TWI636647B - Flyback power system and control method thereof - Google Patents

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方烈義
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昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

本發明提供了一種返馳式電源系統及其控制方法。該返馳式電源系統，包括變壓器、與變壓器的一次繞組連接的功率開關、以及用於控制功率開關從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態的系統控制模組，其中：系統控制模組基於連接在功率開關與地之間的電流取樣電阻上的電流取樣電壓控制功率開關從導通狀態變為截止狀態，並且基於來自變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流控制功率開關從截止狀態變為導通狀態，回饋電壓表徵返馳式電源系統的系統輸出電壓，回饋電流錶征返馳式電源系統的系統輸入電壓。

Description

返馳式電源系統及其控制方法
本發明涉及電路領域，尤其涉及一種返馳式電源系統及其控制方法。
一般，返馳式電源系統通過變壓器來隔離一次輸入和二次輸出，並通過諸如光耦之類的隔離元件來將輸出電壓的取樣資訊回饋到位於一次側的控制晶片，以使得控制晶片能夠根據輸出電壓的取樣資訊來對輸出電壓進行調節。但是，諸如光耦之類的隔離元件不僅會增加返馳式電源系統的成本，而且由於其本身的使用壽命非常有限而會成為返馳式電源系統的使用壽命的制約因素之一。
鑒於此，提出了一種基於一次回饋的返馳式電源系統，該返馳式電源系統無需通過任何隔離元件來將輸出電壓的取樣資訊回饋到位於一次側的控制晶片，而是直接基於從一次側取樣得到的電壓/電流資訊來對輸出電壓進行調節。
鑒於以上所述的一個或多個問題，本發明提供了一種返馳式電源系統及其控制方法，能夠根據來自變壓器的一次側的電流取樣電壓、以及來自變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流來控制功率開關的狀態切換，從而控制系統輸出電流。
根據本發明實施例的返馳式電源系統，包括變壓器、與變壓器的一次繞組連接的功率開關、以及用於控制功率開關從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態的系統控制模組，其中：系統控制模組基於連接在功率開關與地之間的電流取樣電阻上的電流取樣電壓控 制功率開關從導通狀態變為截止狀態，並且基於來自變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流控制功率開關從截止狀態變為導通狀態，回饋電壓表徵返馳式電源系統的系統輸出電壓，回饋電流錶征返馳式電源系統的系統輸入電壓。
在一些實施例中，系統控制模組基於回饋電壓確定變壓器的二次繞組導通時間，並且基於回饋電流與第一閾值電流之間的大小關係、以及變壓器的二次繞組導通時間控制功率開關從截止狀態變為導通狀態，以使得變壓器的二次繞組導通時間與功率開關的開關週期之間的比值在回饋電流小於第一閾值電流時為第一值並且在回饋電流大於第一閾值電流時為第二值。
在一些實施例中，當電流取樣電壓大於第一閾值電壓時，系統控制模組控制功率開關從導通狀態變為截止狀態。
在一些實施例中，系統控制模組包括二次導通時間感測電路，二次導通時間感測電路基於回饋電壓與第二閾值電壓之間的大小關係生成表徵變壓器的二次繞組是否處於導通狀態的導通狀態指示信號。
在一些實施例中，系統控制模組包括線電壓-線電流轉換電路和第一比較器，線電壓-線電流轉換電路根據預先確定的轉換關係將回饋電流轉換為線電流，第一比較器基於線電流與第二閾值電流之間的大小關係生成第一比較結果指示信號，第二閾值電流與第一閾值電流成比例。
