CN103095140A - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN103095140A
CN103095140A CN201210417849XA CN201210417849A CN103095140A CN 103095140 A CN103095140 A CN 103095140A CN 201210417849X A CN201210417849X A CN 201210417849XA CN 201210417849 A CN201210417849 A CN 201210417849A CN 103095140 A CN103095140 A CN 103095140A
Authority
CN
China
Prior art keywords
side switch
switch element
voltage
circuit
winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201210417849XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN103095140B (zh
Inventor
细谷达也
山口直毅
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN103095140A publication Critical patent/CN103095140A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103095140B publication Critical patent/CN103095140B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3382—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本发明提供一种消除了臂短路以及损耗增大的问题且不会大型化的开关电源装置。低侧开关控制部(81)具备低侧关断电路，该低侧关断电路在向低侧开关元件(Q1)输出驱动电压信号的期间内检测到变压器的绕组电压的极性反转之时，在延迟时间(td1)之后使低侧开关元件(Q1)关断，高侧开关控制部(61)使其延迟从变压器的绕组电压的极性反转起到使高侧开关元件(Q2)开启为止的时间(td2)。并且，低侧关断延迟电路的延迟时间(td1)设定得比高侧开启延迟电路的延迟时间(td2)还短。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明是涉及开关电源装置，尤其涉及在电力转换动作中利用谐振现象的谐振型开关电源装置的发明。
背景技术
在专利文献1、2中公开了一种在电力转换动作中利用谐振现象的谐振型开关电源装置。
在电力转换动作中利用谐振现象的、电流谐振型转换器方式的开关电源装置之中，为了对输出电压进行控制，例如使开关频率发生变化。另外，在这种开关电源装置中，由谐振电感器Lr和谐振电容器Cr构成了第1LC谐振电路，由初级绕组的励磁电感器Lm、谐振电感器Lr以及谐振电容器Cr构成了第2LC谐振电路。
若将开关频率用fs进行表示、将第1LC谐振电路的谐振频率用fr进行表示、将第2LC谐振电路的谐振频率用fm进行表示，则在通常的动作下保持fm＜fr＜fs这一关系。并且，在轻负载时，开关频率fs上升从而输出电力变小，在重负载时，开关频率fs下降从而输出电力变大。如果是上述频率的大小关系，则在变压器的初级绕组中流过的电流以与施加给初级绕组的电压相比相位滞后的“电流滞后相位”来进行动作。
但是，随着负载的加重而开关频率fs下降，若达到fs＜fm＜fr，则处于偏离了谐振条件的状态(“谐振偏离”)。即、这样一来，开关频率fs低于谐振频率的关系是从初级侧电路看去变压器可看成电容性的阻抗的状态，与向变压器的初级绕组施加的电压波形的相位相比，电流波形的相位超前。在该情况下，存在下述问题：产生了低侧的开关元件和高侧的开关元件同时接通的(处于所谓的臂短路状态)期间，在这两个开关元件中会流过过大的电流，从而产生较大损耗。
具体而言，若处于电流波形的相位比电压波形的相位超前的、前述状态，则在低侧的开关元件关断之后隔了空载时间，高侧的开关元件才开启，但是若在低侧的开关元件中流过的电流的极性已经反转了(流经低侧的开关元件的体二极管的)状态下高侧的开关元件开启，则由于体二极管的反向恢复特性所引起的切断的滞后，使得在低侧的开关元件的体二极管正导通的状态下高侧的开关元件导通，从而产生所述臂短路。
另外，因为在电流波形的相位比电压波形的相位超前的状态下无法进行ZVS(零电压开关、软开关)，所以还会产生开关损耗增大这一问题。
防止了所述“谐振偏离”的开关电源装置已经示出在专利文献1、2中。在专利文献1、2的开关电源装置中，检测在变压器中流过的电流或者在开关元件中流过的电流，并通过该电流值与规定值的比较来控制开关元件，由此防止了所述“谐振偏离”。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平9-308243号公报
专利文献2：日本特开平11-332232号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
在专利文献1、2示出的开关电源装置中，因为需要始终监视在变压器中流过的电流或者在开关元件中流过的电流，所以在电路构成上存在着不仅损耗增加、电源装置也大型化的应解决的问题。
