JPH0638524A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH0638524A JPH0638524A JP18940392A JP18940392A JPH0638524A JP H0638524 A JPH0638524 A JP H0638524A JP 18940392 A JP18940392 A JP 18940392A JP 18940392 A JP18940392 A JP 18940392A JP H0638524 A JPH0638524 A JP H0638524A
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- winding
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチングトランジスタを駆動することに
よりトランスに発生したエネルギーを負荷に供給するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、トランスのコア損を小さ
くし、効率を上げ、また出力のリップルを小さくする。 【構成】 直流電源１からの直流をスイッチングトラン
ジスタ３によりオン，オフしてトランス１８の出力巻線
１８ａに交流を発生させ、この交流をダイオード５によ
り整流して負荷１６に供給する。その際、スイッチング
トランジスタ３をトランス１８に設けたベース巻線１８
ｂにより駆動し、トランス１８の出力巻線１８ａの交流
エネルギーをこのベース巻線１８ｂを介して負荷側に伝
達する。
よりトランスに発生したエネルギーを負荷に供給するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、トランスのコア損を小さ
くし、効率を上げ、また出力のリップルを小さくする。 【構成】 直流電源１からの直流をスイッチングトラン
ジスタ３によりオン，オフしてトランス１８の出力巻線
１８ａに交流を発生させ、この交流をダイオード５によ
り整流して負荷１６に供給する。その際、スイッチング
トランジスタ３をトランス１８に設けたベース巻線１８
ｂにより駆動し、トランス１８の出力巻線１８ａの交流
エネルギーをこのベース巻線１８ｂを介して負荷側に伝
達する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、産業用あるいは民生用
の電子機器に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。
の電子機器に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の極性反転型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成を示す回路図である。同図において、１
は入力側の直流電源、２はその直流を平滑する平滑用コ
ンデンサ、３は平滑された直流をオン，オフさせてトラ
ンス４に交流を発生させるスイッチングトランジスタ
で、トランス４には出力巻線４ａとスイッチングトラン
ジスタ３のベース・エミッタ間に巻回されたベース巻線
４ｂが設けられている。
ンバータの構成を示す回路図である。同図において、１
は入力側の直流電源、２はその直流を平滑する平滑用コ
ンデンサ、３は平滑された直流をオン，オフさせてトラ
ンス４に交流を発生させるスイッチングトランジスタ
で、トランス４には出力巻線４ａとスイッチングトラン
ジスタ３のベース・エミッタ間に巻回されたベース巻線
４ｂが設けられている。
【０００３】５は上記トランス４に発生した交流を整流
する整流用ダイオード、６，７はスイッチングトランジ
スタ３のベースとトランス４のベース巻線４ｂとの間に
介装された駆動用コンデンサ及び駆動用抵抗、８はスイ
ッチングトランジスタ３の起動用抵抗、９はスイッチン
グトランジスタ３のエミッタ・ベース間に接続されたダ
イオード、１０，１１は出力側の直流電圧を分圧する分
圧用抵抗、１２は出力制御用トランジスタで、コレクタ
はスイッチングトランジスタ３のベースとダイオード１
３を介して接続され、ベースは分圧用抵抗１０と１１の
接続点にツェナーダイオード１４を介して接続されてい
る。１５は整流用ダイオード５で整流された出力側の直
流を平滑する平滑用コンデンサ、１６はその平滑された
逆極性の直流が供給される負荷である。
する整流用ダイオード、６，７はスイッチングトランジ
スタ３のベースとトランス４のベース巻線４ｂとの間に
介装された駆動用コンデンサ及び駆動用抵抗、８はスイ
ッチングトランジスタ３の起動用抵抗、９はスイッチン
グトランジスタ３のエミッタ・ベース間に接続されたダ
イオード、１０，１１は出力側の直流電圧を分圧する分
圧用抵抗、１２は出力制御用トランジスタで、コレクタ
はスイッチングトランジスタ３のベースとダイオード１
３を介して接続され、ベースは分圧用抵抗１０と１１の
接続点にツェナーダイオード１４を介して接続されてい
る。１５は整流用ダイオード５で整流された出力側の直
流を平滑する平滑用コンデンサ、１６はその平滑された