在一些實施例中，系統控制模組包括可變比值控制模組，可變比值控制模組包括第一至第三電流鏡、電容器、以及第二比較器，其中：第一電流鏡在第一比較結果指示信號的控制下，對電容器進行充電；第二電流鏡在導通狀態指示信號的控制下，對電容器進行充電；第三電流鏡在導通狀態指示信號的控制下，對電容器進行放電，第二比較器基於電容器上的電壓與第三閾值電壓之間的大小關係生成第二比較結果指示信號，用於控制功率開關從截止狀態變為導通狀態。
在一些實施例中，系統控制模組還包括第三比較器和RS 觸發器，第三比較器基於電流取樣電壓與第一閾值電壓之間的大小關係生成第三比較結果指示信號，RS(Reset-Set)觸發器基於第二比較結果指示信號和第三比較結果指示信號生成用於控制功率開關從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態的脈衝頻率調變信號。
在一些實施例中，回饋電壓是在功率開關處於導通狀態時對變壓器的輔助繞組上的電壓進行分壓得到的。
根據本發明實施例的用於返馳式電源系統的控制方法，返馳式電源系統包括變壓器和與變壓器的一次繞組連接的功率開關，該控制方法包括：基於連接在功率開關與地之間的電流取樣電阻上的電流取樣電壓控制功率開關從導通狀態變為截止狀態，並且基於來自變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流控制功率開關從截止狀態變為導通狀態，其中，回饋電壓表徵返馳式電源系統的系統輸出電壓，回饋電流錶征返馳式電源系統的系統輸入電壓。
在一些實施例中，基於回饋電壓確定變壓器的二次繞組導通時間，並且基於回饋電流與第一閾值電流之間的大小關係、以及變壓器的二次繞組導通時間控制功率開關從截止狀態變為導通狀態，以使得變壓器的二次繞組導通時間與功率開關的開關週期之間的比值在回饋電流小於第一閾值電流時為第一值並且在回饋電流大於第一閾值電流時為第二值。
VFB‧‧‧輸出表徵電壓
VAC‧‧‧交流輸入電壓
VR‧‧‧閾值電壓
Vbulk‧‧‧線電壓
Vramp‧‧‧電容C上的電壓
Vaux‧‧‧電壓
CC_ctrl‧‧‧狀態控制信號
Naux‧‧‧T1的輔助繞組的匝數
PFM‧‧‧脈衝頻率調變信號
Np‧‧‧T1的一次繞組的匝數
Q1‧‧‧功率開關
VFB‧‧‧回饋電壓
T1‧‧‧變壓器
IFB‧‧‧回饋電流
Ics‧‧‧變壓器一次電流
Vout‧‧‧系統輸出電壓
Rs‧‧‧電流取樣電阻
CC1、CC2‧‧‧系統輸出電流
Vcs‧‧‧電流取樣電壓
K1、K2‧‧‧比值(Tons/Ts)
Isec‧‧‧變壓器二次電流
204-2‧‧‧線電壓-線電流轉換電路
Ro‧‧‧負載
204-4‧‧‧二次導通時間感測電路
Iout‧‧‧流過Ro的電流
204-6‧‧‧可變比值控制電路
Tons‧‧‧二次導通時間
204-8‧‧‧開關驅動電路
Ts‧‧‧二次導通時間
Iline‧‧‧線電流
202‧‧‧整流濾波模組
I1、I2、I0‧‧‧電流鏡
204‧‧‧系統控制模組
C‧‧‧電容
R1、R2‧‧‧回饋分壓電阻
State_Tons‧‧‧導通狀態指示信號
L‧‧‧一次繞組電感
PFM‧‧‧脈衝頻率調變信號
D1、D2‧‧‧整流二極體
Nsec‧‧‧T1變壓器二次側繞組的匝數
VCC‧‧‧控制器供電電壓
Req‧‧‧等效電阻
Vth、Vth_bulk‧‧‧閾值電壓
BD、CS、FB‧‧‧端子
Iovp_1、Iovp_2‧‧‧過壓保護閾值電流
Line_high、OCP‧‧‧比較結果指示信號
cmp1、cmp2、cmp3、cmp4‧‧‧比較器
從下面結合附圖對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：第1圖示出了傳統的基於一次回饋的返馳式電源系統的電路圖；第2圖示出了根據本發明實施例的返馳式電源系統的電路圖；第3圖示出了第2圖中的二次導通時間感測模組的示例電路圖；第4圖示出了第2圖中的可變比值控制模組的示例電路圖； 圖5示出了在第2圖中的二次導通時間感測模組和可變比值控制模組分別被實現為第3圖和第4圖所示的示例電路時，輸出表徵電壓VFB、導通狀態指示信號State_Tons、電容C上的電壓Vramp、狀態控制信號CC_ctrl、以及PFM(Pulse Frequency Modulation,脈衝頻率調變)信號的時序圖；第6圖示出了第2圖所示的返馳式電源系統的系統輸出電流隨系統輸入電壓變化的示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