此外，为避免fs＜fm，虽然也存在着预先将开关频率fs设定得较高的应对方法，但是在输入电压低且输出电力大的情况、或者变压器或电子元件的个体差异等较大的情况下却无法应对。
本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种不会大型化、且消除了臂短路以及损耗增大的问题的开关电源装置。
为解决技术问题所采用的技术方案
(1)本发明的开关电源装置的特征在于具备：
电源电压输入部，其输入了输入电源电压；
直流电压输出部，其输出了直流电压；
变压器(T)，其具备初级绕组(np)以及次级绕组(ns)；
低侧开关元件(Q1)，其与所述初级绕组(np)串联连接、通过该低侧开关元件(Q1)的接通来向所述初级绕组(np)施加所述电源电压输入部的电压；
高侧开关元件(Q2)，其接地电平与所述低侧开关元件不同；和
开关控制电路，其具有对所述低侧开关元件(Q1)进行控制的低侧开关控制部、和对所述高侧开关元件(Q2)进行控制的高侧开关控制部，
所述低侧开关控制部具备：绕组电压极性反转检测电路，其对所述变压器(T)的绕组电压极性的反转进行检测；低侧关断电路，其在向所述低侧开关元件(Q2)输出驱动电压信号的期间内由所述绕组电压极性反转检测电路检测到所述变压器T的绕组电压极性的反转之时，使所述低侧开关元件Q1关断；和低侧关断延迟电路，其决定从所述绕组电压极性的反转到使所述低侧开关元件关断为止的延迟时间，
所述高侧开关控制部具备：高侧开启延迟电路，其延迟从所述变压器T的绕组电压极性的反转到使所述高侧开关元件Q2开启为止的时间td2，
所述低侧关断延迟电路的延迟时间td1设定得比所述高侧开启延迟电路的延迟时间td2还短。
(2)优选，所述变压器(T)具备低侧驱动绕组(nb1)，所述绕组电压极性反转检测电路对所述低侧驱动绕组(nb1)的电压进行检测，以对所述变压器(T)的绕组电压极性的反转进行检测。
(3)优选，所述绕组电压极性反转检测电路是通过所述低侧驱动绕组(nb1)的电压和规定的基准电压的比较，来对所述变压器(T)的绕组电压极性的反转进行检测的电路。
(4)优选，所述低侧开关控制部具备设定消隐时间的消隐控制单元，该消隐时间是在从产生对所述低侧开关元件(Q1)进行驱动的脉冲起的规定的期间内不进行绕组电压极性的反转的检测的时间。
(5)优选，所述变压器(T)具备高侧驱动绕组(nb2)，所述高侧开关控制部向所述高侧开关元件(Q2)的控制端子供给在所述高侧驱动绕组(nb2)所产生的电压。
(6)优选，所述高侧开启延迟电路由与所述高侧开关元件(Q2)的控制端子串联连接的阻抗电路、和在所述高侧开关元件(Q2)的控制端子所存在的输入电容而构成。
(7)优选，所述阻抗电路是阻抗根据电流的方向而不同的电路。
(8)优选，所述开关控制电路由集成电路(IC)构成，该集成电路(IC)具备产生对所述低侧开关元件(Q1)进行驱动的信号的控制部、和产生对所述高侧开关元件(Q2)进行驱动的信号的控制部。
发明效果
根据本发明，根据变压器的绕组电压的极性的反转，使得高侧的开关元件Q2在经过延迟时间td2之后便开启，但直到关断开关元件Q1的延迟时间td1设定得比td2还短。因此，在变压器的绕组电压的极性发生了反转之时，低侧开关元件被强制性关断，从而fm＜fs。即、能够防止fs＜fm，谐振电路的阻抗成为感应性，由于谐振条件相一致，从而处于可以进行ZVS(零电压开关动作)的状态。由此，能够防止高侧和低侧的两个开关元件进行臂短路，能够防止这两个开关元件同时导通从而产生过大损耗。
附图说明
图1是第1实施方式涉及的开关电源装置101的电路图。
图2是表示存在负载变动之时的、高侧驱动绕组的电压Vnb2以及晶体管Q3的基极·发射极间电压Vbe的变化的波形图。
图3是表示低侧开关元件Q1的栅极·源极间电压Vgs1、高侧开关元件Q2的栅极·源极间电压Vgs2、低侧开关元件Q1的漏极·源极间电压Vds1、晶体管Q3的基极·发射极间电压Vbe、开关控制用IC84的IS端子的电压Vis以及ZT端子的电压Vzt的关系的波形图。
图4(A)是谐振偏离防止状态下的变压器T的初级绕组np的电压以及低侧开关元件Q1的漏极电流的波形图。图4(B)是产生了“谐振偏离”的状态下的变压器T的初级绕组np的电压以及低侧开关元件Q1的漏极电流的波形图。
图5是第2实施方式涉及的开关电源装置102的电路图。
图6是第3实施方式涉及的开关电源装置103的电路图。
图7是第4实施方式涉及的开关电源装置104的电路图。
图8是第5实施方式涉及的开关电源装置105的电路图。
图9是第6实施方式涉及的开关电源装置106的电路图。
图10是第7实施方式涉及的开关电源装置107的电路图。
图11是第8实施方式涉及的开关电源装置108的电路图。
符号说明：
CC1、CC2...恒流电路
Cr...谐振电容器
Lr...谐振电感器
nb1...低侧驱动绕组
nb2...高侧驱动绕组
np...初级绕组
ns、ns1、ns2...次级绕组
PI...输入端子
PO...输出端子
Q1...低侧开关元件
Q2...高侧开关元件
Q3...晶体管
T...变压器
td1...延迟时间
td2...延迟时间
Vbe...基极·发射极间电压
Vds1...漏极·源极间电压
Vgs1、Vgs2...栅极·源极间电压
Vi...输入电源
Vo...输出电压
ZD1、ZD2...齐纳二极管
61、62...高侧开关控制部
81...低侧开关控制部
84...开关控制IC
101～107...开关电源装置
具体实施方式
《第1实施方式》
图1是第1实施方式的开关电源装置101的电路图。在该开关电源装置101的输入端子PI(+)-PI(-)间输入了输入电源Vi的电压。并且，向连接在开关电源装置101的输出端子PO(+)-PO(-)间的负载Ro输出了规定的直流电压Vo。
在输入端子PI(+)-PI(-)间，构成了谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、变压器T的初级绕组np以及低侧开关元件Q1被串联连接的第1串联电路。谐振电感器Lr是变压器T的泄漏电感或者区别于该泄漏电感的与变压器的初级绕组连接的电感器。低侧开关元件Q1由MOS-FET构成，漏极端子与变压器T的初级绕组np连接。
在变压器T的初级绕组np的两端构成了高侧开关元件Q2、电容器Cr以及电感器Lr被串联连接的第2串联电路。
在变压器T的次级绕组ns1、ns2，构成了由二极管Ds、Df以及电容器Co构成的第1整流平滑电路。该第1整流平滑电路对从次级绕组ns1、ns2输出的交流电压进行全波整流、平滑化之后向输出端子PO(+)-PO(-)输出。
变压器T不仅具有初级绕组np、次级绕组ns1、ns2，还具有低侧驱动绕组nb1以及高侧驱动绕组nb2。
在变压器T的低侧驱动绕组nb1，设置有低侧开关控制部81。该低侧开关控制部81包括由二极管Db以及电容器Cb组成的整流平滑电路。由该整流平滑电路获得的直流电压作为电源电压被供给至开关控制用IC84的VCC端子。
所述开关控制用IC84是具备IS端子(电流检测端子)的、在电流模式下动作的通用的开关控制用IC。
在输出端子PO(+)、PO(-)与开关控制用IC84之间设置有反馈电路。在图1中，简单地用一条线(Feedback)来表示反馈路径，具体而言，通过输出端子PO(+)-PO(-)间的输出电压Vo的分压值与基准电压的比较来产生反馈信号，并以绝缘状态向开关控制用IC84的FB端子输入反馈电压。输出电压Vo越低，则向该FB端子输入的反馈电压越高。
在开关控制用IC84的OUT端子连接了恒流电路CC1以及电容器Cb1的串联电路，且连接成电容器Cb1的充电电压被输入至IS端子(电流检测端子)。
另外，开关控制用IC84的OUT端子经由电阻R12而与低侧开关元件Q1的栅极端子连接。
开关控制用IC84具备对ZT端子的输入电压已反转的情况进行检测的电压极性反转检测电路以及关断延迟电路。电压极性反转检测电路具备对在内部产生的基准电压和ZT端子的电压进行比较的比较器。在该比较器的输出电压变为低电平时，在基于关断延迟电路的延迟时间td1之后，使OUT端子变为低电平。由此，低侧开关元件Q1关断。另外，在所述比较器的输出变为高电平时，在经过了后面所示的延迟时间td0之后，使OUT端子反转为高电平。由此，低侧开关元件Q1开启。
恒流电路CC1根据开关控制用IC84的OUT端子的电压，以恒流的方式对电容器Cb1进行充电。开关控制用IC84内的比较器对电容器Cb1的电压和FB端子的电压进行比较，在IS端子的电压超过了FB端子的电压之时，将OUT端子的电压从高电平变为低电平。因此，FB端子的电压变得越低，电容器Cb1的充电时间变得越短。即、低侧开关元件Q1的接通时间变短，输出电压Vo被恒压化。
此外，二极管D9构成电容器Cb1的电荷的放电路径。即、在开关控制用IC84的输出电压变为低电平时(Q1关断时)，电容器Cb1的电荷经由二极管D9而被放电。
这样一来，作为电流模式IC的开关控制用IC84、恒流电路CC1以及电容器Cb1所组成的电路起到电压-时间转换电路的作用。并且，对输出电压Vo进行检测并通过与基准电压(目标电压)的比较而产生的反馈信号的电压在所述电压-时间转换电路中被转换，仅在该时间内低侧开关元件Q1接通。
在变压器T的高侧驱动绕组nb2与高侧开关元件Q2之间设置有高侧开关控制部61。具体而言，变压器T的高侧驱动绕组nb2的第1端被连接在低侧开关元件Q1与高侧开关元件Q2的连接点(高侧开关元件Q2的源极端子)，高侧开关控制部61被连接在高侧驱动绕组nb2的第2端与高侧开关元件Q2的栅极端子之间。
所述高侧开关控制部61是通过由4个二极管D1、D2、D3、D4构成的二极管电桥整流电路、和被连接在二极管D1、D3的连接点与二极管D2、D4的连接点之间、即该二极管电桥整流电路的输出端间的恒流电路CC2而构成的双向恒流电路。
在高侧开关控制部61中，通过电阻R5以及高侧开关元件Q2的输入电容(栅极·源极间电容)而构成了使开启延迟了后述的延迟时间td2的开启延迟电路。该开启延迟电路在从高侧驱动绕组nb2的电压反转起经过了延迟时间td2之后，使高侧开关元件Q2开启。
高侧开关控制部61在高侧开关元件Q2开启之后，在经过了与低侧开关元件Q1的接通时间相同的时间之时使高侧开关元件Q2强制性关断。
图2是表示存在负载变动之时的、高侧驱动绕组的电压Vnb2以及晶体管Q3的基极·发射极间电压Vbe的变化的波形图。
电容器Cb2以相同的电流值的恒流方式被充放电，所以Q3的基极·发射极间电压Vbe的倾斜度相等。因此，高侧开关元件Q2的接通时间等于低侧开关元件Q1的接通时间。在图2中，由于上述动作，TQ1ON(1)和TQ2ON(1)相等。由于上述动作，即便在低侧开关元件Q1的接通时间变长从而变为TQ1ON(2)之时，TQ1ON(2)和TQ2ON(2)也相等。
这样，若低侧开关元件Q1的接通时间变化，则与之相应地高侧开关元件Q2的接通时间也变化。
如以上所示那样，该开关电源装置101以低侧驱动绕组nb1的电压反转的定时作为触发，使得低侧开关元件Q1开启。另外，作为夹着低侧开关元件Q1和高侧开关元件Q2都处于断开的空载时间而以时间比例D＝0.5交替地接通断开的电流谐振型半桥转换器来进行动作。
图3是表示低侧开关元件Q1的栅极·源极间电压Vgs1、高侧开关元件Q2的栅极·源极间电压Vgs2、低侧开关元件Q1的漏极·源极间电压Vds1、晶体管Q3的基极·发射极间电压(电容器Cb2的电压)Vbe、开关控制用IC84的IS端子的电压(电容器Cb1的电压)Vis以及ZT端子的电压Vzt的关系的波形图。基于该图3，示出开关电源装置101的动作。开关电源装置101的1周期的动作如下所述。
开关控制用IC84基于ZT端子的输入电压，对在变压器T的低侧驱动绕组nb1所产生的绕组电压的极性已反转的情况进行检测，从检测到该极性反转的时刻起仅滞后延迟时间td0，然后开启低侧开关元件Q1。
同时，电容器Cb2经由恒流电路CC2而被放电。
在由基于用于控制输出电压Vo的反馈信号(Feedback)的信号电压所生成的时刻，关断低侧开关元件Q1。
因为低侧开关元件Q1关断，所以通过在高侧驱动绕组nb2所产生的绕组电压对高侧开关元件Q2的输入电容(栅极·源极间电容)进行充电之后，高侧开关元件Q2开启。因此，高侧开关元件Q2仅滞后由所述充电所引起的延迟时间td2然后开启。
同时，电容器Cb2经由恒流电路CC2而被充电。
因为电容器Cb2的充电电压Vbe达到晶体管Q3的阈值电压，所以晶体管Q3开启，高侧开关元件Q2的输入电容被急速地放电，从而高侧开关元件Q2关断。
由此，在变压器T的低侧驱动绕组nb1所产生的绕组电压的极性反转。开关控制用IC84基于ZT端子的输入电压来检测该情况。在从该电压极性的反转起经过了延迟时间td0之后，低侧开关元件Q1开启(turn-on)。
图4(A)是在没有“谐振偏离”的通常状态下的变压器T的初级绕组np的电压以及低侧开关元件Q1的漏极电流的波形图。另外，图4(B)是在产生了“谐振偏离”的状态下的变压器T的初级绕组np的电压以及低侧开关元件Q1的漏极电流的波形图。在这里，漏极电流的波形的t0～t1的区间是基于比较性电感值小的谐振电感器(包括初级绕组np的泄漏电感)Lr和谐振电容器Cr的串联谐振的电流波形，t1～t2的区间是基于谐振电感器Lr、变压器的励磁电感Lm以及谐振电容器Cr的串联谐振的电流波形。
在开关频率fs比谐振频率fm有所下降从而产生“谐振偏离”这样的状况下，如已经叙述的那样，因为电流相位超前，所以如图4(B)所示那样，在低侧开关元件Q1的漏极电流变为负之后(在低侧开关元件Q1的体二极管中流动着电流的状态下)高侧的开关元件开启，因而会产生前述的臂短路的问题。
根据本发明的实施方式，如图1·图3所示，在开关控制用IC84的OUT端子电压为高的状态下，若ZT端子的电压下降至0V附近，则开关控制用IC84强制性关断低侧开关元件Q1。该强制关断动作比高侧开关元件Q2开启更快地进行动作。即、按照满足从以检测到在驱动绕组nb1所产生的绕组电压的极性已反转这一情况的定时作为起点到关断低侧开关元件Q1为止的延迟时间td1，小于到对高侧开关元件Q2的输入电容进行充电从而开启高侧开关元件Q2为止的延迟时间td2的条件(td1＜td2)的方式，规定td1、td2。
这样，在谐振偏离防止状态下，如图3所示那样，直到Vis达到Vfb为止Q1关断。因此，输出电压对于规定值有所下降，但例如即便在输入电源Vi的电压的供给被切断从而输入电源Vi的电压低于规定的电压这样的状态下，也不会引起臂短路，转换器继续动作，故能够维持输出电力的供给。其结果，即便切断输入电源Vi的电压的供给，也不会引起臂短路，故能够安全地停止转换器。另外，即便针对瞬时停电等情况，也可以延长输出电压的保持时间。
这样一来，不会使得开关频率fs低于谐振频率fm从而谐振条件偏离，并且即便在启动、停止、输出短路等过渡性动作状态下，在低侧开关元件Q1开启之后变压器的绕组电压反转，也不会在基于反馈信号使Q1关断之前高侧开关元件Q2开启。即、不会产生臂短路，能够防止开关电源装置的破坏损耗的增大。
图1示出的开关控制用IC84具备设定消隐时间的电路。具体而言，从产生对低侧开关元件Q1进行驱动的脉冲起的规定期间(被设定的消隐时间)内，对所述ZT端子的输入进行掩蔽。这样，通过设定了仅在规定期间内不检测绕组电压的极性的消隐时间，从而即便在消隐时间中成为会使低侧开关元件Q1开启的这种信号的开关噪声被输入至ZT端子，也能够防止由于噪声信号使得低侧开关元件Q1开启的这种误动作的产生。
此外，通过与高侧开关元件Q2的控制端子串联连接的电阻R5(阻抗电路)和在高侧开关元件Q2的栅极端子所存在的输入电容来构成生成延迟时间td2的延迟电路，从而元件个数被削减，能够实现开关电源装置的小型化。
《第2实施方式》
图5是第2实施方式的开关电源装置102的电路图。除了该开关电源装置102的高侧开关控制部62以外，其余与在第1实施方式中的图1示出的电路相同。
在高侧开关控制部62中，在高侧驱动绕组nb2的输出与高侧开关元件Q2之间连接了由电容器Cg1、二极管D6、电阻R5、R6、电感器Lg构成的阻抗电路。电感器Lg是芯片电感器或者磁珠电感器(bead inductor)等。另外，在高侧开关元件Q2的栅极·源极间连接了齐纳二极管ZD1、ZD2的串联电路以及电容器Cg2。高侧开关控制部62内的其他构成与图1示出的高侧开关控制部61相同。
由在高侧驱动绕组nb2的输出与高侧开关元件Q2的控制端子之间被连接的所述阻抗电路和电容器Cg2构成了高侧开关元件Q2的开启延迟电路。
根据在高侧驱动绕组nb2所产生的绕组电压对电容器Cg2进行充电，若高侧开关元件Q2的栅极·源极间电压超过阈值则Q2开启。
因为二极管D6以及电阻R6的串联电路与电阻R5并联连接，所以高侧开关元件Q2的栅极电压的上升沿由R5和R6的并联阻抗来设定，下降沿仅由R5的阻抗支配性设定。
根据电容器Cg1与电容器Cg2的电容分压来控制高侧开关元件Q2的栅极·源极间的电压值。另外，齐纳二极管ZD1、ZD2限制高侧开关元件Q2的栅极·源极间的电压值的最大变化宽度。