逆極性の直流が供給される負荷である。
【０００４】上記のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、直流電源１の直流電圧をスイッチングトラ
ンジスタ３により矩形波にし、この矩形波にした電圧を
トランス４によりスイッチングトランジスタ３がオフの
期間に出力側に伝送している。そして、出力側に伝送さ
れた矩形波電圧をダイオード５及びコンデンサ１５によ
り直流平滑し、負荷１６に供給している。
においては、直流電源１の直流電圧をスイッチングトラ
ンジスタ３により矩形波にし、この矩形波にした電圧を
トランス４によりスイッチングトランジスタ３がオフの
期間に出力側に伝送している。そして、出力側に伝送さ
れた矩形波電圧をダイオード５及びコンデンサ１５によ
り直流平滑し、負荷１６に供給している。
【０００５】ここで、負荷１６に直流電圧を供給する
際、その供給電圧を負荷１６の必要とする電圧に制御し
なければならない。この制御方法として、上記の回路で
は直流出力電圧を抵抗１０，１１により分圧し、分圧さ
れた直流電圧の抵抗１０側に発生した電圧をトランジス
タ１２とツェナーダイオード１４により検出しており、
その検出電圧に基づいてトランス４の駆動制御を行い、
必要な負電圧を得ている。
際、その供給電圧を負荷１６の必要とする電圧に制御し
なければならない。この制御方法として、上記の回路で
は直流出力電圧を抵抗１０，１１により分圧し、分圧さ
れた直流電圧の抵抗１０側に発生した電圧をトランジス
タ１２とツェナーダイオード１４により検出しており、
その検出電圧に基づいてトランス４の駆動制御を行い、
必要な負電圧を得ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、トラン
スの出力側へのエネルギー伝達部分の巻線の巻数比は
１：１であり、このため、入力電圧が低く、負出力電圧
の高いＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、スイッチング
トランジスタのオン期間が長く、オフ期間の短い動作に
なってしまい、コンバータの動作として不利な点が生じ
てしまう。すなわち、スイッチングトランジスタのオン
期間が長く、オフ期間が短いということは、全周期に占
めるオン期間の比率（オンデューティ）が大きくなるこ
とであり、これにより、周波数を一定にしてトランスを
設計した場合、磁束密度が大きくなり、トランスのコア
損が大きく、発熱及び効率の低下があるという問題点が
あった。また、オンデューティが大きいため、オフ期間
に出力側に流れるピーク電流が大きくなり、出力電圧に
大きなリップル電圧が現れるという問題点があった。
ような従来のＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、トラン
スの出力側へのエネルギー伝達部分の巻線の巻数比は
１：１であり、このため、入力電圧が低く、負出力電圧
の高いＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、スイッチング
トランジスタのオン期間が長く、オフ期間の短い動作に
なってしまい、コンバータの動作として不利な点が生じ
てしまう。すなわち、スイッチングトランジスタのオン
期間が長く、オフ期間が短いということは、全周期に占
めるオン期間の比率（オンデューティ）が大きくなるこ
とであり、これにより、周波数を一定にしてトランスを
設計した場合、磁束密度が大きくなり、トランスのコア
損が大きく、発熱及び効率の低下があるという問題点が
あった。また、オンデューティが大きいため、オフ期間
に出力側に流れるピーク電流が大きくなり、出力電圧に
大きなリップル電圧が現れるという問題点があった。
【０００７】本発明は、上記のような問題点に着目して
なされたもので、トランスのエネルギー伝達部分の巻数
比が１：１であることによって生じるトランスのコア損
が小さく、発熱が低下し、効率が良く、また出力電圧の
リップルが小さく、ノイズの少ないＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することを目的としている。
なされたもので、トランスのエネルギー伝達部分の巻数
比が１：１であることによって生じるトランスのコア損
が小さく、発熱が低下し、効率が良く、また出力電圧の
リップルが小さく、ノイズの少ないＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは、次のように構成したものである。
バータは、次のように構成したものである。
【０００９】（１）入力された直流をオン，オフさせて
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、そのトランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミ
ッタ間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力によ
