JP2008236875A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小さい可飽和コアを用いた場合でも広い制御範囲を得て、確実な定電圧制御を行う。
【解決手段】電流検出回路１５，１６は出力電流Ｉ１，Ｉ２を検出する。制御部１２は出力電流Ｉ１が大きいほど、出力電流Ｉ２が小さいほど、トランジスタＱ１の駆動周波数を高くする。これにより、この場合には、可飽和コアの制御範囲が広がり、確実に定電圧制御が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、複写機やプリンタ等に好適な電源装置に関する。

従来、複写機等においては、スイッチング電源が採用されることがある。スイッチング電源は、入力電圧を整流平滑化するための整流回路及び平滑コンデンサを有すると共に、スイッチングトランジスタ及びトランスによって構成されるフォワード／フライバックコンバータを有する。スイッチングトランジスタによって、入力された直流電圧を高周波の交流に変換してトランスに供給し、トランスの２次側において整流平滑回路によって直流電圧に変換する。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタのオンデューティを制御することで、安定的な直流電圧を得るようになっている。

ところで、複写機等においては、制御回路等のＩＣ部品やハードディスク等の比較的小電力で動作する部品に電力を供給すると共に、モータやランプ等の比較的大電力で動作する部品にも電力を供給する必要があり、広いレベル範囲の負荷に対応する必要がある。

そこで、このような機器においては、一般的には、モータ等のように、大電力の電力供給が必要な部品への電力供給を行うための主電源と、ＩＣ部品等のように比較的小さい電力の供給を必要とする部品への電力供給を行うための副電源とを備えている。

このような２出力の電源回路においては、トランスの２次巻線を主電源用と副電源用とに分け、各２次巻線から主電源用の出力と副電源用の出力とを得ている。上述したように、出力電圧は、スイッチングトランジスタのオンデューティを制御することで、定電圧制御される。例えば、主電源の出力をフィードバックさせてスイッチングトランジスタを制御することが考えられる。これにより、主電源の出力に応じた定電圧制御が可能である。

しかしながら、主電源用のトランスと副電源用のトランスの１次巻線は共通であり、主電源の出力を用いたフィードバック制御によってオンデューティーを変化させると、副電源用の２次巻線から得られる巻線電圧も変化してしまい、副電源の出力は主電源の出力によって影響を受けてしまう。

そこで、副電源用としてマグアンプ方式を用いた電源回路が採用されることがある。マグアンプ方式は、出力電圧の制御に可飽和コアを用いるものである。可飽和コアはコア両端に電圧が印加されることで、飽和して電流を流し、電圧の印加から磁化状態が飽和状態に移行するまでの間はオフ状態であり電流を流さない。副電源の出力を可飽和コアにフィードバックすることで、可飽和コアのオフ期間を制御して、トランスの２次巻線の巻線電圧の変動に拘わらず、出力電圧を定電圧にすることができる。マグアンプ方式を採用した２電源構成のスイッチング電源としては、特許文献１に記載のものがある。
特開２００２−９５２５４号公報

しかしながら、マグアンプ方式では、上述したように、可飽和コアのオフ期間の長さに応じて出力を制御するようになっており、トランスの２次巻線の巻線電圧を昇圧することはできない。このため、スイッチングトランジスタのオンデューティの低下等の理由によって、２次巻線の巻線電圧が低下すると、可飽和コアが全期間オンであったとしても、副電源として必要な電圧が得られないことがある。

そこで、トランスの２次巻線の巻数を増やすことで、２次巻線電圧を比較的大きな値に設定しておくことが考えられる。しかしながら、この場合には、可飽和コアを比較的長い期間、オフにすることができるように設定する必要がある。可飽和コアは、制御可能な範囲がＶＴ（印加電圧×その時間）積によって表される。可飽和コアのＶＴ積は、コアのコア断面積と巻数とによって決定され、断面積が大きいほど、また、巻数が多いほど、ＶＴ積は大きくなる。

従って、可飽和コアを比較的長いオフ期間で動作させるためには、可飽和コアの断面積（サイズ）を大きくしたり、巻数を多くしたりする必要がある。この場合、巻数を多くすると、両端電圧に拘わらず可飽和コアがオンとならずに制御不能範囲となるデッドアングルが増大する。このため、マグアンプ方式において十分に広い制御範囲を確保するためには、高価な可飽和コアを大きなサイズで構成する必要があり、コスト増を招来する。