第1圖示出了傳統的基於一次回饋的返馳式電源系統的電路圖。在第1圖所示的返馳式電源系統工作於電流斷續模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)的情況下：當功率開關Q1處於導通狀態時，變壓器T1儲存能量，流過變壓器T1的一次繞組的變壓器一次電流Ics線性上升，電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs線性上升；當電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs達到閾值電壓Vth時，功率開關Q1從導通狀態變為截止狀態；當功率開關Q1處於截止狀態時，變壓器T1釋放能量，流過變壓器T1的二次繞組的變壓器二次電流Isec線性下降。
根據一次原理，第1圖所示的返馳式電源系統的系統輸出電流，即流過負載Ro的電流Iout可以表示為：
其中，N是變壓器T1的一次繞組與二次繞組的匝數比，Ip是流過變壓器T1的一次繞組的變壓器一次峰值電流(即，變壓器一次電流Ics的峰值),Tons是變壓器T1的二次導通時間，Ts是功率開關Q的開關週期。
根據等式1和等式2可知，只要保證變壓器T1的二次導通時間Tons與功率開關Q1的開關週期Ts的比值、和流過變壓器T1的一次繞組的變壓器一次峰值電流Ip為固定值，就可以使第1圖所示的返馳式電源系統的系統輸出電流保持恒定。在這種情況下，不論第1圖所示的返馳式電源系統的系統輸入電壓是否恒定，其系統輸出電流都保持恒定。
在一些電網欠發達的國家或地區，例如，印度，交流輸入電壓相當不穩定，如果第1圖所示的返馳式電源系統在交流輸入電壓過高時仍然保持系統輸出電流恒定，則會由於系統過熱而損壞。
鑒於上述問題，提出了一種新穎的返馳式電源系統，能夠根據來自變壓器的一次側的電流取樣電壓和來自變壓器的二次側的輸出表徵電壓二者來控制功率開關的狀態切換，從而控制系統輸出電流。
第2圖示出了根據本發明實施例的返馳式電源系統的電路圖。如第2圖所示，根據本發明實施例的返馳式電源系統包括變壓器T1、位於變壓器T1的一次側的整流濾波模組202、系統控制模組204、功率開關Q1、和電流取樣電阻Rs、以及位於變壓器T1的二次側的回饋分壓電阻R1和R2，其中：整流濾波模組202的第一端子和第二端子用於分別與交流電源的正極和負極連接，整流濾波模組202的第三端子與變壓器T1的一次繞組電感L的第一端子連接，整流濾波模組202的第四端子接地；系統控制模組204的BD端子與功率開關Q1的基極連接，系統控制模組 204的CS端子與電流取樣電阻Rs的第一端子連接，系統控制模組204的FB端子與回饋分壓電阻R1和R2之間的連接節點連接；功率開關Q1的集極與變壓器T1的一次繞組電感L的第二端子連接，功率開關Q1的發射極與電流取樣電阻Rs的第一端子連接；電流取樣電阻Rs的第二端子接地；回饋分壓電阻R1和R2串聯連接在變壓器T1的輔助繞組的同名端和地之間。
在第2圖所示的返馳式電源系統中，整流濾波模組202通過對交流輸入電壓VAC進行整流和濾波生成線電壓Vbulk；在功率開關Q1處於導通狀態時，變壓器T1的輔助繞組上的電壓Vaux為負壓且大小與線電壓Vbulk成比例，具體如下：
其中，Naux是變壓器T1的輔助繞組的匝數，Np是變壓器T1的一次繞組的匝數。
在功率開關Q1處於導通狀態時，變壓器T1的輔助繞組上的電壓Vaux可以表徵線電壓Vbulk(即，系統輸入電壓)，因此來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電流IFB也可以表徵線電壓Vbulk。在功率開關Q1處於截止狀態時，變壓器T1的輔助繞組上的電壓Vaux與系統輸出電壓，即，負載Ro上的電壓Vout成比例，因此來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB可以表徵系統輸出電壓Vout。