り該スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻
線を介してトランスに発生したエネルギーを負荷側に伝
達するようにした。
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、そのトランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミ
ッタ間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力によ
り該スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻
線を介してトランスに発生したエネルギーを負荷側に伝
達するようにした。
【００１０】（２）入力された直流をオン，オフさせて
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、そのトランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミ
ッタ間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力によ
り該スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻
線と他の別巻線を介してトランスに発生したエネルギー
を負荷側に伝達するようにした。
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、そのトランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミ
ッタ間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力によ
り該スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻
線と他の別巻線を介してトランスに発生したエネルギー
を負荷側に伝達するようにした。
【００１１】（３）入力された直流をオン，オフさせて
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、このスイッチングトランジスタを駆動する駆動回路
と、前記トランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記トランスに設けた出力供給用の別巻線を介
して該トランスに発生したエネルギーを負荷側に伝達す
るようにした。
トランスに交流を発生させるスイッチングトランジスタ
と、このスイッチングトランジスタを駆動する駆動回路
と、前記トランスに発生した交流を整流する整流素子と
を備え、前記トランスに設けた出力供給用の別巻線を介
して該トランスに発生したエネルギーを負荷側に伝達す
るようにした。
【００１２】
【作用】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ス
イッチングトランジスタを駆動するトランスのベース巻
線あるいはこれと他の別巻線を、スイッチングトランジ
スタのオフ時の出力用巻線としてエネルギー伝達用に利
用しているので、スイッチングトランジスタのオンデュ
ーティが小さくなる。
イッチングトランジスタを駆動するトランスのベース巻
線あるいはこれと他の別巻線を、スイッチングトランジ
スタのオフ時の出力用巻線としてエネルギー伝達用に利
用しているので、スイッチングトランジスタのオンデュ
ーティが小さくなる。
【００１３】また、トランスに設けた出力供給用の別巻
線をエネルギー伝達用に利用しているので、同様にスイ
ッチングトランジスタのオンデューティが小さくなる。
線をエネルギー伝達用に利用しているので、同様にスイ
ッチングトランジスタのオンデューティが小さくなる。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の第１実施例によるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図であり、図５と同一符号
は同一構成部分を示している。図において、１は直流電
源、２は平滑用コンデンサ、３はスイッチングトランジ
スタ、５は出力側の整流用ダイオード（整流素子）、
６，７は駆動用コンデンサ及び駆動用抵抗、８はスイッ
チングトランジスタ３のコレクタ・ベース間に接続され
た起動用抵抗で、スイッチングトランジスタ３のベース
・エミッタ間にはダイオード９が接続されている。
コンバータの構成を示す回路図であり、図５と同一符号
は同一構成部分を示している。図において、１は直流電
源、２は平滑用コンデンサ、３はスイッチングトランジ
スタ、５は出力側の整流用ダイオード（整流素子）、
６，７は駆動用コンデンサ及び駆動用抵抗、８はスイッ
チングトランジスタ３のコレクタ・ベース間に接続され
た起動用抵抗で、スイッチングトランジスタ３のベース
・エミッタ間にはダイオード９が接続されている。
【００１５】１０，１１は出力電圧を検出するための分
圧用抵抗、１２は出力制御用トランジスタで、コレクタ