本発明は、２出力の一方にマグアンプ方式を採用する場合でも、比較的小型の可飽和コアを用いて比較的広い制御範囲を得ることができる電源装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電源装置は、直流電圧をスイッチングしてトランスの１次巻線に供給するスイッチング手段と、前記トランスの第１の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第１の出力端子に第１の出力電圧を出力する第１の整流平滑手段と、前記第１の出力電圧に基づいて前記スイッチング手段のオンデューティを制御する第１の制御手段と、前記トランスの第２の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第２の出力端子に第２の出力電圧を出力する第２の整流平滑手段と、前記第２の２次巻線と前記第２の整流平滑手段との間に接続されて、前記第２の２次巻線の巻線電圧及び前記第２の出力電圧に基づいてオン，オフする可飽和磁気素子と、前記第１の出力端子から負荷に供給される第１の電流と前記第２の出力端子から負荷に供給される第２の電流との少なくとも一方に基づいて前記スイッチング手段の駆動周波数を制御する第２の制御手段とを具備したことを特徴とする。

このような構成によれば、第１の制御手段は、第１の出力電圧に基づいてスイッチング手段のオンデューティを制御することにより、第１の出力電圧を定電圧制御する。可飽和磁気素子は、第２の２次巻線の巻線電圧及び第２の出力電圧に基づいてオン，オフすることで、第２の出力電圧を定電圧制御する。第２の出力電圧を定電圧制御するために必要な可飽和磁気素子の制御範囲が可飽和磁気素子に設定された制御範囲を超えようとする場合には、第２の制御手段は、スイッチング手段の駆動周波数を制御する。これにより、可飽和磁気素子の制御範囲が広がり、第２の出力電圧は定電圧制御される。

本発明によれば、２出力の一方にマグアンプ方式を採用する場合でも、比較的小型の可飽和コアを用いて比較的広い制御範囲を得ることができるという効果を有する。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態はフライバックコンバータを用いたスイッチング電源に適用した例である。

図１において、直流電源１１は所定の直流電圧を発生する。なお、直流電源１１は、例えば、交流電源からの交流電源電圧をダイオードブリッジ等を用いて整流平滑する整流平滑回路によって構成することもできる。直流電源１１の正極性端子と負極性端子との間には、フライバックトランスＴの１次巻線及びスイッチングトランジスタＱ１が接続されている。スイッチングトランジスタＱ１は、第１及び第２の制御手段としての制御部１２によってオン，オフ駆動されて、直流電源１１からの直流電圧を、トランスＴの１次巻線に供給する。スイッチングトランジスタＱ１がオン，オフすることで、トランスＴの２次巻線には、高周波の交流電圧が発生する。

本実施の形態においては、トランスＴの２次巻線は、第１の電源部１０用の２次巻線Ｔ１として用いられると共に、一部分の２次巻線Ｔ２が第２の電源部２０用として用いられる。第１の電源部１０は、例えば、比較的大きい電力を供給することができ、例えば、複写機等においては、複写機の駆動部を動作させるモータ等に電力を供給する主電源として用いることができる。一方、第２の電源部２０は、比較的小さい電力を供給することができるようになっている。例えば、第２の電源部１０は、複写機等においては、複写機の動作を制御する制御回路等に電力を供給する副電源として用いることができる。

なお、第１の電源部１０を比較的小さい電力の供給用として用い、第２の電源部２０を大電力の電力供給用として用いてもよい。

第１の電源部１０は、スイッチングトランジスタＱ１及びトランスＴ１並びにダイオードＤ１及びコンデンサＣ１による整流平滑回路によって構成されるコンバータ部を有する。即ち、第１の電源部１０用の２次巻線Ｔ１には、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１によって構成される整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｔ１に発生した交流電圧を直流に変換する。この直流電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティに応じた実効電圧を有する。コンデンサＣ１の両端に現れる直流電圧が出力端子Ｏ１から出力電圧Ｖ１として出力される。