在第2圖所示的返馳式電源系統中，系統控制模組204可以根據電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs、以及來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB和回饋電流IFB來控制功率開關Q1從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態，從而控制系統輸出電流，即流過負載Ro的電流Iout。
具體地，當功率開關Q1處於導通狀態時，變壓器T1儲存能量，流過變壓器T1的一次繞組的變壓器一次電流Ics線性上升，電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs線性上升；當電流取樣電阻Rs上的電 流取樣電壓Vcs達到閾值電壓Vth時，系統控制模組204控制功率開關Q1從導通狀態變為截止狀態。當功率開關Q1處於截止狀態時，系統控制模組204可以根據來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB來判斷變壓器T1的二次繞組何時開始退磁以及何時結束退磁(即，感測變壓器T1的二次導通時間Tons)，並根據變壓器T1的二次導通時間Tons、以及來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電流IFB與過壓保護閾值電流Iovp_1之間的大小關係來控制功率開關Q1從截止狀態變為導通狀態，以使得變壓器T1的二次導通時間Tons與功率開關Q1的開關週期Ts之間的比值(Tons/Ts)在來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電流IFB小於過壓保護閾值電流Iovp_1時為K1並且在來自變壓器T1的回饋電流IFB大於過壓保護閾值電流Iovp_1時為K2。
在一些實施例中，系統控制模組204可以進一步包括線電壓-線電流轉換電路204-2、二次導通時間感測電路204-4、可變比值控制電路204-6、RS觸發器、開關驅動電路204-8、以及比較器cmp1和cmp2，其中： 線電壓-線電流轉換電路204-2可以在功率開關Q1處於導通狀態時把線電壓Vbulk取樣下來並轉換成線電流Iline，然後把線電流Iline輸出到比較器cmp1。例如，線電壓-線電流轉換電路204-2可以根據以下等式並結合等式3將線電壓Vbulk轉換成線電流Iline：
其中，A表示轉換係數且為常數。
比較器cmp1可以將線電流Iline與過壓保護閾值電流Iovp_2進行比較，並將比較結果指示信號Line_high輸出到可變比值控制電路204-6。這裡，當線電流Iline小於過壓保護閾值電流Iovp_2時，比較器cmp1輸出的比較結果指示信號Line_high為低位準；當線電流Iline大 於過壓保護閾值電流Iovp_2時，比較器cmp1輸出的比較結果指示信號Line_high為高位準。這裡，Iovp_1=Iovp_2×A。
二次導通時間感測電路204-4可以根據來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB來判斷變壓器T1的二次繞組何時開始退磁以及何時結束退磁，即感測變壓器T1的二次導通時間Tons，並將變壓器T1的二次導通時間Tons提供給可變比值控制電路204-6。
第3圖示出了第2圖中的二次導通時間感測模組的示例電路圖。如第3圖所示，比較器cmp4通過比較來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB是否高於例如，0.1V來判斷變壓器T1的二次繞組的退磁開始與結束。當來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB高於0.1V時，指示變壓器T1的二次繞組開始退磁，即變壓器T1的二次繞組處於導通狀態；當來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB低於0.1V時，指示變壓器T1的二次繞組結束退磁，即變壓器T1的二次繞組處於截止狀態。
第3圖所示的二次導通時間感測模組的輸出信號是表徵變壓器T1的二次繞組是否處於導通狀態的導通狀態指示信號State_Tons；當變壓器T1的二次繞組處於導通狀態時，導通狀態指示信號State_Tons為高位準；當變壓器T1的二次繞組處於截止狀態時，導通狀態指示信號state_Tons為低位準。