と上記スイッチングトランジスタ３のベースとの間には
ダイオード１３が接続され、ベースと上記分圧用抵抗１
０，１１の接続点との間にはツェナーダイオード１４が
接続されている。１５は出力側の平滑用コンデンサ、１
６は負荷、１８は負荷１６に負電圧を供給するためのト
ランスで、出力巻線１８ａと上記スイッチングトランジ
スタ３のベース・エミッタ間に巻回されたベース巻線１
８ｂを有しており、図５のトランス４に相当するもので
ある。
圧用抵抗、１２は出力制御用トランジスタで、コレクタ
と上記スイッチングトランジスタ３のベースとの間には
ダイオード１３が接続され、ベースと上記分圧用抵抗１
０，１１の接続点との間にはツェナーダイオード１４が
接続されている。１５は出力側の平滑用コンデンサ、１
６は負荷、１８は負荷１６に負電圧を供給するためのト
ランスで、出力巻線１８ａと上記スイッチングトランジ
スタ３のベース・エミッタ間に巻回されたベース巻線１
８ｂを有しており、図５のトランス４に相当するもので
ある。
【００１６】次に動作について説明する。直流電源１の
直流電圧が印加されると、起動用抵抗８を通してスイッ
チングトランジスタ３のベースに電流が流れ、スイッチ
ングトランジスタ３のコレクタ・エミッタ間に微小電流
が流れてスイッチングトランジスタ３がオンする。この
スイッチングトランジスタ３がオンすることにより、ト
ランス１８のベース巻線１８ｂからコンデンサ６、抵抗
７を通してスイッチングトランジスタ３のベースに駆動
電圧が供給され、負荷１６に必要なエネルギー分の電流
がスイッチングトランジスタ３のコレクタ・エミッタ間
に流れる。
直流電圧が印加されると、起動用抵抗８を通してスイッ
チングトランジスタ３のベースに電流が流れ、スイッチ
ングトランジスタ３のコレクタ・エミッタ間に微小電流
が流れてスイッチングトランジスタ３がオンする。この
スイッチングトランジスタ３がオンすることにより、ト
ランス１８のベース巻線１８ｂからコンデンサ６、抵抗
７を通してスイッチングトランジスタ３のベースに駆動
電圧が供給され、負荷１６に必要なエネルギー分の電流
がスイッチングトランジスタ３のコレクタ・エミッタ間
に流れる。
【００１７】そして、コンデンサ６及び抵抗７の時定数
によりスイッチングトランジスタ３がベース飽和する
と、スイッチングトランジスタ３がオフする。スイッチ
ングトランジスタ３がオフすると、トランス１８の出力
巻線１８ａに蓄えられたエネルギーがダイオード５の向
きに、トランス１８のベース巻線１８ｂも利用して負荷
１６へ供給される。この供給電圧は、負荷１６が必要と
する電圧に制御しなければならないが、負荷１６に供給
される出力電圧は抵抗１０，１１により分圧されて、そ
の抵抗１０に発生した電圧をトランジスタ１２とツェナ
ーダイオード１４により検出して出力制御を行ってい
る。
によりスイッチングトランジスタ３がベース飽和する
と、スイッチングトランジスタ３がオフする。スイッチ
ングトランジスタ３がオフすると、トランス１８の出力
巻線１８ａに蓄えられたエネルギーがダイオード５の向
きに、トランス１８のベース巻線１８ｂも利用して負荷
１６へ供給される。この供給電圧は、負荷１６が必要と
する電圧に制御しなければならないが、負荷１６に供給
される出力電圧は抵抗１０，１１により分圧されて、そ
の抵抗１０に発生した電圧をトランジスタ１２とツェナ
ーダイオード１４により検出して出力制御を行ってい
る。
【００１８】ここで、上記実施例では、トランス１８の
ベース巻線１８ｂによりスイッチングトランジスタ３を
駆動し、そのベース巻線１８ｂを介してトランス１８の
出力巻線１８ａに発生したエネルギーを負荷側に伝達す
るようにしており、トランス１８のベース巻線１８ｂを
利用することで前述のオンデューティを小さくしてい
る。これにより、トランス１８のコア損を減らすと同時
に、トランス１８のエネルギー伝達部分の巻数比が 1：
１から 1：Ｎ（Ｎ＞１）になって、スイッチングトラン
ジスタ３がオフの期間に出力側に流れるピーク電流を減
らして出力リップル電圧を低減することができる。例え
ば、直流入力電圧２Ｖ、出力電圧−５Ｖ，５０ｍＡの極
性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランス１８
の巻線１８ａと１８ｂの巻線比を１：１として従来と比
較した結果、リップル電圧は従来の図５に示すＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの８１％、トランスのコア損は従来の７９
％となり、かなりの効果があった。
ベース巻線１８ｂによりスイッチングトランジスタ３を
駆動し、そのベース巻線１８ｂを介してトランス１８の
出力巻線１８ａに発生したエネルギーを負荷側に伝達す
るようにしており、トランス１８のベース巻線１８ｂを
利用することで前述のオンデューティを小さくしてい
る。これにより、トランス１８のコア損を減らすと同時
に、トランス１８のエネルギー伝達部分の巻数比が 1：
１から 1：Ｎ（Ｎ＞１）になって、スイッチングトラン
ジスタ３がオフの期間に出力側に流れるピーク電流を減