電圧検出回路１３は、出力端子Ｏ１に現れる出力電圧Ｖ１を検出して、検出結果を制御部１２にフィードバックする。制御部１２は電圧検出回路１３からの検出結果に基づいてトランジスタＱ１のオンデューティを制御する。このフィードバック制御を利用したＰＷＭ制御によって、出力電圧Ｖ２を定電圧制御することができる。

一方、第２の電源部２０は、スイッチングトランジスタＱ１及びトランスＴ２、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２による整流平滑回路並びに可飽和コアＬ１、ダイオードＤ３及び作動検出器１７によって構成されるコンバータ部を有する。

即ち、トランスＴの２次巻線Ｔ２の一端は可飽和コアＬ１の一端に接続され、可飽和コアＬ１の他端は、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２による整流平滑回路を介して２次巻線Ｔ２の他端に接続されている。整流平滑回路は、可飽和コアＬ１を介して供給されたトランスＴの２次巻線Ｔ２に発生した交流電圧を直流に変換する。この直流電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ及び可飽和コアＬ１のオン期間に応じた実効電圧を有する。コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧が出力端子Ｏ２から出力電圧Ｖ２として出力される。

図２は横軸に磁場Ｈをとり縦軸に磁束密度Ｂをとって、可飽和コアＬ１の実動磁化曲線を示すグラフである。

可飽和コアＬ１は、両端電圧に応じて磁気状態が変化し、不飽和領域ではインダクタンスが極めて高く電流を流さないオフ状態となり、飽和領域ではインダクタンスが低下して電流を流すオン状態となるスイッチング素子として機能する。２次巻線Ｔ２によって可飽和コアＬ１の両端に電圧が印加されることによって、磁束は図２のＩのように変化する。Ｉ期間では可飽和コアＬ１は不飽和領域であり、インダクタンスは極めて高い。即ち、このＩ期間においては可飽和コアＬ１はオフである。

Ｉ期間から所定時間が経過すると、可飽和コアＬ１の磁化が飽和状態となる。このＩＩ期間には、インダクタンスが急激に小さくなり、可飽和コアＬ１は負荷側に電流を供給するオン状態となる。

２次巻線Ｔ２の巻線電圧の極性変化によって、可飽和コアＬ２の磁化は、ＩＩＩ期間のように変化する。そして、２次巻線Ｔ２の巻線電圧が負極性の期間であるＩＶ期間には、可飽和コアＬ１の磁化はＩ期間の開始時の状態に戻る。以後、このＩ期間〜ＩＶ期間の動作を繰り返す。

可飽和コアＬ１は、Ｉ期間からＩＩ期間までの時間は、Ｉ期間開始時の両端電圧に応じたものとなる。即ち、トランスＴの２次巻線Ｔ２の電圧（２次巻線電圧）が正極性に変化した直後に可飽和コアＬ１の両端に印加される電圧のレベルに応じて、可飽和コアＬ１のオフ期間が決まる。可飽和コアＬ１に流れる電流の電流量に応じて出力電圧Ｖ２のレベルが決定する。従って、出力電圧Ｖ２は可飽和コアＬ１のオン期間に応じたものとなる。

作動検出器１２は可飽和コアＬ１の両端電圧を制御する。即ち、作動検出器１２は出力端子Ｏ２に現れる出力電圧Ｖ２と所定の基準電圧との間の差電圧に基づく検出結果を発生する。この検出結果はダイオードＤ３を介して可飽和コアＬ１の他端に供給される。こうして、可飽和コアＬ１には、２次巻線Ｔ２の２次巻線電圧と作動検出器１２の検出結果に基づく電圧との差電圧が印加されることになる。

こうして、可飽和コアＬ１のオフ期間が制御されて、作動検出器１２が検出する差電圧が０となるように出力電圧Ｖ２が制御される。これにより、２次巻線電圧に拘わらず、出力電圧Ｖ２を定電圧制御することができる。

本実施の形態においては、制御部１２は電流検出回路１５及び電流検出回路１６の検出結果の少なくとも一方を用いて、トランジスタＱ１の駆動周波数（オン，オフ周波数）を制御するようになっている。