可變比值控制電路204-6可以在比較結果指示信號Line_high為低位準時，利用變壓器T1的二次導通時間Tons基於Tons/Ts=K1確定功率開關Q1的開關週期，並基於所確定的功率開關Q1的開關週期控制功率開關Q1從截止狀態變為導通狀態，從而使得系統輸 出電流；在比較結果指示信號Line_high為高位準時，利用 變壓器T1的二次導通時間Tons基於Tons/Ts=K2確定功率開關Q1的開關週期，並基於所確定的功率開關Q1的開關週期控制功率開關Q1從截止狀 態變為導通狀態，從而使得系統輸出電流。
第4圖示出了第2圖中的可變比值控制模組的示例電路圖。如第4圖所示，當二次導通時間感測模組輸出的導通狀態指示信號State_Tons為高位準時，電流鏡I2對電容C放電，電容C上的電壓Vramp線性下降；當二次導通時間感測模組輸出的導通狀態指示信號State_Tons為低位準時，電流鏡I1或者I1+I0對電容C充電，電容C上的電壓Vramp線性升高；當電容C上的電壓Vramp高於閾值電壓VR時，比較器cmp3輸出的狀態控制信號CC_ctrl為高位準；當電容C上的電壓Vramp低於VR時，比較器cmp3輸出的狀態控制信號CC_ctrl為低位準。
比較器cmp2可以將電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs與閾值電壓Vth進行比較，並將比較結果指示信號OCP輸出到RS觸發器。這裡，當電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs大於閾值電壓Vth時，比較器cmp2輸出的比較結果指示信號OCP為高位準；當電流取樣電阻Rs上的電流取樣電壓Vcs小於閾值電壓Vth時，比較器cmp2輸出的比較結果指示信號OCP為低位準。
RS觸發器可以基於來自比較器cmp2的比較結果指示信號OCP和來自可變比值控制模組204-6的狀態控制信號CC_ctrl，生成脈衝頻率調變(PFM)信號。
開關驅動模組204-8可以基於來自RS觸發器的PFM信號來生成用於功率開關Q1的驅動信號。
圖5示出了在第2圖中的二次導通時間感測模組和可變比值控制模組分別被實現為第3圖和第4圖所示的示例電路時，來自變壓器T1的輔助繞組的回饋電壓VFB、導通狀態指示信號State_Tons、電容C上的電壓Vramp、狀態控制信號CC_ctrl、以及PFM信號的時序圖。
由上面分析可以知道，當線電流Iline小於過壓保護閾值電流Iovp_2時，比較器cmp1輸出的比較結果指示信號Line_high為低電 平，功率開關Q1的開關週期，變壓器T1的變壓器一次 峰值電流，系統輸出電流；當線電流 Iline大於過壓保護閾值電流Iovp_2時，比較器cmp1輸出的比較結果指示 信號Line_high為高位準，功率開關Q1的開關週期， 變壓器T1的變壓器一次峰值電流，系統輸出電流
第6圖示出了第2圖所示的返馳式電源系統的系統輸出電流隨系統輸入電壓變化的示意圖。如第6圖所示，當線電壓Vbulk小於閾值電壓Vth_bulk時，系統輸出電流為CC1，當線電壓Vbulk電壓大於閾值電壓Vth_bulk時，系統輸出電流為CC2。可以看出，在系統輸入電壓過高時，系統輸出電流成比例變小，這有利於避免系統過熱。
需要明確，本發明並不局限於上文所描述並在圖中示出的特定配置和處理。並且，為了簡明起見，這裡省略對已知方法技術的詳細描述。在上述實施例中，描述和示出了若干具體的步驟作為示例。但是，本發明的方法過程並不限於所描述和示出的具體步驟，本領域的技術人員可以在領會本發明的精神之後，做出各種改變、修改、和添加。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而非上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。

Claims (8)