らして出力リップル電圧を低減することができる。例え
ば、直流入力電圧２Ｖ、出力電圧−５Ｖ，５０ｍＡの極
性反転型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランス１８
の巻線１８ａと１８ｂの巻線比を１：１として従来と比
較した結果、リップル電圧は従来の図５に示すＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの８１％、トランスのコア損は従来の７９
％となり、かなりの効果があった。
【００１９】このように、トランスのエネルギー伝達部
分の巻数比が１：１であることによって生じるトランス
のコア損が小さくなり、発熱が低下し、効率が良くな
る。また、上記のように出力電圧のリップルが小さくな
り、ノイズの少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現するこ
とができる。
分の巻数比が１：１であることによって生じるトランス
のコア損が小さくなり、発熱が低下し、効率が良くな
る。また、上記のように出力電圧のリップルが小さくな
り、ノイズの少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現するこ
とができる。
【００２０】図２は本発明の第２実施例の構成を示す回
路図であり、図１と同一符号は同一構成部分を示してい
る。図中、１９は図１のトランス１８に相当するトラン
スで、出力巻線１９ａ及びベース巻線１９ｂの他にエネ
ルギー伝達用の別巻線１９ｃを有している。そして、ト
ランス１９のベース巻線１９ｂの出力によりスイッチン
グトランジスタ３を駆動し、そのベース巻線１９ｂと他
の別巻線１９ｃを介してトランス１９の出力巻線１９ａ
に発生したエネルギーを負荷側に供給するようにしてい
る。その他の構成は図１と同様である。
路図であり、図１と同一符号は同一構成部分を示してい
る。図中、１９は図１のトランス１８に相当するトラン
スで、出力巻線１９ａ及びベース巻線１９ｂの他にエネ
ルギー伝達用の別巻線１９ｃを有している。そして、ト
ランス１９のベース巻線１９ｂの出力によりスイッチン
グトランジスタ３を駆動し、そのベース巻線１９ｂと他
の別巻線１９ｃを介してトランス１９の出力巻線１９ａ
に発生したエネルギーを負荷側に供給するようにしてい
る。その他の構成は図１と同様である。
【００２１】上記図２の回路の動作は、図１の回路と同
様であり、スイッチングトランジスタ３のオン，オフに
よりトランス１９に交流を発生させ、その交流をダイオ
ード５により整流して負荷１６に負電圧を供給してい
る。その際、トランス１９のベース巻線１９ｂと別巻線
１９ｃを出力供給用巻線として利用しており、上記実施
例と同様スイッチングトランジスタ３のオンデューティ
を小さくすることができる。したがって、トランス１９
のコア損を減らすと同時にスイッチングトランジスタ３
のオフ期間のピーク電流を減らして出力リップル電圧を
低減することができる。
様であり、スイッチングトランジスタ３のオン，オフに
よりトランス１９に交流を発生させ、その交流をダイオ
ード５により整流して負荷１６に負電圧を供給してい
る。その際、トランス１９のベース巻線１９ｂと別巻線
１９ｃを出力供給用巻線として利用しており、上記実施
例と同様スイッチングトランジスタ３のオンデューティ
を小さくすることができる。したがって、トランス１９
のコア損を減らすと同時にスイッチングトランジスタ３
のオフ期間のピーク電流を減らして出力リップル電圧を
低減することができる。
【００２２】図３は本発明の第３実施例を示す回路図で
ある。図中、２０はスイッチングトランジスタ３のオ
ン，オフにより発生した交流エネルギーをダイオード５
を介して負荷１６に供給するトランスで、出力巻線２０
ａの他に別巻線２０ｂが設けられている。２１はスイッ
チングトランジスタ３を駆動する駆動回路、２２は出力
電圧を制御する制御回路で、抵抗１０，１１によって分
圧された出力に基づいて駆動回路２１の出力パルスを制
御する。
ある。図中、２０はスイッチングトランジスタ３のオ
ン，オフにより発生した交流エネルギーをダイオード５
を介して負荷１６に供給するトランスで、出力巻線２０
ａの他に別巻線２０ｂが設けられている。２１はスイッ
チングトランジスタ３を駆動する駆動回路、２２は出力
電圧を制御する制御回路で、抵抗１０，１１によって分
圧された出力に基づいて駆動回路２１の出力パルスを制
御する。
【００２３】上記のように構成された回路において、直
流電源１の直流電圧が印加されると、駆動回路２１によ
り負荷１６に必要なエネルギー分の電流がスイッチング
トランジスタ３のコレクタ・エミッタ間に流れる。その
後、駆動回路２１によりスイッチングトランジスタ３が
オフし、このスイッチングトランジスタ３がオフする
と、トランス２０の出力巻線２０ａに蓄えられたエネル
ギーがダイオード５の向きに、トランス２０の別巻線２
０ｂも利用して負荷１６へ供給される。この供給電圧
は、負荷１６が必要とする電圧に制御しなければならな
いが、負荷１６に供給される出力電圧は抵抗１０，１１