第１の電源部１０のダイオードＤ１と出力端子Ｏ１との間には抵抗Ｒ１が接続されている。また、第２の電源部２０のダイオードＤ２と出力端子Ｏ２との間には抵抗Ｒ２が接続されている。電流検出回路１５は抵抗Ｒ１に流れる電流を検出し、検出結果を制御部１２に出力する。また、電流検出回路１６は抵抗Ｒ２に流れる電流を検出し、検出結果を制御部１２に出力する。

上述したように、２次巻線電圧が高いほど、可飽和コアＬ１において長いオフ期間を設定可能にする必要がある。２次巻線電圧が高くなる場合としては、第１の電源部１０によって負荷に供給される電流Ｉ１が大きい場合がある。そこで、電流Ｉ１を検出することで、２次巻線Ｔ２の巻線電圧の変化を把握し、可飽和コアＬ１において長いオフ期間を設定可能にする必要がある場合を検出するのである。

また、第２電源部２０によって負荷に供給される電流Ｉ２が小さいほど、可飽和コアＬ１において長いオフ期間を設定可能にする必要がある。そこで、電流Ｉ２を検出することで、可飽和コアＬ１において長いオフ期間を設定可能にする必要がある場合を検出するのである。なお、従来は、長いオフ期間を設定するために、可飽和コアＬ１のサイズを大きくする必要があった。

これに対し、本実施の形態においては、第１及び第２の電源部１０，２０によって負荷に供給される電流Ｉ１，Ｉ２の検出結果に基づいて、制御部１２は、トランジスタＱ１のオン，オフ周波数を変化させるようになっている。

即ち、電流Ｉ２が大きいほどトランジスタＱ１のオン，オフ周波数を高くし、電流Ｉ１が小さいほどトランジスタＱ１のオン，オフ周波数を高くする。なお、一般的には、トランジスタＱ１のオン，オフ周波数は高いほど効率が低下する。このため、本実施の形態においては、可飽和コアＬ１の制御範囲ではなるべく低い周波数でトランジスタＱ１を駆動し、電流Ｉ１，Ｉ２に応じて駆動周波数を高くするように変化させるようになっている。

次に、このように構成された実施の形態の作用について図３乃至図５を参照して説明する。図３は本実施の形態の動作を説明するための波形図であり、図３（ａ）乃至（ｃ）は比較的低い駆動周波数における２次巻線Ｔ２の巻線電圧、可飽和コアＬ１の両端電圧又は可飽和コアＬ１に流れる電流を示し、図３（ｄ）乃至（ｆ）は比較的高い駆動周波数における２次巻線Ｔ２の巻線電圧、可飽和コアＬ１の両端電圧又は可飽和コアＬ１に流れる電流を示している。図４は横軸に電流Ｉ１をとり縦軸に電圧Ｖ２をとって、電流Ｉ１と電圧Ｖ２との関係を示す波形図である。図５は駆動周波数の変化を説明するための説明図であり、図５（ａ）は電流Ｉ２の変化を示し、図５（ｂ）駆動周波数の変化を示している。

スイッチングトランジスタＱ１は、制御部１２に駆動されてオン，オフする。これにより、直流電源１１からの直流電圧は交流に変化し、トランスＴの２次巻線Ｔ１，Ｔ２に交流電圧が発生する。

第１の電源部１０においては、２次巻線Ｔ２の交流電圧はダイオードＤ１及びコンデンサＣ１による整流平滑回路によって整流平滑される。こうして、出力端子Ｏ１に直流の出力電圧Ｖ１が得られる。電圧検出回路１３は出力電圧Ｖ１の検出結果を制御部１２にフィードバックする。制御部１２は出力電圧Ｖ１の検出結果に基づいて、トランジスタＱ１のオンデューティを変化させる。これにより、出力電圧Ｖ１が定電圧制御される。

一方、出力電圧Ｖ１の定電圧制御によって、２次巻線Ｔ２の巻線電圧もオンデューティに応じて変化する。この２次巻線電圧は可飽和コアＬ１を介してダイオードＤ２及びコンデンサＣ２による整流回路に供給されて整流平滑される。コンデンサＣ２の端子電圧が、出力電圧Ｖ２として出力端子Ｏ２から出力される。作動検出器１７は出力電圧Ｖ２と基準電圧との差に基づく検出結果を出力する。この検出結果はダイオードＤ３を介して可飽和コアＬ１の他端に供給される。