  1. 一種返馳式電源系統，包括變壓器、與所述變壓器的一次繞組連接的功率開關、以及用於控制所述功率開關從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態的系統控制模組，其中：所述系統控制模組基於連接在所述功率開關與地之間的電流取樣電阻上的電流取樣電壓控制所述功率開關從導通狀態變為截止狀態，並且基於來自所述變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流控制所述功率開關從截止狀態變為導通狀態，所述回饋電壓表徵所述返馳式電源系統的系統輸出電壓，所述回饋電流錶征所述返馳式電源系統的系統輸入電壓；所述系統控制模組基於所述回饋電壓確定所述變壓器的二次繞組導通時間，並且基於所述回饋電流與第一閾值電流之間的大小關係、以及所述變壓器的二次繞組導通時間控制所述功率開關從截止狀態變為導通狀態，以使得所述變壓器的二次繞組導通時間與所述功率開關的開關週期之間的比值在所述回饋電流小於所述第一閾值電流時為第一值並且在所述回饋電流大於所述第一閾值電流時為第二值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源系統，其中，當所述電流取樣電壓大於第一閾值電壓時，所述系統控制模組控制所述功率開關從導通狀態變為截止狀態。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源系統，其中，所述系統控制模組包括二次導通時間感測電路，所述二次導通時間感測電路基於所述回饋電壓與第二閾值電壓之間的大小關係生成表徵所述變壓器的二次繞組是否處於導通狀態的導通狀態指示信號。
  4. 如申請專利範圍第1或3項所述的返馳式電源系統，其中，所述系統控制模組包括線電壓-線電流轉換電路和第一比較器，所述線電壓-線電流轉換電路根據預先確定的轉換關係將所述回饋電流轉換為線電流，所述第一比較器基於所述線電流與第二閾值電流之間的大小關係生成第一比較結果指示信號，所述第二閾值電流與所述第一閾值電壓成比例。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的返馳式電源系統，其中，所述系統控制模組包括可變比值控制模組，所述可變比值控制模組包括第一至第三電流鏡、電容器、以及第二比較器，其中所述第一電流鏡在所述第一比較結果指示信號的控制下，對所述電容器進行充電，所述第二電流鏡在所述導通狀態指示信號的控制下，對所述電容器進行充電，所述第三電流鏡在所述導通狀態指示信號的控制下，對所述電容器進行放電，所述第二比較器基於所述電容器上的電壓與第三閾值電壓之間的大小關係生成第二比較結果指示信號，用於控制所述功率開關從截止狀態變為導通狀態。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的返馳式電源系統，其中，所述系統控制模組還包括第三比較器和RS觸發器，所述第三比較器基於所述電流取樣電壓與所述第一閾值電壓之間的大小關係生成第三比較結果指示信號，所述RS觸發器基於所述第二比較結果指示信號和所述第三比較結果指示信號生成用於控制所述功率開關從導通狀態變為截止狀態或者從截止狀態變為導通狀態的脈衝頻率調變信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的返馳式電源系統，其中，所述回饋電壓是在所述功率開關處於導通狀態時對所述變壓器的輔助繞組上的電壓進行分壓得到的。
  8. 一種用於返馳式電源系統的控制方法，所述返馳式電源系統包括變壓器和與所述變壓器的一次繞組連接的功率開關，該控制方法包括：基於連接在所述功率開關與地之間的電流取樣電阻上的電流取樣電壓控制所述功率開關從導通狀態變為截止狀態，並且基於來自所述變壓器的輔助繞組的回饋電壓和回饋電流控制所述功率開關從截止狀態變為導通狀態，所述回饋電壓表徵所述返馳式電源系統的系統輸出電壓，所述回饋電流錶征所述返馳式電源系統的系統輸入電壓；基於所述回饋電壓確定所述變壓器的二次繞組導通時間，並且基於所述回饋電流與第一閾值電流之間的大小關係、以及所述變壓器的二次繞組導通時間控制所述功率開關從截止狀態變為導通狀態，以使得所述變壓器的二次繞組導通時間與所述功率開關的開關週期之間的比值在所述回饋電流小於所述第一閾值電流時為第一值並且在所述回饋電流大於所述第一閾值電流時為第二值。
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