により分圧され、その抵抗１１に発生した電圧を制御回
路２２により検出して出力制御を行っている。
流電源１の直流電圧が印加されると、駆動回路２１によ
り負荷１６に必要なエネルギー分の電流がスイッチング
トランジスタ３のコレクタ・エミッタ間に流れる。その
後、駆動回路２１によりスイッチングトランジスタ３が
オフし、このスイッチングトランジスタ３がオフする
と、トランス２０の出力巻線２０ａに蓄えられたエネル
ギーがダイオード５の向きに、トランス２０の別巻線２
０ｂも利用して負荷１６へ供給される。この供給電圧
は、負荷１６が必要とする電圧に制御しなければならな
いが、負荷１６に供給される出力電圧は抵抗１０，１１
により分圧され、その抵抗１１に発生した電圧を制御回
路２２により検出して出力制御を行っている。
【００２４】ここで、本実施例においても、トランス２
０の出力巻線２０ａに発生した交流エネルギーを該トラ
ンス２０に設けた出力供給用の別巻線２０ｂを介して負
荷側に伝達しており、スイッチングトランジスタ３のオ
ンデューティを小さくすることができる。したがって、
トランス２０のコア損を減らすと同時に、スイッチング
トランジスタ３のオフ期間に流れるピーク電流を減らし
て出力電圧のリップルを小さくすることができる。
０の出力巻線２０ａに発生した交流エネルギーを該トラ
ンス２０に設けた出力供給用の別巻線２０ｂを介して負
荷側に伝達しており、スイッチングトランジスタ３のオ
ンデューティを小さくすることができる。したがって、
トランス２０のコア損を減らすと同時に、スイッチング
トランジスタ３のオフ期間に流れるピーク電流を減らし
て出力電圧のリップルを小さくすることができる。
【００２５】図４は本発明の第４実施例を示す回路図で
ある。本実施例は、負荷に正電圧の出力を供給するよう
にしており、整流用ダイオード５を前述の各回路と逆向
きに接続してある。また、図中１７は前述の各実施例の
スイッチングトランジスタ３に相当するスイッチングト
ランジスタで、駆動回路２１により駆動される。２３は
そのスイッチングにより発生した交流エネルギーをダイ
オード５を介して負荷１６に供給するトランスで、出力
巻線２３ａ及びエネルギー伝達用の別巻線２３ｂを有し
ている。その他は図３の回路と同様の構成となってい
る。
ある。本実施例は、負荷に正電圧の出力を供給するよう
にしており、整流用ダイオード５を前述の各回路と逆向
きに接続してある。また、図中１７は前述の各実施例の
スイッチングトランジスタ３に相当するスイッチングト
ランジスタで、駆動回路２１により駆動される。２３は
そのスイッチングにより発生した交流エネルギーをダイ
オード５を介して負荷１６に供給するトランスで、出力
巻線２３ａ及びエネルギー伝達用の別巻線２３ｂを有し
ている。その他は図３の回路と同様の構成となってい
る。
【００２６】上記図４の回路の動作は、図３の回路と同
様であり、スイッチングトランジスタ１７のオン，オフ
によりトランス２３に交流を発生させ、その交流をダイ
オード５により整流して負荷１６に正電圧を供給してい
る。その際、トランス２３の別巻線２３ｂを出力供給用
巻線として利用しており、前述の各実施例と同様スイッ
チングトランジスタ１７のオンデューティを小さくする
ことができる。したがって、トランス２３のコア損を減
らすと同時に、スイッチングトランジスタ１７のオフ期
間のピーク電流を減らして出力リップル電圧を低減する
ことができ、発熱が小さく、効率が良く、またノイズの
少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
様であり、スイッチングトランジスタ１７のオン，オフ
によりトランス２３に交流を発生させ、その交流をダイ
オード５により整流して負荷１６に正電圧を供給してい
る。その際、トランス２３の別巻線２３ｂを出力供給用
巻線として利用しており、前述の各実施例と同様スイッ
チングトランジスタ１７のオンデューティを小さくする
ことができる。したがって、トランス２３のコア損を減
らすと同時に、スイッチングトランジスタ１７のオフ期
間のピーク電流を減らして出力リップル電圧を低減する
ことができ、発熱が小さく、効率が良く、またノイズの
少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００２７】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チングトランジスタのオン，オフによりトランスに発生
したエネルギーを、該トランスに設けた巻線を介して負
荷側に伝達するようにしたので、スイッチングトランジ
スタのオンデューティを小さくすることができ、したが
ってトランスのコア損が小さくなり、発熱が小さくなる
という効果があり、また、トランスのエネルギー伝達部
分の巻数比が１：１でなくなるので、スイッチングトラ
ンジスタのオフ期間に出力側に流れるピーク電流を減ら
すことができ、効率が良く、出力電圧のリップルが小さ
く、ノイズが少なくなるという効果がある。
チングトランジスタのオン，オフによりトランスに発生
したエネルギーを、該トランスに設けた巻線を介して負