図４（ａ）のＩ，ＩＩ期間はスイッチングトランジスタＱ１のオフ期間を示し、ＩＶ期間はトランジスタＱ１のオン期間を示している。トランジスタＱ１のオフ期間に２次巻線Ｔ２の巻線電圧は正極性となる。Ｉ期間には、可飽和コアＬ１の一端に２次巻線電圧が印加される。一方、可飽和コアＬ１の他端には作動検出器１７の検出結果に基づく電圧が印加される。

こうして、可飽和コアＬ１の両端電圧は、２次巻線電圧と作動検出器１７の検出結果に基づく電圧との差電圧となる。この電圧が可飽和コアＬ１に印加されると、可飽和コアＬ１は磁束密度が変化し（図２及び図３のＩ期間）、飽和状態に移行する（図２及び図３のＩＩ期間）。

ＩＩ期間には、可飽和コアＬ１に電流が流れる。図３（ｃ）においては、斜線によって可飽和コアＬ１のオフ期間を示している。ＩＩ期間において、可飽和コアＬ１に流れる電流は次第に低下する（図３（ｃ））。

Ｉ期間からＩＩ期間への移行に要する時間は、可飽和コアＬ１の両端電圧に応じたものとなる。例えば、出力電圧Ｖ２が基準電圧よりも高い程、可飽和コアＬ１の他端には低い電圧が印加されることになり、Ｉ期間の開始時に可飽和コアＬ１の両端に印加される電圧は大きくなる。これにより、Ｉ期間からＩＩ期間への移行に要する時間が長くなり、即ち、可飽和コアＬ１のオフ期間が長くなり、可飽和コアＬ１に流れる電流のレベルが低下する。こうして、出力電圧Ｖ２のレベルを低下させることができる。なお、出力電圧Ｖ２が基準電圧に到達すると、可飽和コアＬ１の他端には高い電圧が印加されることになり、Ｉ期間の開始時に可飽和コアＬ１の両端に印加される電圧は小さくなって、可飽和コアＬ１に流れる電流のレベルが大きくなり、結果的に、出力電圧Ｖ２を定電圧制御することができる。

ところで、上述したように、可飽和コアＬ1 による制御範囲は、ＶＴ積によって決定される。従って、可飽和コアＬ1 のサイズを小さくした場合には、オフ期間を大きくとることができない。いま、例えば、可飽和コアＬ1 に設定可能なオフ期間が図３（ｃ）の制御範囲ｔ１で表されるものとする。

この場合において、例えば、第１の電源部１０の負荷電流Ｉ１の増加によって２次巻線Ｔ２の巻線電圧Ｖｍが大きくなり、出力電圧Ｖ２を一定にさせるために必要なオフ期間が制御範囲ｔ１を超えようとするものとする。電流検出回路１５は、第１の電源部１０の負荷電流Ｉ１を検出して、検出結果を制御部１２に供給している。制御部１２は負荷電流Ｉ１の検出結果から、出力電圧Ｖ２を一定にさせるためのオフ期間が制御範囲ｔ１を超えそうになることを検出すると、トランジスタＱ１の駆動周波数を高い周波数に変化させる。図３（ｄ）はこの場合における２次巻線Ｔ２の巻線電圧の変化を示している。２次巻線Ｔ２の巻線電圧の変化に応じて、可飽和コアＬ1 の両端電圧も変化し、可飽和コアＬ1 に流れる電流も変化する（図３（ｅ），（ｆ）参照）。

図３（ｆ）の例では、可飽和コアＬ1 の制御範囲ｔ１は、ＩＩ期間の略全域を占めており、可飽和コアＬ1 の制御範囲が等価的に広がったことを示している。なお、この場合でも、２次巻線Ｔ２の巻線電圧はトランジスタＱ１のオンデューティによって決定されるので、可飽和コアＬ1 の制御範囲内であれば、出力電圧Ｖ２が変化することはない。

