CN101854124A - 电源转换器及其使用于电源转换器的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种电源转换器及其使用于电源转换器的方法,该电源转换器包含有变压器、开关元件、控制电路、过电流侦测电路与补偿信号产生电路;变压器具有一主绕组与至少一辅助绕组,控制电路耦接于开关元件的控制端并用来控制开关元件的开或关,以控制流经该主绕组的主电流;过电流侦测电路用以比较主电流与一电流限制值,当主电流高于电流限制值时,过电流侦测电路会使控制电路关闭开关元件;而补偿信号产生电路耦接于辅助绕组与过电流侦测电路之间,并在开关元件开启时,以辅助绕组的输出,提供一调整值,来调整电流限制值,其中在开关元件开启时,调整值会随时间而变动。
Description
技术领域
本发明是关于一种电源转换器,尤指一种以一辅助绕组的输出以调整过电流保护机制的电源转换器及相关的方法。
背景技术
请参照图1,图1是现有用来接收一交流线电压VAC以提供输出电压Vout给负载元件101的返驰式AC/DC电源转换器100的电路示意图,其通过交流半波电压所取得的信号来修正过电流保护准位,因而使交流线电压较高时能够提早触发过电流保护机制。如图所示,电源转换器100包含桥式整流器105、变压器110、整流二极管Dout与Daux、开关元件115、控制电路120、侦测电路125以及补偿电阻Rcomp。控制电路120控制开关元件115的工作周期,以控制输出电压Vout的大小,并通过侦测电路125来获知流经开关元件115与变压器110中的电流是否超过一个电流限制值Ilimit(即发生过电流)。若发生过电流,则控制电路120会关闭开关元件115,以避免造成开关元件115或变压器110内的电感毁损。
在电压源Vin电压容许范围内,在过电流发生时,电源转换器100应该设计成输出电压源Vout的输出功率为一个定值。当电压源Vin电压为高电压(high line)时,譬如说264伏特,过电流发生时,电源转换器100可能操作于非连续导通模式(discontinuous conduction mode),其在一开关周期中所转换的能量可以推导为Pt-265=1/2×LP×Ilimit-265V 2,其中,LP为变压器110的主绕组的电感值,Ilimit-265V为电压源Vin电压时的电流限制值。然而,当电压源Vin电压为低电压(low line)时,譬如说90伏特,过电流发生时,电源转换器100可能操作于连续导通模式(continuous conduction mode),其在一开关周期中所转换的能量可以推导为Pt-90=1/2×LP×(Ilimit-90V 2-IO-90V 2),其中,Ilimit-90V为电压源Vin电压时的电流限制值,IO-90V为变压器110的主绕组的电流初始值。由此可以发现,如果要使Pt-265=Pt-90,Ilimit-90V就必需设计的大于Ilimit-265V。而补偿电阻Rcomp就是用来使电流限制值Ilimit随着电压源Vin电压增大而降低。
补偿电阻Rcomp被使用来依据桥式整流器105后的电压以提升比较器1250的正向输入端的电压准位,以此修正过电流保护的电流限制值Ilimit。由电路推导可知,电压源Vin电压较大(high line)时,补偿电阻Rcomp提供比较器1250的正向输入端一定的较高的电压准位Vlift,所以流经开关元件115的电流就只需要一较少的量,便可以使比较器1250的正向输入端的电压准位达到电压准位Vth,触发过电流保护。所以,侦测电路125的电流限制值Ilimit会随着电压源Vin电压升高而降低。
然而,补偿电阻Rcomp的设计却造成电源转换器100节能能力减弱的缺点(简述于下):
1、补偿电阻Rcomp提供了一个由电压源Vin到接地线的一固定的漏电路径,固定地消耗无用的电能。
2、在高压(high line)轻载或无载(light load or no load)时,电源转换器100可能无法进入省电模式。省电模式需要与输出电压源Vout输出电压反向的一补偿信号VCOM低于一定程度VCOM-BURST下才会触发。有一种输出电压控制模式称为电流模式,以输出电压源Vout的输出电压来限制流经开关元件115的电流峰值。实务上,是把比较器1250的正向输入端的电压准位,拿来跟补偿信号VCOM比较,比较结果控制开关元件115。在图1的电路中,不论轻载或重载,补偿电阻Rcomp固定地提供比较器1250的正向输入端一定的电压准位Vlift。如果,补偿信号VCOM低于一对应的电压准位Vlift,开关元件115将会持续关闭,电源转换器100不会转换能量,输出电压源Vout的输出电压不会再升高,而补偿信号VCOM不会被降低。所以,电压准位Vlift对应了补偿信号VCOM的最低点VCOM-MIN。在高压(high line)时,电压准位Vlift比较高,补偿信号最低点VCOM-MIN也比较高;万一该补偿信号最低点VCOM-MIN高过了省电模式触发的VCOM-BURST,那便意味着省电模式根本就不会被触发。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种电源转换器及其使用于电源转换器的方法,以克服现有电源转换器节能能力减弱的缺点。
依据本发明的一实施例,其揭露一种电源转换器(power converter)。该电源转换器包含有一变压器、一开关元件、一控制电路、一过电流侦测电路与一补偿信号产生电路,其中该变压器具有一主绕组(primary winding)与至少一辅助绕组(auxiliary winding),该控制电路耦接于该开关元件的一控制端,并用来控制该开关元件的开或关,以控制流经该主绕组的一主电流(primary current),而该过电流侦测电路用以比较该主电流与一电流限制值,当该主电流高于该电流限制值时,该过电流侦测电路使该控制电路关闭该开关元件,以及该补偿信号产生电路耦接于该辅助绕组与该过电流侦测电路之间,并在该开关元件开启时,以该辅助绕组的一输出,提供一调整值,来调整该电流限制值;其中,当该开关元件开启时,该调整值会随时间而变动。
依据本发明的实施例,其另揭露一种使用于一电源转换器的方法,其中该电源转换器至少包含一开关元件以及具有一主绕组与至少一辅助绕组的一变压器,而该方法包含有下列步骤:控制该开关元件的开或关,以控制流经该主绕组的一主电流;比较该主电流与一电流限制值,当该主电流高于该电流限制值时,关闭该开关元件;以及当该开关元件开启时,以该辅助绕组的一输出,提供随时间而变动的一调整值,来调整该电流限制值。
由本发明的实施例可知,本发明的电源转换器以一辅助绕组的输出以调整过电流保护机制,没有固定漏电路径,所以只要开关元件关闭,就几乎没有任何的功率消耗,非常的节能;并且,本发明的电源转换器可以设定为在轻载或无载时,不对电流侦测电路产生影响,从而消除了高压轻载或无载时无法进入省电模式的问题。
附图说明
图1为现有返驰式电源转换器的电路示意图;
图2为本发明第一实施例的返驰式电源转换器的电路示意图;
图3为图2所示的控制信号Vc的波形、变压器内第二绕组W4上的输出电压波形V4、整流二极管D1的输出电压波形V4’以及电容C1上的跨压VC1的示意图;
图4A为图2所示的补偿信号产生电路的另一实施变化的电路示意图;
图4B为图2所示的补偿信号产生电路的一第三实施变化的电路示意图;
图4C为图2所示的补偿信号产生电路的一第四实施变化的电路示意图;
图5为本发明第二实施例的返驰式电源转换器的电路示意图。
【主要元件符号说明】
100、200、500:返驰式电源转换器
101、201:负载元件
105、205:桥式整流器
110、210、510:变压器
115、215:开关元件
120、220:控制电路
125:侦测电路
225:过电流侦测电路
230:补偿信号产生电路
1250、2250:比较器
具体实施方式
请参照图2,图2是本发明第一实施例的返驰式电源转换器200的电路示意图。电源转换器200接收一交流线电压VAC以提供一输出电压Vout至负载元件201,并包含有桥式整流器205、变压器210、整流二极管Dout与Daux、电容Cout与Caux、开关元件215、控制电路220、过电流侦测电路225以及补偿信号产生电路230。变压器210包含有一主绕组(primary winding)W1、一次级绕组(secondary winding)W2、绕组W3与W4。绕组W3与W4串接而成一辅助绕组(auxiliary winding)。绕组W3的一输出端用以提供操作电源Vcc给控制电路220。绕组W4的输出端连接至补偿信号产生电路230。开关元件125是以一晶体管实作之,用以控制流经主绕组W1的主电流。
控制电路220在本实施例中是一脉冲宽度调制控制电路(pulse widthmodulation(PWM)control circuit),其是依据输出电压Vout输出一控制信号Vc来控制开关元件215的开或关(on/off)以控制开关元件215的工作周期(duty cycle),进而达到控制输出电压Vout的大小及流经主绕组W1与开关元件215的主电流多寡的目的。侦测是否发生过电流则由过电流侦测电路225来实现。过电流侦测电路225比较该主电流与一电流限制值Ilimit,当该主电流高于电流限制值Ilimit时,过电流侦测电路225通知控制电路220以关闭开关元件215。详细来说,过电流侦测电路225包含有电阻Rs与Rs’及比较器2250,由于开关元件215与电阻Rs(也称为侦测电阻)的连接节点N1上的电压准位可约略代表流过开关元件215的电流多寡(亦即上述主电流的多寡)。因此,比较器2250的操作原理即是取连接节点N1上的电压准位与一临界电压Vth进行比较,若连接节点N1上的电压准位高于临界电压Vth,则表示发生过电流,比较器2250会输出信号通知控制电路220,而控制电路220即依据比较器2250的输出结果来关闭开关元件215。假定补偿信号产生电路230没有提供任何的调整值时,补偿信号产生电路230是开路(open circuit),这个电流限制值Ilimit就大概会是个常数,约等于临界电压Vth除以电阻Rs的电阻值。
补偿信号产生电路230用以提供一调整值来调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压准位,等效上调整了电流限制值Ilimit。譬如说,当补偿信号产生电路230把比较器2250的正向输出端的电压准位拉高时,流经主绕组W1与电阻Rs的电流就可以在比较小于条件下,使比较器2250的正向输出端的电压到达临界电压Vth,触发过电流保护。所以用来侦测过电流的电流限制值Ilimit就等于是被降低了。
在操作上,补偿信号产生电路230在开关元件215开启时,以绕组W4的输出来提供调整值以调整电流限制值Ilimit。辅助绕组中的绕组W3在开关元件215关闭时提供操作电源Vcc给控制电路220。在本实施例中,补偿信号产生电路230包含有整流二极管D1、电阻R1与R2、齐纳二极管(zener diode)Dz及电容C1。电阻R1与电容C1可以视为一低通滤波器。请参照图3,其所示出为图2所示的控制信号Vc的波形、变压器210内的绕组W4上的电压波形V4、整流二极管D1所输出的电压波形V4’、以及电容C1上的跨压VC1。如图3所示,电压波形V4具有周期性的变化,其在时间T1、T3时的变化是因开关元件215的不导通所产生,而在时间T2、T4时的变化则因开关元件215的晶体管的导通,感应主绕组W1的跨压所产生。整流二极管D1会滤除低于其本身的临界电压VD1的信号成分。电压波形V4’的电压值高于齐纳二极管Dz的反向崩溃电压时,低通滤波器开始工作,跨压VC1开始随时间变化上升,如图所示。跨压VC1会透过电阻R2,影响比较器2250的正向输出端的电压,等同改变了过电流侦测电路225用来比较的电流限制值Ilimit。
补偿信号产生电路230在电源转换器200处于轻载或是无载时,可以设计的几乎不会产生调整值以调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压。轻载或无载时,工作周期(duty cycle)会比较很小,也就是开关元件215的导通时间会变得相当短。请参阅图3,当时间T2、T4很短的时候,波形V4’无法有效地对电容C1进行充电,其充电后的跨压VC1将会相当小而可被视为零。换言之,电阻R1与电容C1所形成的低通滤波器滤除了工作周期很小时所产生的影响,等效上即为不提供调整值来修正比较器2250的正向输出端的电压,不会调整了过电流侦测电路225用来比较的电流限制值Ilimit。另一方面,当电源转换器200处于重载(heavy load)时,工作周期变大,波形V4’的信号宽度(亦即时间T2、T4)也变得较长,而在充电后电容C1上的跨压VC1将会变得较大而不可忽视,所以便可以明显地调整过电流侦测电路225用来比较的电流限制值Ilimit。
此外,补偿信号产生电路230在电源转换器200处于交流线电压VAC为低压(low line)时,可以设计的几乎不会产生调整值调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压;但在交流线电压VAC为高压(high line)时,则会。图3中的电压波形V4的电压值A1是感应Vin的电压而产生,而经过整流的Vin的电压则是随着交流线电压VAC呈现正相关。由图3以及图2可知,电压值A1必须要高到足以克服二极管D1的临界电压以及齐纳二极管Dz的反向崩溃电压后,才会对电容C1进行充电,才可能影响过电流侦测电路225用来比较的电流限制值Ilimit。简言之,绕组W4的输出电压V4必须高于一电压默认值后,才会对提供过电流侦测电路225调整值。忽略二极管D1的临界电压时,该电压默认值大致上由齐纳二极管的反向崩溃电压来决定。所以,交流线电压VAC的电压需要高到一定程度,才可能影响到过电流侦测电路225。譬如说,选择适当的齐纳二极管,便可以使补偿信号产生电路230,在电源转换器200处于交流线电压VAC低于180伏特时,不会产生调整值调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压;但在交流线电压VAC高于180伏特时,才可能调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压。
在一实施例中,适当的选择图2中的元件值,便可以使得补偿信号产生电路230在高压重载时,才对过电流侦测电路225产生影响,调整或补偿比较器2250的正向输出端的电压。而在低压或是轻载时,本来就没有所谓传递信号延迟的问题,或是没有过电流的问题,补偿信号产生电路230不对电流侦测电路225产生影响。
图2中的实施例没有图1中的固定漏电路径,所以只要开关元件215关闭,图2就几乎没有任何的功率消耗,非常的节能。图2中的实施例也消除了图1中,高压(high line)轻载或无载(light load or no load)时,无法进入省电模式的问题,因为图2中的实施例可以设定为在轻载或无载(light load or noload)时,不对电流侦测电路225产生影响。
在一实施例中,补偿信号产生电路230也可改成以图4A所示的电路形式来实现之。甚至,在一实施例中,图4A所示的补偿信号产生电路230中的齐纳二极管Dz也可改为设置于整流二极管D1与电阻R1之间;凡该种在保有补偿信号产生电路230提供该调整值的操作下针对电路元件的位置所进行的设计变化,都应属本发明的范畴。
齐纳二极管Dz并未被限制需与电阻R1、电容C1所形成的低通滤波器共同运作,因此,在其它实施例中,补偿信号产生电路230可利用图4B或图4C的电路形式来加以实作之,此仍具有提供调整值以调整电流限制值Ilimit的功能,并保有节能效果。
变压器也可具有不同的设计。请参照图5,图5是本发明第二实施例的返驰式电源转换器500的电路示意图。与电源转换器200的变压器210不同的是,电源转换器500所包含的变压器510仅具有一绕组W5来作为辅助绕组,且整流二极管Daux的接法也有所不同(如图5所示),辅助绕组W5在开关元件215开启时用以提供其输出给补偿信号产生电路230以提供该调整值,而当开关元件215关闭时用以提供操作电源信号Vcc给控制电路220。当然,图5所示的补偿信号产生电路230的电路设计也可利用图4A~4B所示的电路形式实施之,此也符合本发明的精神。
以上所述仅为本发明的较佳实施例,凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰,都应属本发明的涵盖范围。
Claims (12)
1.一种电源转换器,其特征在于,包含有:
一变压器,具有一主绕组与至少一辅助绕组;
一开关元件;
一控制电路,耦接于该开关元件的一控制端,用来控制该开关元件的开或关,以控制流经该主绕组的一主电流;
一过电流侦测电路,用以比较该主电流与一电流限制值,当该主电流高于该电流限制值时,该过电流侦测电路使该控制电路关闭该开关元件;以及
一补偿信号产生电路,耦接于该辅助绕组与该过电流侦测电路之间,在该开关元件开启时,以该辅助绕组的输出,提供一调整值,来调整该电流限制值;
其中,在该开关元件开启时,该调整值会随时间而变动。
2.根据权利要求1所述的电源转换器,其特征在于,该补偿信号产生电路具有一低通滤波器,耦接于该辅助绕组与该过电流侦测电路之间。
3.根据权利要求2所述的电源转换器,其特征在于,该低通滤波器包含有:
一电阻,串接于该辅助绕组与该过电流侦测电路之间;以及
一电容,具有耦接至该电阻的一第一端与耦接于一参考准位的一第二端。
4.根据权利要求1所述的电源转换器,其特征在于,该补偿信号产生电路在该辅助绕组的一输出电压高于一电压默认值时,才调整该电流限制值。
5.根据权利要求4所述的电源转换器,其特征在于,该补偿信号产生电路另包含有:
一齐纳二极管,耦接于该辅助绕组与该过电流侦测电路之间,用以决定该电压默认值。
6.根据权利要求1所述的电源转换器,其特征在于,该过电流侦测电路包含有:
一侦测电阻,透过一连接端,与该开关元件相串联;以及
一比较器,耦接于该连接端与该控制电路之间,透过侦测该侦测电阻的跨压,比较该主电流与该电流限制值。
7.根据权利要求1所述的电源转换器,其特征在于,该辅助绕组,在该开关元件关闭时,提供一操作电源给该控制电路;在该开关元件开启时,可调整该电流限制值。
8.根据权利要求7所述的电源转换器,其特征在于,该辅助绕组包含有:
串接的一第一绕组与一第二绕组;
其中,该第一绕组的一输出端用以提供该操作电源给该控制电路,该第二绕组的一输出端连接至该补偿信号产生电路。
9.一种使用于一电源转换器的方法,其特征在于,该电源转换器至少包含一开关元件及具有一主绕组与至少一辅助绕组的一变压器,以及该方法包含有:
控制该开关元件的开或关,以控制流经该主绕组的一主电流;
比较该主电流与一电流限制值,当该主电流高于该电流限制值时,关闭该开关元件;以及
当该开关元件开启时,以该辅助绕组的一输出,提供随时间而变动的一调整值,来调整该电流限制值。
10.根据权利要求9所述的方法,其特征在于,调整该电流限制值的步骤是在该辅助绕组的一输出电压高于一电压默认值时才执行。
11.根据权利要求9所述的方法,其特征在于,比较该主电流与该电流限制值得步骤包含有:
串联一侦测电阻与该开关元件;以及
透过侦测该侦测电阻的一跨压来比较该主电流与该电流限制值。
12.根据权利要求9所述的方法,其特征在于,另包含有:
在该开关元件关闭时,经由该辅助绕组提供一操作电源给该控制电路。
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