荷側に伝達するようにしたので、スイッチングトランジ
スタのオンデューティを小さくすることができ、したが
ってトランスのコア損が小さくなり、発熱が小さくなる
という効果があり、また、トランスのエネルギー伝達部
分の巻数比が１：１でなくなるので、スイッチングトラ
ンジスタのオフ期間に出力側に流れるピーク電流を減ら
すことができ、効率が良く、出力電圧のリップルが小さ
く、ノイズが少なくなるという効果がある。
【図１】 本発明の第１実施例の構成を示す回路図
【図２】 本発明の第２実施例の構成を示す回路図
【図３】 本発明の第３実施例の構成を示す回路図
【図４】 本発明の第４実施例の構成を示す回路図
【図５】 従来例の構成を示す回路図
１ 直流電源 ３，１７ スイッチングドンジスタ ５ 整流用ダイオード（整流素子） １６ 負荷 １８，１９，２０，２３ トランス １８ａ，１９ａ，２０ａ，２３ａ 出力巻線 １８ｂ，１９ｂ ベース巻線 １９ｃ，２０ｂ，２３ｂ 別巻線
Claims (3)
- 【請求項１】 入力された直流をオン，オフさせてトラ
ンスに交流を発生させるスイッチングトランジスタと、
そのトランスに発生した交流を整流する整流素子とを備
え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミッタ
間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力により該
スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻線を
介してトランスに発生したエネルギーを負荷側に伝達す
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 入力された直流をオン，オフさせてトラ
ンスに交流を発生させるスイッチングトランジスタと、
そのトランスに発生した交流を整流する整流素子とを備
え、前記スイッチングトランジスタのベース・エミッタ
間に巻回した前記トランスのベース巻線の出力により該
スイッチングトランジスタを駆動し、そのベース巻線と
他の別巻線を介してトランスに発生したエネルギーを負
荷側に伝達することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】 入力された直流をオン，オフさせてトラ
ンスに交流を発生させるスイッチングトランジスタと、
このスイッチングトランジスタを駆動する駆動回路と、
前記トランスに発生した交流を整流する整流素子とを備
え、前記トランスに設けた出力供給用の別巻線を介して
該トランスに発生したエネルギーを負荷側に伝達するこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18940392A JPH0638524A (ja) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18940392A JPH0638524A (ja) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638524A true JPH0638524A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16240705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18940392A Withdrawn JPH0638524A (ja) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638524A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002041481A3 (en) * | 2000-11-15 | 2002-10-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Dc-dc converter with reduced input current ripples |
-
1992
- 1992-07-16 JP JP18940392A patent/JPH0638524A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002041481A3 (en) * | 2000-11-15 | 2002-10-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Dc-dc converter with reduced input current ripples |
| US6719435B2 (en) | 2000-11-15 | 2004-04-13 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Dc-Dc converter with reduced input current ripples |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |