CN111262444A - 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法 - Google Patents

副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法，涉及同步整流控制方法技术领域。同步整流控制系统包括辅输出回路输出电压采样电路、主输出回路输出电压采样电路、主输出回路谐振电容电压采样电路、微控制器和栅驱动器。该控制系统结合副边谐振有源钳位反激变换器的工作特性，对副边谐振有源钳位反激变换器副边的主输出回路中谐振电容电压和输出电压、辅输出回路中输出电压的直接检测，通过同步整流控制以减小工作波形振荡，降低副边谐振有源钳位反激变换器的损耗，提高变换器的工作效率。

Description

副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法
技术领域
本发明涉及同步整流控制方法技术领域，尤其涉及副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法。
背景技术
在小功率电源系统中，反激变换器以其电路结构简单、所需元器件较少、输入输出可电气隔离、易于多路输出等优点得到了广泛的应用。但由于漏感的存在，反激变换器在原边开关管关断时会产生很大的尖峰电压，从而增大了功率管的电压应力，严重时甚至可以将功率管击穿。为了有效限制漏感尖峰，因此提出带有RCD钳位电路的反激变换器，但此无源钳位电路将漏感中的能量白白消耗掉的做法并不能实现系统效率的大幅度提升。而有源钳位反激变换器因为可以将漏感中储存的能量进行回收并且能够实现开关管的零电压开关，从而大幅提高变换器的工作频率而逐渐受到人们的关注。
现有技术中，有源钳位反激变换器副边采用同步整流管代替二极管，降低了副边二极管带来的导通损耗问题，进一步提高了变换器的效率。但是，有源钳位反激变换器存在工作波形的振荡以及原边电流有效值过大的问题，导致原边开关管导通损耗增大。因此，为了更进一步提高变换器的工作效率以及减小传统有源钳位反激拓扑工作波形的振荡问题，提出了副边谐振的有源钳位反激变换器。副边谐振有源钳位反激变换器的拓扑结构如图1所示，在传统的有源钳位反激变换器的基础上，在副边引入了一个容值比较小的电容Cr作为谐振元件，这就导致了输出端电压纹波较大，因此需要在负载电阻和谐振电容之间插入LC滤波电路来减小输出电压纹波。
副边谐振有源钳位反激拓扑实现副边同步整流管零电流关断的条件：（1）必须满足在谐振过程中，原边谐振电流能够和励磁电流相遇；（2）在满足条件（1）的前提下，必须调整谐振周期，使原边谐振电流和励磁电流相遇后，然后原边开关管再导通。因此，结合副边谐振有源钳位反激变换器的工作特性，实现副边同步整流管零电流关断控制，将成为新的研究方向。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术所存在的不足而提出副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法，结合副边谐振有源钳位反激变换器的工作特性，对副边谐振有源钳位反激变换器副边的主输出回路中谐振电容电压和输出电压、辅输出回路中输出电压的直接检测，通过同步整流控制以减小工作波形振荡，降低副边谐振有源钳位反激变换器的损耗，提高变换器的工作效率。
为了解决上述技术问题，本发明提出如下技术方案：
本发明提出副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统，包括：辅输出回路输出电压采样电路、主输出回路输出电压采样电路、主输出回路谐振电容电压采样电路、微控制器和栅驱动器。