図４の破線は駆動周波数を変化させない場合の出力電圧Ｖ２の変化を示し、実線は駆動周波数を高くした場合の出力電圧Ｖ２の変化を示している。本実施の形態においては、破線にて示す変化点の若干前の電流Ｉ１の電流量を検出することで、制御部１２は駆動周波数を高くするように制御している。

また、例えば、第２の電源部２０の負荷電流Ｉ２が減少して、出力電圧Ｖ２を一定にさせるために必要なオフ期間が制御範囲ｔ１を超えようとするものとする。電流検出回路１６は、第２の電源部２０の負荷電流Ｉ２を検出して、検出結果を制御部１２に供給している。制御部１２は負荷電流Ｉ２の検出結果から、出力電圧Ｖ２を一定にさせるためのオフ期間が制御範囲ｔ１を超えそうになることを検出すると、トランジスタＱ１の駆動周波数を高い周波数に変化させる。

この場合においても、図３（ｆ）に示すように、可飽和コアＬ1 の制御範囲が等価的に広がったことになる。図５は電流Ｉ２（図５（ａ））が所定の閾値よりも低下することによって、駆動周波数（図５（ｂ））を高く変化させることを示している。これにより、この場合でも、出力電圧Ｖ２を定電圧制御することが可能である。

なお、図５の例は、電流Ｉ２が所定の閾値を超えたか否かによって、駆動周波数を２段階で変化させる例を示した。また、図４において、電流Ｉ１が所定の電流量を超えることによって駆動周波数を２段階で変化させる例について説明したが、駆動周波数を電流Ｉ１，Ｉ２に応じて連続的に変化させるようにしてもよく、また、複数段で段階的に制御するようにしてもよい。

また、上記実施の形態においては、電流検出回路１５，１６を設けて電流Ｉ１，Ｉ２を検出し、電流Ｉ１，Ｉ２の検出結果に基づいて駆動周波数を制御する例を説明したが、電流Ｉ１，Ｉ２のいずれか一方のみによって駆動周波数を制御するようにしてもよい。この場合には、一方の電流検出回路及び抵抗を省略することができる。

このように本実施の形態においては、第２の電源部の出力を定電圧制御するために必要な可飽和コアのオフ期間が、可飽和コアに設定された制御範囲を超える場合には、トランジスタの駆動周波数を高くすることで、等価的に可飽和コアの制御範囲を広げて、第２の電源部の出力の定電圧制御を可能にしている。従って、可飽和コアとして比較的制御範囲が狭い、小さいサイズのものを採用した場合でも、確実な定電圧制御が可能である。これにより、低価格で定電圧の２出力の電源を得ることができる。

図６は本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。本実施の形態はフォワードコンバータを用いたスイッチング電源に適用した例である。図６において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

フライバックトランスＴに代えてフォワードトランスＴ’を採用すると共に、コイルＬ２，Ｌ３及びダイオードＤ４，Ｄ５を付加した点が第１の実施の形態と異なる。トランスＴ’は、第１の電源部用の２次巻線Ｔ１１と第２の電源部用の２次巻線Ｔ１２とを有する。

ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間には、コイルＬ２が設けられて整流平滑回路が構成されている。また、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との間には、コイルＬ３が設けられて整流平滑回路が構成されている。

このように構成された実施の形態においても、スイッチングトランジスタＱ１の駆動周波数を高くすることで、可飽和コアＬ1 の制御範囲を広げることができる。他の構成及び作用は第１の実施の形態と同様であり、その効果も第１の実施の形態と同様である。

図７は本発明の第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。図７において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は第１の電源部３０及び第２の電源部４０において、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ及び駆動周波数の制御に用いる検出電圧をフォトカプラを利用して制御部２２に伝送するようにした例である。

電圧検出回路１３の出力はフォトカプラの送信部ＰＣ１に与えられる。送信部ＰＣ１は電圧検出回路１３の検出結果を送信する。電圧検出回路２１は出力端子Ｏ２の出力電圧Ｖ２を検出して検出結果をフォトカプラの送信部ＰＣ２に与える。送信部ＰＣ２は電圧検出回路２１の検出結果を送信する。送信部ＰＣ１，ＰＣ２の送信信号は制御部２２内の受信部２３において受信することができる。制御部２３は、フォトカプラの送信部ＰＣ１，ＰＣ２の送信信号を受信する受信部２３を備えた点が図１の制御部２２と異なるのみであり、受信した検出結果に基づいてトランジスタＱ１の駆動を制御する。

即ち、制御部２２は、送信部ＰＣ１の送信信号に基づいて、トランジスタＱ１のオンデューティを制御し、送信部ＰＣ２の送信信号に基づいて、トランジスタＱ１の駆動周波数を制御する。

このように構成された実施の形態においては、制御部２２は、出力電圧Ｖ２のレベルに応じてトランジスタＱ１の駆動周波数を制御する。可飽和コアＬ1 の制御範囲は、ＶＴ積に基づいて決定されている。２次巻線電圧の上昇又は出力電流Ｉ２の減少等の理由によって、出力電圧Ｖ２の定電圧制御に必要な可飽和コアＬ1 のオフ期間が、オフ期間として設定可能な範囲を超えると、出力電圧Ｖ２が設定電圧よりも上昇しようとする。

電圧検出回路２１はこの電圧の変化を検出して、検出結果をフォトカプラの送信部ＰＣ２を介して送信する。送信部ＰＣ２からの送信信号は受信部２３において受信される。制御回路２２は出力電圧Ｖ２の上昇に応じて、トランジスタＱ１の駆動周波数を高くする。これにより、等価的に可飽和コアの制御範囲が広くなり、出力電圧Ｖ２を設定電圧に定電圧制御することが可能となる。

他の構成は図１の実施の形態と同様である。

なお、本実施の形態はフライバック型のスイッチング電源に適用した例を示したが、フォワード型のスイッチング電源にも同様に適用することができることは明らかである。

本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。 横軸に磁場Ｈをとり縦軸に磁束密度Ｂをとって、可飽和コアＬ１の実動磁化曲線を示すグラフである。 本実施の形態の動作を説明するための波形図である。 横軸に電流Ｉ１をとり縦軸に電圧Ｖ２をとって、電流Ｉ１と電圧Ｖ２との関係を示す波形図である。 駆動周波数の変化を説明するための説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。

符号の説明

１０…第１の電源部、１１…直流電源、１２…制御部、１３…電圧検出回路、１５，１６…電流検出回路、１７…差動検出器、２０…第２の電源部、Ｔ…トランス、Ｔ１，Ｔ２…２次巻線、Ｌ１…可飽和コア。

Claims (2)

1. 直流電圧をスイッチングしてトランスの１次巻線に供給するスイッチング手段と、
   前記トランスの第１の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第１の出力端子に第１の出力電圧を出力する第１の整流平滑手段と、
   前記第１の出力電圧に基づいて前記スイッチング手段のオンデューティを制御する第１の制御手段と、
   前記トランスの第２の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第２の出力端子に第２の出力電圧を出力する第２の整流平滑手段と、
   前記第２の２次巻線と前記第２の整流平滑手段との間に接続されて、前記第２の２次巻線の巻線電圧及び前記第２の出力電圧に基づいてオン，オフする可飽和磁気素子と、
   前記第１の出力端子から負荷に供給される第１の電流と前記第２の出力端子から負荷に供給される第２の電流との少なくとも一方に基づいて前記スイッチング手段の駆動周波数を制御する第２の制御手段と
   を具備したことを特徴とする電源装置。
2. 直流電圧をスイッチングしてトランスの１次巻線に供給するスイッチング手段と、
   前記トランスの第１の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第１の出力端子に第１の出力電圧を出力する第１の整流平滑手段と、
   前記第１の出力電圧に基づいて前記スイッチング手段のオンデューティを制御する第１の制御手段と、
   前記トランスの第２の２次巻線に発生する交流電圧を整流平滑して第２の出力端子に第２の出力電圧を出力する第２の整流平滑手段と、
   前記第２の２次巻線と前記第２の整流平滑手段との間に接続されて、前記第２の２次巻線の巻線電圧及び前記第２の出力電圧に基づいてオン，オフする可飽和磁気素子と、
   前記第２の出力電圧に基づいて前記スイッチング手段の駆動周波数を制御する第２の制御手段と
   を具備したことを特徴とする電源装置。

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