根据该实施方式，因为作为Q2的开启延迟电路的一部分的阻抗电路的电阻值根据电流的方向而发生变化，所以能够单独地调整开关元件Q2的开启速度和关断速度。
另外，因为所述阻抗电路由电容器Cg1和电阻R5、R6的串联电路而构成，所以能够通过调整电容器Cg1的电容值来调整与在高侧开关元件Q2的栅极端子所存在的输入电容的分压比，从而施加适当的控制栅极电压。
此外，因为在所述阻抗电路中设置了电感器Lg，所以高频的浪涌电流被抑制，从而能够防止向高侧开关元件Q2的栅极端子施加过大电压。
另外，因为在高侧开关元件Q2的栅极·源极间以并联的方式双向地连接了齐纳二极管，所以能够防止向高侧开关元件Q2的栅极端子施加过大电压。此外，在高侧开关元件Q2的栅极·源极间被并联连接的齐纳二极管也可以仅在任一单向进行连接。
《第3实施方式》
图6是第3实施方式的开关电源装置103的电路图。与在第1实施方式中图1示出的开关电源装置不同之处在于：变压器T的次级侧的构成。
在第3实施方式中，在变压器T的次级绕组ns连接了由二极管D21、D22、D23、D24组成的二极管电桥电路以及电容器Co。这样，也可利用二极管电桥电路进行全波整流。
《第4实施方式》
图7是第4实施方式涉及的开关电源装置104的电路图。与在第1实施方式中图1示出的开关电源装置不同之处在于：变压器T的次级侧的构成。
在第4实施方式中，在变压器T的次级绕组ns1的两端构成了由二极管Ds以及电容器Co1组成的整流平滑电路，在输出端子PO(+)-PO(-)间连接了电容器Co3。另外，二极管Df以及电容器Co2的串联电路的中点与输出端子PO(-)连接，两端与变压器T的次级绕组ns1的两端连接。这样，也可以作为倍压整流电路。
《第5实施方式》
图8是第5实施方式涉及的开关电源装置105的电路图。与以上示出的各实施方式不同之处在于：电感器Lr、初级绕组np、电容器Cr的位置。在该例子中，电感器Lr、初级绕组np、电容器Cr的串联电路与低侧开关元件Q1的两端连接。这样，只要是谐振用的电容器Cr与电感器Lr串联连接、且与初级绕组串联地被插入的位置即可。
此外，根据谐振电容器Cr的一端与输入电源Vi的负电位侧输入端子PI(-)连接的构成，通过连接其他电容器Ca来分流在谐振电容器Cr中流过的电流，由电阻Ra来检测分流电流，从而能够构成在考虑了与在谐振电容器Cr中流过的谐振电流相当的电流的基础上进行过电流保护动作的过电流保护电路，与在电力转换电路中设置检测电阻来检测过电流的情况相比，能够消除该检测电阻的损耗。即、与直接地检测在电力转换电路中流过的谐振电流的情况相比，通过检测被分流的充分小的电流，从而能够降低与检测相关的损耗，构成电力损耗小的过电流保护电路，以进行过电流保护动作。
《第6实施方式》
图9是第6实施方式涉及的开关电源装置106的电路图。与第5实施方式不同之处在于：在考虑与在谐振电容器Cr中流过的谐振电流相当的电流的基础上进行过电流保护动作的过电流保护电路的构成、以及对高侧开关元件进行控制的高侧开关控制部61的构成。在本实施方式的过电流保护电路的构成中，使用二极管Da1、Da2来构成与倍压电路相类似的电路，构成仅检测流经二极管Da2的电流以进行过电流保护动作的过电流保护电路。根据该构成，与直接地检测在电力转换电路中流过的谐振电流的情况相比，通过检测被分流的充分小的电流，从而能够降低与检测相关的损耗，构成电力损耗小的过电流保护电路，以进行过电流保护动作。另外，高侧开关控制部61的一部分被构成在IC(集成电路)85中。IC(集成电路)85具备：产生对低侧开关元件进行驱动的信号的电路、和产生对高侧开关元件进行驱动的信号的电路。
在第1实施方式中图1示出的开关电源装置中，分别独立地构成了对低侧开关元件Q1进行驱动的控制部的构成和对高侧开关元件Q2进行驱动的控制部的构成，但是也可以由控制IC(Integrated Circuit：集成电路)、控制LSI(Large Scale Integration；大规模集成电路)以及控制DSP(DigitalSignal Processor：数字信号处理电路)，来构成将对低侧开关元件Q1进行驱动的控制部和对高侧开关元件Q2进行驱动的控制部一体化后的控制电路。这种构成也包括在本发明的技术适用范围内，只不过是实施方式的展开而已。
《第7实施方式》
图10是第7实施方式涉及的开关电源装置107的电路图。与以上示出的各实施方式不同之处在于：不仅在高侧开关元件Q2的漏极与变压器T的初级绕组np的一端之间设置电容器Cr1和电感器Lr的串联电路，还在电容器Cr1和电感器Lr的连接点与接地线之间设置电容器Cr2。
按照电感器Lr、初级绕组np、高侧开关元件Q2、电容器Cr1构成闭环的方式设置电容器Cr1。另外，也可以按照电感器Lr、初级绕组np、低侧开关元件Q1、电容器Cr2构成闭环的方式设置电容器Cr2。
这样，通过连接电容器Cr2，从而由输入电源Vi供给的电流在低侧开关元件Q1的接通时间和高侧开关元件Q2的各自的接通时间的双方的期间内流到电容器Cr1、Cr2中。与由输入电源Vi供给的电流仅在低侧开关元件Q1的接通时间流过的电路构成相比，由输入电源Vi供给的电流的有效电流被降低。由此，能够降低因由输入电源Vi供给的电流所引起的导通损耗。
《第8实施方式》
图11是第8实施方式涉及的开关电源装置108的电路图。与在第1实施方式中图1示出的开关电源装置不同之处在于：除了电容器Cr以外还设置了电容器Cr1、Cr2。
按照电感器Lr、初级绕组np、电容器Cr、高侧开关元件Q2、电容器Cr1构成闭环的方式设置电容器Cr1，按照电感器Lr、初级绕组np、电容器Cr、高侧开关元件Q1、电容器Cr2构成闭环的方式设置电容器Cr2。
另外，电容器Cr1和Cr2以对输入电源Vi的电压进行分压的方式进行连接。这样，谐振电流流过的谐振电容器(Cr、Cr1、Cr2)也可以为多个。
此外，在以上示出的各实施方式中，在变压器T的次级侧的电路中构成了由二极管组成的整流电路，但是也可以取代该二极管来设置整流用的FET，以进行同步整流。由此，能够降低次级侧的电路损耗。
另外，本发明并不限于半桥转换器，在全桥转换器等多点式转换器(multipoint converter)、电压箝位转换器等中，也能应用于使两个开关元件互补地交替地接通/断开的开关电源装置。

Claims (8)

1.一种开关电源装置，具备：
电源电压输入部，其输入了输入电源电压；
直流电压输出部，其输出了直流电压；
变压器，其具备初级绕组以及次级绕组；
低侧开关元件，其与所述初级绕组串联连接、且通过该低侧开关元件的接通来向所述初级绕组施加所述电源电压输入部的电压；
高侧开关元件，其接地电平与所述低侧开关元件不同；和
开关控制电路，其具有对所述低侧开关元件进行控制的低侧开关控制部、和对所述高侧开关元件进行控制的高侧开关控制部，
所述低侧开关控制部具备：
绕组电压极性反转检测电路，其对所述变压器的绕组电压极性的反转进行检测；
低侧关断电路，其在向所述低侧开关元件输出驱动电压信号的期间内由所述绕组电压极性反转检测电路检测到所述变压器的绕组电压极性的反转之时，使所述低侧开关元件关断；和
低侧关断延迟电路，其决定从所述绕组电压极性的反转到使所述低侧开关元件关断为止的延迟时间，
所述高侧开关控制部具备高侧开启延迟电路，该高侧开启延迟电路使从所述变压器的绕组电压极性的反转到使所述高侧开关元件开启为止的时间延迟，
所述低侧关断延迟电路的延迟时间设定得比所述高侧开启延迟电路的延迟时间还短。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备低侧驱动绕组，
所述绕组电压极性反转检测电路对所述低侧驱动绕组的电压进行检测，从而对所述变压器的绕组电压极性的反转进行检测。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中，
所述绕组电压极性反转检测电路通过所述低侧驱动绕组的电压与规定的基准电压的比较，来对所述变压器的绕组电压极性的反转进行检测。
4.根据权利要求1～3任一项所述的开关电源装置，其中，
所述低侧开关控制部具备设定消隐时间的消隐控制单元，该消隐时间是在从产生对所述低侧开关元件进行驱动的脉冲之后的规定的期间内不进行所述绕组电压极性的反转的检测的时间。
5.根据权利要求1～4任一项所述的开关电源装置，其中，
所述变压器具备高侧驱动绕组，
所述高侧开关控制部向所述高侧开关元件的控制端子供给在所述高侧驱动绕组所产生的电压。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其中，
所述高侧开启延迟电路由与所述高侧开关元件的控制端子串联连接的阻抗电路、和在所述高侧开关元件的控制端子所存在的输入电容而构成。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，
所述阻抗电路的阻抗根据电流的方向而不同。
8.根据权利要求1～7任一项所述的开关电源装置，其中，
所述开关控制电路由集成电路构成，该集成电路具备：产生对所述低侧开关元件进行驱动的信号的控制部、和产生对所述高侧开关元件进行驱动的信号的控制部。
CN201210417849.XA 2011-10-28 2012-10-26 开关电源装置 Active CN103095140B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011237678A JP5549659B2 (ja) 2011-10-28 2011-10-28 スイッチング電源装置
JP2011-237678 2011-10-28

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103095140A true CN103095140A (zh) 2013-05-08
CN103095140B CN103095140B (zh) 2015-07-01

Family

ID=48084398

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210417849.XA Active CN103095140B (zh) 2011-10-28 2012-10-26 开关电源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8625314B2 (zh)
JP (1) JP5549659B2 (zh)
CN (1) CN103095140B (zh)
DE (1) DE102012020672A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106664022A (zh) * 2015-01-20 2017-05-10 富士电机株式会社 开关电源装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102763315B (zh) * 2010-02-23 2015-01-21 株式会社村田制作所 开关电源装置
JP5929667B2 (ja) * 2012-09-25 2016-06-08 富士ゼロックス株式会社 画像形成装置及びバイアス電源装置
TWI689165B (zh) * 2014-02-27 2020-03-21 丹麥商丹麥技術大學 開啟及關閉控制的共振直流對直流電源轉換器及操作方法
US9537581B2 (en) * 2014-06-30 2017-01-03 Silicon Laboratories Inc. Isolator including bi-directional regulator
CN106027008B (zh) * 2016-05-30 2018-11-13 深圳芯能半导体技术有限公司 高压驱动电路的防贯通电路
DE102017218305A1 (de) 2017-10-13 2019-04-18 Conti Temic Microelectronic Gmbh Verfahren zum Steuern einer Halbleiterbrücke eines elektrisch betreibbaren Motors mittels eines Rampensignals, Steuerungseinrichtung sowie Anordnung
DE102018129567A1 (de) * 2018-11-23 2020-05-28 Infineon Technologies Austria Ag Leistungswandler
JP7310225B2 (ja) * 2019-03-29 2023-07-19 ブラザー工業株式会社 電源装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09308243A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JPH11332232A (ja) * 1998-05-15 1999-11-30 Sanken Electric Co Ltd 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2001037220A (ja) * 1998-10-29 2001-02-09 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
CN101578758A (zh) * 2007-08-17 2009-11-11 株式会社村田制作所 开关电源装置
WO2011111483A1 (ja) * 2010-03-09 2011-09-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3041842B2 (ja) 1994-03-31 2000-05-15 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源
JPH09322533A (ja) 1996-05-30 1997-12-12 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JP3201324B2 (ja) * 1997-12-22 2001-08-20 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3219050B2 (ja) * 1998-04-28 2001-10-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3996269B2 (ja) 1998-05-28 2007-10-24 ヤンマー農機株式会社 田植機
JP3475925B2 (ja) * 2000-09-27 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP4423458B2 (ja) 2000-11-10 2010-03-03 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP3675389B2 (ja) * 2001-03-26 2005-07-27 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置
JP3707409B2 (ja) * 2001-09-10 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3707436B2 (ja) * 2002-01-25 2005-10-19 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2003259643A (ja) 2002-03-04 2003-09-12 Orc Mfg Co Ltd 電流共振型ソフトスイッチング電源回路
JP3653075B2 (ja) * 2002-10-31 2005-05-25 東光株式会社 スイッチング電力電送装置
US7113411B2 (en) * 2004-01-30 2006-09-26 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply
JP4682578B2 (ja) 2004-10-01 2011-05-11 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4632023B2 (ja) * 2004-10-26 2011-02-16 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
JP5040268B2 (ja) 2006-11-10 2012-10-03 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP4320787B2 (ja) 2007-05-21 2009-08-26 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5220646B2 (ja) * 2009-02-12 2013-06-26 新電元工業株式会社 直列共振コンバータの制御手段
CN102763315B (zh) * 2010-02-23 2015-01-21 株式会社村田制作所 开关电源装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09308243A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JPH11332232A (ja) * 1998-05-15 1999-11-30 Sanken Electric Co Ltd 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2001037220A (ja) * 1998-10-29 2001-02-09 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
CN101578758A (zh) * 2007-08-17 2009-11-11 株式会社村田制作所 开关电源装置
WO2011111483A1 (ja) * 2010-03-09 2011-09-15 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106664022A (zh) * 2015-01-20 2017-05-10 富士电机株式会社 开关电源装置
CN106664022B (zh) * 2015-01-20 2020-05-22 富士电机株式会社 开关电源装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2013099037A (ja) 2013-05-20
JP5549659B2 (ja) 2014-07-16
US8625314B2 (en) 2014-01-07
US20130107579A1 (en) 2013-05-02
CN103095140B (zh) 2015-07-01
DE102012020672A1 (de) 2013-05-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103095140B (zh) 开关电源装置
CN104883063B (zh) 开关电源装置
JP5532121B2 (ja) スイッチング電源装置
US8665611B2 (en) Controller for a resonant switched-mode power converter
US9362833B2 (en) Constant voltage constant current control circuits and methods with improved load regulation
CN102396140B (zh) 开关电源装置
US8456868B2 (en) Controller for a resonant switched-mode power converter
CN105305848B (zh) 无桥式变换器
US7738266B2 (en) Forward power converter controllers
US9787204B2 (en) Switching power supply device
US9866108B2 (en) PFC shutdown circuit for light load
KR100623555B1 (ko) 전류 공진형 스위칭 전원
CN102868300A (zh) 开关调节器及其控制设备
US9935547B2 (en) System and method for a switched-mode power supply
CN102377169A (zh) 热关断单元、包括其的开关控制器和控制方法
WO2020123144A1 (en) Deadtime adjustment for a power converter
US11437911B2 (en) Variable drive strength in response to a power converter operating condition
EP3664295A1 (en) Two-level switch driver for preventing avalanche breakdown for a synchronous rectification switch in a power converter operating in a low-power burst mode
WO2005074113A1 (ja) スイッチング電源装置
TW202110058A (zh) 功率轉換器電路中電子開關驅動方法及控制電路
US7400519B2 (en) Switching power supply
CN106849648A (zh) 同步调节中的电流阈值检测
EP2892135B1 (en) Power Supply and energy efficient Gate Driver
CN103718446A (zh) 开关电源装置
CN113541450B (zh) 一种驱动电路、开关变换器和集成电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant