于所述第二参考时，则所述多路电压电流转换模块所产生的电流被钳位至恒定电流，所述恒定电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第三段，此时所述分段补偿信号钳位于所述第二阈值。
可选的，检测所述主开关管开通时刻的电感电流，将其与第三阈值进行比较，所述电感电流高于所述第三阈值时，则延迟下一开关周期主开关管的开通时刻，直到所述主开关管开通时刻时，所述电感电流下降至所述第三阈值。
可选的，所述开关电源工作于连续导通模式。
可选的，所述开关电源工作于断续导通模式或连续导通模式
采用本发明，与现有技术相比，具有以下优点：在峰值电流控制模式下，对于能量传递的调节主要依靠控制峰值电流和开关频率，因受到电感的限制，峰值电流的增加会受限，尤其是在磁干扰的情况下会降低电感的性能，使得峰值电流无法达到阈值峰值，本发明可以利用提高开关频率来保持功率的稳定，期间保持电感电流谷值稳定。本发明在磁干扰或无干扰的情况下均可提升电感的适用范围。
附图说明
图1为现有技术的开关电路的结构示意图；
图2为本发明开关电源的控制电路一个实施例的电路原理图；
图3为本发明开关电源的控制电路另一个实施例的电路原理图；
图4为补偿信号调整电路的电路结构图；
图5为本发明的工作波形图；
图6为本发明开关电源的控制电路又一个实施例的电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
图1为现有技术的反激式开关电源，也是本发明所基于的基础拓扑，但是采用反激式拓扑只是为了举例说明，本发明的应用不限于反激式的拓扑。其中原边和副边通过光耦隔离，副边反馈给原边的信号通过光耦输出反馈信号VFB，反馈信号VFB表征了副边的输出电流或输出电压信息，并根据反馈信号VFB调节所述反激式开关电源主功率管的开关状态。基于现有技术的问题，本发明的技术方案针对开关电源的控制电路，在反激式开关电源中，则一般位于原边控制电路。
如图2所示，示意了本发明开关电源的控制电路的结构原理。本发明的开关电源，包括功率级电路和控制电路，所述控制电路与功率级电路之主开关管的控制端连接，以控制所述功率级电路的开关频率和电感电流峰值。其中功率级电路可以采用Buck、Boost、Flyback等拓扑结构，本实施例中以Flyback为例进行详细阐述。
所述控制电路包括峰值电流调节电路和开关频率调节电路，所述峰值电流调节电路接收反馈信号VFB和相应的参考信号Vref，对所述反馈信号VFB和相应的参考信号Vref在运算放大器U01中进行误差处理后得到补偿信号Vcomp，所述补偿信号Vcomp或根据补偿信号Vcomp得到的分段补偿信号Vcomp2与表征流经所述功率级电路的电感电流的第一采样信号CS在比较器U02中进行比较，得到第一控制信号Vctrl1；所述开关频率调节电路接收所述补偿信号，并根据所述补偿信号Vcomp得到第二控制信号Vctrl2；根据所述第一控制信号Vctrl1和第二控制信号Vctrl2通过RS触发器控制所述功率级电路主开关管M1的开关状态。
所述的开关频率调节电路将所述补偿信号转换成第一电流信号，在每个开关周期中对电容充电，该电容上的电压与第一阈值进行比较，根据二者的比较结果设置开关频率，并得到所述第二控制信号。具体地，所述开关频率调节电路包括电压电流转换模块、第一电流镜模块和第一电容C1，所述电压电流转换模块接收所述补偿信号Vcomp，并将所述补偿信号Vcomp转化为表征补偿信号Vcomp的电流信号I1，所述第一电流镜模块接收所述表征补偿信号Vcomp的电流信号I1，在每个开关周期中对所述第一电容C1充电，当所述第一电容C1上的电压达到阈值Vth1时，则对第一电容C1放电复位，根据二者的比较结果设置开关频率，即根据所述第一电容C1上的电压Vcomp3达到第一阈值Vth1的速度或所需的时间来设置开关频率，并得到所述第二控制信号Vctrl2。在本实施例中，电压电流转换模块包括开关管M3和电阻R4，其中开关管M3的控制端接收所述补偿信号Vcomp，所述电阻R4的压降为补偿信号Vcomp与栅源电压之差，因此，流经电阻R4的电流为补偿信号Vcomp与栅源电压之差比电阻R4的阻值。所述第一电流镜模块可以同比例镜像电流，也可以设置比例系数来镜像电流。如图4所示，所述补偿信号Vcomp与开关频率Fs存在对应关系，因此，可以根据所述补偿信号Vcomp获得与开关频率Fs变化波形一致的电流信号，可以参考图3的实施例来了解这部分内容。
如图3所示，示意了本发明开关电源的控制电路的另一实施例的结构原理。该实施例与图2实施例的区别主要在于所述开关频率调节电路的技术方案。所述开关频率调节电路包括多路电压电流转换模块、第一电流镜模块和第一电容C1，所述多路电压电流转换模块接收所述补偿信号Vcomp，并将所述补偿信号Vcomp转化为的电流信号I2，所述第一电流镜模块接收所述电流信号I2，在每个开关周期中对所述第一电容C1充电，当所述第一电容C1上的电压达到阈值Vth1时(通过比较器U03进行比较)，则对第一电容C1放电复位，根据二者的比较结果设置开关频率，即根据所述第一电容C1上的电压达到第一阈值Vth1的速度或所需的时间来设置开关频率，并得到所述第二控制信号Vctrl2。为了使得多路电压电流转换模块得到转化得到的电流信号I2与开关频率Fs变化波形一致，所以多路电压电流转换模块所转化得到的电流信号I2随补偿信号Vcomp的增大先增大再不变然后再增大。
如图3所示，所述多路电压电流转换模块包括三路电压电流转换模块，第一路为开关管M4与电阻R5的串联结构，第二路为开关管M5与电阻R6的串联结构，第三路为开关管M6与电阻R7的串联结构。其中，开关管M4、的控制端接收补偿信号Vcomp。在第一路、第二路和第三路串联结构上可以根据需要选择性地分别设有第一调节电流IR1、第二调节电流IR2和第二调节电流IR3，第一调节电流IR1为正向电流，第二调节电流IR2和第三调节电流IR3可以为反向电流。正向电流是指能够被第一镜像模块镜像并对第一电容充电的电流，反向电流则不可以，但可以用于抵消该路的所产生的正向电流。
在补偿信号Vcomp小于第一参考V1时，第二路和第三路不工作(可以用开关断开来实现)，则仅有第一路产生电流，产生的电流为(Vcomp-Vgs)/R5，其中Vgs为开关管M4的栅源电压，叠加第一调节电流IR1后，第一调节电流IR1可以为恒流源，则电流合计为：(Vcomp-Vgs)/R5+IR1，以第一镜像模块实现1:1电流镜像，因此，对第一电容C1的充电电流为(Vcomp-Vgs)/R5+IR1，此时，对第一电容C1的充电速度与Vcomp的变化趋势相同。当所述补偿信号Vcomp大于第一参考V1小于第二参考V2时，第一路不工作(可以用开关断开来实现)，第二路的开关管M5的控制端接收第一参考V1，第二路可以不设第二调节电流IR2，因此，第二路产生的电流为：(V1-Vgs)/R6，若设置在第二调节电流IR2则可用于抵消Vgs所产生的电流。该实施例中，第三路的开关管M6的控制端接收补偿信号Vcomp，第三路产生的正向电流为(Vcomp-Vgs)/R7，叠加第三调节电流IR3后，电流合计为：(Vcomp-Vgs)/R7-IR3，其中IR3＝(V2-Vgs)/R7，由此可见，第三路在Vcomp大于第一参考V1小于第二参考V2该区间内，第三路不会有电流被第一镜像模块镜像后对第一电容C1充电。当补偿信号Vcomp大于第二参考V2时，(Vcomp-Vgs)/R7大于第三调节电流IR3，则对第一电容C1的充电电流随着补偿信号Vcomp的增大而增大。
如图4所示，示意了补偿信号调整电路的电路结构。所述峰值电流调节电路包括补偿信号调整电路，所述补偿信号调整电路接收所述补偿信号Vcomp，对补偿信号Vcomp进行分段调整，得到所述分段补偿信号Vcomp2。所述分段补偿信号的最大值钳位于第二阈值，在钳位于第二阈值的区间(当补偿信号Vcomp大于第二参考V2的区间)，保持所述功率级电路的谷值电流稳定，所述主开关管的开关频率随补偿信号Vcomp的增大而增大。所述第一控制信号Vctrl1控制所述主开关管M1关断，所述第二控制信号Vctrl2控制所述主开关管M1导通。
所述补偿信号调整电路包括多路电压电流转换模块、第二电流镜像模块和阻抗元件R8，所述多路电压电流转换模块的输入端接收所述补偿信号Vcomp，所述多路电压电流转换模块中还设有基准电流Iref，当所述补偿信号Vcomp低于第一参考V1时，则所述基准电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件R8上所产生的压降作为所述分段补偿信号Vcomp2的第一段，当所述补偿信号Vcomp大于第一参考V1小于第二参考V2时，基准电流Iref与其中一路电压电流转换模块所产生的电流之和经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件R8上所产生的压降作为所述分段补偿信号Vcomp2第二段，当所述补偿信号Vcomp大于所述第二参考V2时，则所述多路电压电流转换模块所产生的电流被钳位至恒定电流，所述恒定电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件R8上所产生的压降作为所述分段补偿信号Vcomp2的第三段，此时所述分段补偿信号Vcomp2钳位于所述第二阈值Vth2。由于分段补偿信号Vcomp2是峰值电流的参考，因此，分段补偿信号Vcomp的形状如图5中的峰值电流Ip的形状。可以通过开关控制各路电压电流转换模块是否接入，在当所述补偿信号Vcomp低于第一参考V1时，第一路的基准电流Iref接入，第二路也可以同时接入，断开第三路，由于第二路中设置了反向的基准电流Iref，因此，当Vcomp低于第一参考V1时，则该路不产生电路，或者可以认为所产生的电流与反向的基准电流Iref相互抵消；Vcomp大于第一参考V1小于第二参考V2时，第一路和第二路同时接入，产生的电流为：Iref+(Vcomp-Vgs)/R9-Iref＝(Vcomp-Vgs)/R9，在此期间，分段补偿信号Vcomp2随着补偿信号的增大而增大。补偿Vcomp大于所述第二参考V2时，则断开第一路和第二路，导通第三路，所产生的电流为：(V2-Vgs)/R10，即此时钳位至恒流。以第二电流镜像模块的比例系数为1:1为例，那么在该期间，流经阻抗元件R8的电流为(V2-Vgs)/R10，此时阻抗元件R8上的电压为阻抗元件(V2-Vgs)/R10*R8，该值则为第二阈值。上述各路中，第一路为基准电流Iref，第二路为开关管M6和电阻R9组成的串联结构，第二路为开关管M7和电阻R10组成的串联结构，并设置开关控制其各路的通断，这些开关可以由比较器的输出控制，比较器用于判断补偿信号Vcomp所在的区间范围。以上实施例中，为了便于描述和计算，各路的电阻阻值默认为相等，但可以根据不同的需求对电阻大小进行设计。
如图5所示，示意了本发明的多个工作区间，在这几个区间内，补偿信号Vcomp与峰值电流Ip、开关频率Fs存在对应关系。当补偿信号低于第一参考V1时，峰值电流Ip保持稳定，开关频率Fs随着补偿信号Vcomp的增大而增大。当补偿信号大于第一参考V1小于第二参考V2时，则开关频率Fs保持稳定，峰值电流Ip随补偿信号Vcomp的增大而增大。由于可能存在磁干扰的问题，导致电感电流在补偿信号Vcomp大于第二参考V2时难以随之增大，为了保持最大输出功率，此时通过提高开关频率的方式来实现。
如图6所示，示意了在图2或3之实施例的基础上，增加谷值的判断，若开关频率Fs升高的一定程度，在连续导通模式(CCM)下，可能会导致电感电流一直维持在高位，使得电路一直维持很高的功率，开关损耗也较大，同时对开关管的性能和成本也提出了更高的要求。由于在反激式开关电源中，无法从原边直接检测副边的续流结束时的电流，所以只能通过检测原边导通时刻的电流来判断副边续流结束时刻的电流，二者在励磁电流的换算下几乎相等。检测所述主开关管开通时刻的电感电流，将其与第三阈值Vth3进行比较，所述电感电流高于所述第三阈值Vth3时，则延迟下一开关周期主开关管的开通时刻，直到所述主开关管开通时刻时，所述电感电流下降至所述第三阈值Vth3。因此，本实施例中，采用比较器U04实现了表征电流谷值的电压VIv与第三参考V3比较，第三参考V3表征了第三阈值Vth3。本实施例还增加了导通时刻调节模块，综合比较器U04和U04输出的信号调节所述第二控制信号Vctrl2。
本发明的开关电源可适用于断续导通模式(DCM)和连续导通模式(CCM)，在CCM模式下一般需要增加谷值的判断，以防止频率过高，可能会导致电感电流一直维持在高位。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种开关电源，包括功率级电路和控制电路，所述控制电路与功率级电路之主开关管的控制端连接，以控制所述功率级电路的开关频率和电感电流峰值，其特征在于：
所述控制电路包括峰值电流调节电路和开关频率调节电路，所述峰值电流调节电路接收反馈信号和相应的参考信号，对所述反馈信号和相应的参考信号进行误差处理后得到补偿信号，所述补偿信号或根据补偿信号得到的分段补偿信号与表征流经所述功率级电路的电感电流的第一采样信号进行比较，得到第一控制信号；所述开关频率调节电路接收所述补偿信号，并根据所述补偿信号得到第二控制信号；根据所述第一控制信号和第二控制信号控制所述功率级电路主开关管的开关状态。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于：所述的开关频率调节电路将所述补偿信号转换成第一电流信号，在每个开关周期中对电容充电，该电容上的电压与第一阈值进行比较，根据二者的比较结果设置开关频率，并得到所述第二控制信号。
3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于：所述峰值电流调节电路包括补偿信号调整电路，所述补偿信号调整电路接收所述补偿信号，对补偿信号进行分段调整，得到所述分段补偿信号。
4.根据权利要求3所述的开关电源，其特征在于：所述分段补偿信号的最大值钳位于第二阈值，在钳位于第二阈值的区间，保持所述功率级电路的谷值电流稳定，所述主开关管的开关频率随补偿信号的增大而增大。
5.根据权利要求1-4任意一项所述的开关电源，其特征在于：所述第一控制信号控制所述主开关管关断，所述第二控制信号控制所述主开关管导通。
6.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于：所述开关频率调节电路包括电压电流转换模块、第一电流镜模块和第一电容，所述电压电流转换模块接收所述补偿信号，并将所述补偿信号转化为表征补偿信号的电流信号，所述第一电流镜模块接收所述表征补偿信号的电流信号，在每个开关周期中对所述第一电容充电，所述的第一电容上的电压与第一阈值进行比较，根据二者的比较结果设置开关频率，并得到所述第二控制信号。
7.根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于：所述补偿信号调整电路包括多路电压电流转换模块、第二电流镜像模块和阻抗元件，所述多路电压电流转换模块的输入端接收所述补偿信号，所述多路电压电流转换模块中还设有基准电流，当所述补偿信号低于第一参考时，则所述基准电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第一段，当所述补偿信号大于第一参考小于第二参考时，基准电流与其中一路电压电流转换模块所产生的电流之和经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第二段，当所述补偿信号大于所述第二参考时，则所述多路电压电流转换模块所产生的电流被钳位至恒定电流，所述恒定电流经所述第二电流镜像模块镜像后的电流在所述阻抗元件上所产生的压降作为所述分段补偿信号第三段，此时所述分段补偿信号钳位于所述第二阈值。
8.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于：检测所述主开关管开通时刻的电感电流，将其与第三阈值进行比较，所述电感电流高于所述第三阈值时，则延迟下一开关周期主开关管的开通时刻，直到所述主开关管开通时刻时，所述电感电流下降至所述第三阈值。
9.根据权利要求4或8所述的开关电源，其特征在于：所述开关电源工作于连续导通模式。
10.根据权利要求1-3任意一项所述的开关电源，其特征在于：所述开关电源工作于断续导通模式或连续导通模式。
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