辅输出回路输出电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的辅输出回路同步整流管的负极、辅负载阻抗的一端相连接；辅输出回路输出电压采样电路的输出端将采样所得的辅输出电压发送给微控制器的第一输入端。主输出回路输出电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电感的一端、主负载阻抗的一端相连接；主输出回路输出电压采样电路的输出端将采样所得的主输出电压发送给微控制器的第二输入端。主输出回路谐振电容电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电容的正极、副边谐振电感的另一端相连接于同一点；主输出回路谐振电容电压采样电路的第一输出端和第二输出端分别将采样所得的谐振电容电压发送给微控制器的第三输入端和第四输入端。微控制器的输出端将驱动信号发送给栅驱动器的输入端，栅驱动器的输出端接副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的整流二极管的栅极。
其中，微控制器包括：第一比较器、第二比较器、第一模数转化器、第二模数转化器、控制单元、PWM定时器。进一步，第一比较器、第二比较器、第一模数转化器、第二模数转化器和PWM定时器为微控制器内部实际的硬件功能模块，控制单元为以微控制器为硬件基础而实现的软件功能模块。
第一比较器的反相输入端接收来自微控制器的第一输入端的辅输出电压，第一比较器的同相输入端接收来自控制单元第一输出端的第一阈值电压，第一比较器的输出端向控制单元输入第一比较信号。
第二比较器的反相输入端接收来自微控制器的第四输入端的谐振电容电压，第二比较器的同相输入端接收来自控制单元第二输出端的第二阈值电压，第二比较器的输出端向控制单元输入第二比较信号。
第二模数转化器的输入端接收来自微控制器的第二输入端的主输出电压的模拟信号，第二模数转化器的输出端向控制单元输入主输出电压的数字信号。
第一模数转化器的输入端接收来自微控制器的第三输入端的谐振电容电压的模拟信号，第一模数转化器的输出端向控制单元输入谐振电容电压的数字信号。
控制单元的第三输出端和第四输出端分别向PWM定时器输入主输出回路同步整流管的关断时刻和开启时刻，PWM定时器向栅驱动器输出PWM控制信号，栅驱动器向主输出回路的整流二极管发送驱动信号。
本发明提出副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法，具体工作原理如下：
根据副边谐振有源钳位反激变换器的工作状态，控制单元对第一比较器设定第一阈值电压，该第一阈值电压为固定值。根据主输出电压和谐振电容电压之间的关系，控制单元对第二比较器设定第二阈值电压。每个工作周期中，控制单元对第一阈值电压和第二阈值电压的采用分时段设定：副边谐振有源钳位反激变换器工作在（D×Ts，1/2×（1+D）×Ts）时间段内时，控制单元对第一比较器设定固定的第一阈值电压。副边谐振有源钳位反激变换器工作在（1/2×（1+D）×Ts，Ts）时间段内时，控制单元对第二比较器设定第二阈值电压，第二阈值电压与谐振电容电压之和是主输出电压的2倍。其中，D为副边谐振有源钳位反激变换器的原边主功率管的导通占空比，Ts为副边谐振有源钳位反激变换器的工作周期。
在状态检测时间内，第一比较器对辅输出电压和第一阈值电压进行比较和逻辑判断，控制单元根据逻辑判断结果给出主输出回路同步整流管开启状态的检测结果，根据此检测结果控制当前周期内主输出回路同步整流管的开启时刻。
主输出回路同步整流管的开启时刻，取决于第一比较信号：当第一比较信号从高电平变为低电平时，则主输出回路同步整流管开启。
在状态检测时间内，第二比较器对谐振电容电压和第二阈值电压进行比较和逻辑判断，控制单元根据逻辑判断结果给出主输出回路同步整流管关断状态的检测结果，根据此检测结果控制下一个周期内主输出回路同步整流管的关断时刻。
主输出回路同步整流管的关断时刻，取决于第二比较信号：当第二比较信号从高电平变为低电平时，则主输出回路同步整流管关断。
其中，状态检测时间设定如下：
在对主输出回路同步整流管开启时刻进行检测时，状态检测时间的开始时刻是副边谐振有源钳位反激的原边主功率管彻底关断时刻，状态检测时间的结束时刻是副边谐振有源钳位反激的原边钳位管导通一半时间的时刻。
在对主输出回路同步整流管关断时刻进行检测时，状态检测时间的开始时刻是副边谐振有源钳位反激的原边钳位管导通一半时间的时刻点，状态检测时间的结束时刻是副边谐振有源钳位反激的原边主功率管开启时刻。
按照本发明提出副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统，能够实现主输出回路同步整流管的准确开启和准确关断，降低了副边谐振有源钳位反激变换器的损耗，提升了工作效率，同时也减小了传统有源钳位反激变换器工作波形的振荡问题。
本发明提出的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法，相比现有技术，具有以下效益：
1、能够实现副边谐振有源钳位反激变换器副边主输出回路中谐振电容电压、输出电压以及辅输出回路中输出电压的直接检测，能够根据检测结果使同步整流管准确开启，准确关断。采用此技术，可以使同步整流管在确定的开启点“恰好”开启，在确定的关断点“恰好”关断，避免了其他技术在同步整流管关断时刻的反复切换。
2、副边增加一个辅助绕组，实现了对原边主功率管采样，从而精准地获取了原边主功率管断开后，副边同步整流管的开启时刻。
3、能够使同步整流管准确开启和准确关断，降低了副边谐振有源钳位反激变换器的损耗，提升了工作效率。
4、实现副边谐振有源钳位反激变换器副边同步整流管在确定的关断点“恰好”关断，有效的减小了传统的有源钳位反激变换器因“关早”和“关晚”而造成的电压波形振荡问题，从而减小了干扰和噪声。
附图说明
图1是本发明优选实施例中的一种副边谐振有源钳位反激变换器拓扑结构图；
图2是带有主输出回路和辅输出回路的副边谐振有源钳位反激拓扑，本发明提出的副边谐振有源钳位反激同步整流控制系统的结构框图；
图3是检测主输出回路同步整流管开启时刻和关断时刻的状态检测时间段说明图；
图4是本发明提出的整流控制系统的工作时间线说明图；
图5是采用本发明提出的整流控制方法的副边谐振有源钳位反激变换器的工作波形图；
图6是传统有源钳位反激变换器的测试波形以及采用了本发明提出的同步整流控制方法的副边谐振有源钳位反激变换器的测试波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施案例对本发明的具体实施方式作进一步的详细描述。
实施例1。优选实施例中的一种副边谐振有源钳位反激变换器的拓扑结构如图2所示，该反激变换器包括：输入直流电压源Vin、变压器Tr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、原边主功率管S1、原边钳位管S2、钳位电容Cclamp、主输出回路同步整流管SR、副边谐振电感Lo、副边谐振电容Cr、输出滤波电容Co、主负载阻抗RL、辅输出回路同步整流管SR1、辅负载阻抗R1。
谐振电感Lr和励磁电感Lm可看做变压器Tr的一部分，其中谐振电感Lr的一端连接输入直流电压源Vin的正极端，谐振电感Lr的另一端连接励磁电感Lm的一端和变压器Tr原边绕组的一端；变压器Tr原边绕组的另一端和励磁电感Lm的另一端连接原边主功率管S1的漏极和原边钳位管S2的源极；主功率管的源极和输入直流源Vin的负极端一起接地；原边钳位管S2的漏极接钳位电容Cclamp的一端，钳位电容Cclamp的另一端接输入直流电压源Vin的正极端。定义谐振电感Lr、励磁电感Lm及变压器的公共端为变压器Tr原边绕组Np的同名端，则变压器Tr副边绕组Ns相对于原边绕组Np的同名端接主输出回路同步整流管SR的漏端，副边绕组Ns的另一端接副边谐振电感Lo的一端，副边谐振电感Lo的另一端连接输出滤波电容Co的一端和主负载阻抗RL的一端；输出滤波电容Co的另一端和主负载阻抗RL的另一端、主输出回路同步整流管SR的源端和副边谐振电容Cr的一端一起接地；副边谐振电容Cr的另一端连接变压器Tr副边绕组Ns的一端和副边谐振电感Lo的一端。
实施例1。本发明提出的一种副边谐振有源钳位反激变换器的同步整流控制系统1的结构框图如图2所示。该控制系统包括：辅输出回路输出电压采样电路2、主输出回路输出电压采样电路3、主输出回路谐振电容电压采样电路4、微控制器5和栅驱动器12。
辅输出回路输出电压采样电路2的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的辅输出回路同步整流管SR1的负极、辅负载阻抗R1的一端相连接；辅输出回路输出电压采样电路2的输出端将采样所得的辅输出电压发送给微控制器5的第一输入端。主输出回路输出电压采样电路4的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电感Lo的一端、主负载阻抗RL的一端相连接；主输出回路输出电压采样电路4的输出端将采样所得的主输出电压发送给微控制器5的第二输入端。主输出回路谐振电容电压采样电路3的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电容Cr的正极、副边谐振电感Lo的另一端相连接于同一点；主输出回路谐振电容电压采样电路3的第一输出端和第二输出端分别将采样所得的谐振电容电压发送给微控制器5的第三输入端和第四输入端。微控制器5的输出端将驱动信号发送给栅驱动器12的输入端，栅驱动器12的输出端接副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路同步整流管SR的栅极。
其中，微控制器5包括：第一比较器6、第二比较器9、第一模数转化器7、第二模数转化器8、控制单元10、PWM定时器11。进一步，第一比较器6、第二比较器9、第一模数转化器7、第二模数转化器8和PWM定时器11为微控制器5内部实际的硬件功能模块，控制单元10为以微控制器5为硬件基础而实现的软件功能模块。
第一比较器6的反相输入端接收来自微控制器5的第一输入端的辅输出电压Vos，第一比较器6的同相输入端接收来自控制单元10第一输出端的第一阈值电压Vth1，第一比较器6的输出端向控制单元10输入第一比较信号Vcs。
第二比较器9的反相输入端接收来自微控制器5的第四输入端的谐振电容电压Vcr，第二比较器9的同相输入端接收来自控制单元10第二输出端的第二阈值电压Vth2，第二比较器9的输出端向控制单元10输入第二比较信号Vc。
第一模数转化器7的输入端接收来自微控制器5的第三输入端的谐振电容电压的模拟信号Vcr，第一模数转化器7的输出端向控制单元10输入谐振电容电压的数字信号Vcr[n]。
第二模数转化器8的输入端接收来自微控制器5的第二输入端的主输出电压的模拟信号Vo，第二模数转化器8的输出端向控制单元10输入主输出电压的数字信号Vo[n]。
控制单元10的第三输出端和第四输出端分别向PWM定时器11输入主输出回路同步整流管SR的关断时刻toff和开启时刻ton，PWM定时器11向栅驱动器12输出PWM控制信号，栅驱动器12向主输出回路同步整流管SR发送驱动信号。
实施例2。副边谐振有源钳位反激变换器主输出回路同步整流管SR的开启时刻和关断时刻判定分属于两个不同的时段，可使用相同的检测硬件及控制逻辑，仅仅在时间点上有所差别。因此，本发明提出采用第一比较器6判定主输出回路同步整流管SR的开启时刻，采用第二比较器9判定主输出回路同步整流管SR的关断时刻。在微控制器5的内部对第一比较器6设置固定的第一阈值电压Vth1，对第二比较器9设置第二阈值电压Vth2。
采用本发明提出的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法，对主输出回路同步整流管SR的开启时刻和关断时刻状态检测时间段的设定如图3所示，图中实线为原边主功率管S1的栅驱动信号Vgs的波形，虚线为原边钳位管S2的栅驱动信号Vgs的波形。设定副边谐振有源钳位反激变换器的原边主功率管S1的栅驱动信号Vgs的占空比为D、开关周期为Ts，则原边主功率管S1的导通时间为D×Ts。设定主输出回路同步整流管SR开启时刻的状态检测时间段为（D×Ts，1/2×（1+D）×Ts），该状态检测时间段用于确定主输出回路同步整流管SR的开启时刻；设定主输出回路同步整流管SR关断时刻的状态检测时间段为（1/2×（1+D）×Ts，Ts），用于确定主输出回路同步整流管SR的关断时刻。
图4所示的是本发明提出的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法的工作时间线，展现了同步整流控制系统1的各个模块开始工作的先后顺序。首先，第一比较器6在原边主功率管S1开启的时候就开始工作，由控制单元10根据副边谐振有源钳位反激的工作状态，对第一比较器6的同相输入端设定固定的第一阈值电压Vth1，其反相输入端连接辅输出回路输出电压采样电路2的输出端。其次，当第一比较器6的输出信号VCS由高电平变为低电平，即原边钳位管S2实现零电压开启时，主输出回路同步整流管SR开启，控制单元10立即把当前时刻下第一模数转化器7的采样值Vcr[n]存储起来；最后，第二比较器9开始工作，第二模数转化器8的采样值Vo[n]送入控制单元10，由控制单元10通过计算得到第二比较器9的同相输入端的第二阈值电压Vth2，控制下一个周期内主输出回路同步整流管SR在确定的关断点“恰好”关断。
图5是副边谐振有源钳位反激变换器的工作波形图。当原边钳位管S2实现零电压开启时，原边主功率管S1两端的电压Vds由低电平上升为高电平，主输出回路同步整流管SR开启，开始有电流i SR 流过主输出回路同步整流管SR，此时控制单元10立即把当前时刻下第一模数转化器7的采样值Vcr[n]存储起来，即对应于图中的点Vcr1；当主输出回路同步整流管SR关断时，流过同步整流管SR的电流i SR 刚好变为零，对应于图中的点Vcr2；因为点Vcr1和点Vcr2可以近似看成是关于纵坐标轴的奇对称，所以Vcr2=2×Vo-Vcr1，因此要检测主输出回路同步整流管SR的关断时刻，需要对主输出电压Vo进行采样。
图6是传统有源钳位反激变换器的测试波形以及采用了本发明提出的同步整流控制方法的副边谐振有源钳位反激变换器的测试波形。图6（a）是传统有源钳位反激变换器的测试波形，图6（b）是采用了本发明提出的同步整流控制方法的副边谐振有源钳位反激变换器的测试波形。从两张图对比可以看出，传统有源钳位反激变换器的副边同步整流管SR管在导通期间有很多振荡；而采用了本发明提出的同步整流控制方法的副边谐振有源钳位反激变换器，则显著减小了变换器工作波形的振荡。优选实施例中，副边谐振有源钳位反激变换器的副边同步整流管能够在正确的时间点开启和关断，显著提高变换器的效率，降低功耗，减小变换器工作干扰和噪声，提高了副边谐振有源钳位反激变换器的工作性能。
以上具体实施方式及实施例是对本发明提出的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法技术思想的具体支持，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在本技术方案基础上所做的任何等同变化或等效的改动，均仍属于本发明技术方案保护的范围。

Claims (4)

1.副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统，其特征在于：所述同步整流控制系统包括：辅输出回路输出电压采样电路、主输出回路输出电压采样电路、主输出回路谐振电容电压采样电路、微控制器和栅驱动器；
辅输出回路输出电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的辅输出回路同步整流管的负极、辅负载阻抗的一端相连接；辅输出回路输出电压采样电路的输出端将采样所得的辅输出电压发送给微控制器的第一输入端；主输出回路输出电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电感的一端、主负载阻抗的一端相连接；主输出回路输出电压采样电路的输出端将采样所得的主输出电压发送给微控制器的第二输入端；主输出回路谐振电容电压采样电路的输入端，与副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的副边谐振电容的正极、副边谐振电感的另一端相连接于同一点；主输出回路谐振电容电压采样电路的第一输出端和第二输出端分别将采样所得的谐振电容电压发送给微控制器的第三输入端和第四输入端；微控制器的输出端将驱动信号发送给栅驱动器的输入端，栅驱动器的输出端接副边谐振有源钳位反激变换器的主输出回路中的整流二极管的栅极；
微控制器包括：第一比较器、第二比较器、第一模数转化器、第二模数转化器、控制单元、PWM定时器；第一比较器的反相输入端接收来自微控制器的第一输入端的辅输出电压，第一比较器的同相输入端接收来自控制单元第一输出端的第一阈值电压，第一比较器的输出端向控制单元输入第一比较信号；第二比较器的反相输入端接收来自微控制器的第四输入端的谐振电容电压，第二比较器的同相输入端接收来自控制单元第二输出端的第二阈值电压，第二比较器的输出端向控制单元输入第二比较信号；第二模数转化器的输入端接收来自微控制器的第二输入端的主输出电压的模拟信号，第二模数转化器的输出端向控制单元输入主输出电压的数字信号；第一模数转化器的输入端接收来自微控制器的第三输入端的谐振电容电压的模拟信号，第一模数转化器的输出端向控制单元输入谐振电容电压的数字信号；控制单元的第三输出端和第四输出端分别向PWM定时器输入主输出回路同步整流管的关断时刻和开启时刻，PWM定时器向栅驱动器输出PWM控制信号，栅驱动器向主输出回路的整流二极管发送驱动信号。
2.副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法，基于权利要求1所述的同步整流系统而实现，其特征在于：
在状态检测时间内，第一比较器对辅输出电压和第一阈值电压进行比较和逻辑判断，控制单元根据逻辑判断结果给出主输出回路同步整流管开启状态的检测结果，根据此检测结果控制当前周期内主输出回路同步整流管的开启时刻；
主输出回路同步整流管的开启时刻，取决于第一比较信号：当第一比较信号从高电平变为低电平时，则主输出回路同步整流管开启；
在状态检测时间内，第二比较器对谐振电容电压和第二阈值电压进行比较和逻辑判断，控制单元根据逻辑判断结果给出主输出回路同步整流管关断状态的检测结果，根据此检测结果控制下一个周期内主输出回路同步整流管的关断时刻；
主输出回路同步整流管的关断时刻，取决于第二比较信号：当第二比较信号从高电平变为低电平时，则主输出回路同步整流管关断。
3.根据权利要求2所述的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法，其特征在于：每个工作周期中，控制单元对第一阈值电压和第二阈值电压的采用分时段设定：副边谐振有源钳位反激变换器工作在（D×Ts，1/2×（1+D）×Ts）时间段内时，控制单元根据副边谐振有源钳位反激变换器的工作状态，对第一比较器设定第一阈值电压，该第一阈值电压为固定值；副边谐振有源钳位反激变换器工作在（1/2×（1+D）×Ts，Ts）时间段内时，控制单元根据主输出电压和谐振电容电压之间的关系，对第二比较器设定第二阈值电压；所述第二阈值电压与谐振电容电压之和是主输出电压的2倍；
其中，D为副边谐振有源钳位反激变换器的原边主功率管的导通占空比，Ts为副边谐振有源钳位反激变换器的工作周期。
4.根据权利要求2所述的副边谐振有源钳位反激的同步整流控制方法，其特征在于：所述状态检测时间设定如下：
在对主输出回路同步整流管开启时刻进行检测时，状态检测时间的开始时刻是副边谐振有源钳位反激原边主功率管彻底关断时刻，状态检测时间的结束时刻是副边谐振有源钳位反激原边钳位管导通一半时间的时刻；
在对主输出回路同步整流管关断时刻进行检测时，状态检测时间的开始时刻是副边谐振有源钳位反激原边钳位管导通一半时间的时刻点，状态检测时间的结束时刻是副边谐振有源钳位反激原边主功率管开启时刻。
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