JPH09163741A - 自励式スイッチング電源装置 - Google Patents
自励式スイッチング電源装置Info
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- JPH09163741A JPH09163741A JP31182795A JP31182795A JPH09163741A JP H09163741 A JPH09163741 A JP H09163741A JP 31182795 A JP31182795 A JP 31182795A JP 31182795 A JP31182795 A JP 31182795A JP H09163741 A JPH09163741 A JP H09163741A
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- circuit
- load
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Abstract
(57)【要約】
【目的】軽負荷時の過電圧化を防止しつつ電力効率を高
くかつ小型化および低コスト化を図る。 【構成】２次直流電源回路３０側の安定化回路４０を形
成するホトダイオードＤとともにホトカプラＰＣ１を構
成しかつ１次直流電源回路１０側の制御回路５０を形成
するホトトランジスタＴｒに補償トランジスタＱ３をダ
ーリントン接続し、２次直流電源回路３０側の負荷変動
範囲内において２次直流電源電圧（Ｖｄ２１）を一定化
可能に構成した。
くかつ小型化および低コスト化を図る。 【構成】２次直流電源回路３０側の安定化回路４０を形
成するホトダイオードＤとともにホトカプラＰＣ１を構
成しかつ１次直流電源回路１０側の制御回路５０を形成
するホトトランジスタＴｒに補償トランジスタＱ３をダ
ーリントン接続し、２次直流電源回路３０側の負荷変動
範囲内において２次直流電源電圧（Ｖｄ２１）を一定化
可能に構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子，電
圧制御素子，制御回路を含む１次直流電源回路と安定化
回路を含む２次直流電源回路とをトランスを介して接続
し、かつ安定化回路の出力信号に基き制御回路が電圧制
御素子の発振周波数を変化させつつスイッチング素子を
ＯＮ−ＯＦＦ制御する自励式スイッチング電源装置に関
する。
圧制御素子，制御回路を含む１次直流電源回路と安定化
回路を含む２次直流電源回路とをトランスを介して接続
し、かつ安定化回路の出力信号に基き制御回路が電圧制
御素子の発振周波数を変化させつつスイッチング素子を
ＯＮ−ＯＦＦ制御する自励式スイッチング電源装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図２において、１次直流電源回路１０と
２次直流電源回路３０とは、１次巻線Ｎｐ１，補助巻線
Ｎｐ２および２次巻線Ｎｓ１を有するトランス２０を介
して接続されている。１次直流電源回路１０は、整流回
路１１，平滑コンデンサＣ１，スイッチング素子（例え
ば、トランジスタ）Ｑ１，制御回路（ダイオードＤ３，
抵抗Ｒ７，ホトトランジスタＴｒ）５０を含み、開閉ス
イッチ２，ノイズフィルタ３を介して交流電源（例え
ば、１００Ｖ，５０ＨＺ）１に接続されている。
２次直流電源回路３０とは、１次巻線Ｎｐ１，補助巻線
Ｎｐ２および２次巻線Ｎｓ１を有するトランス２０を介
して接続されている。１次直流電源回路１０は、整流回
路１１，平滑コンデンサＣ１，スイッチング素子（例え
ば、トランジスタ）Ｑ１，制御回路（ダイオードＤ３，
抵抗Ｒ７，ホトトランジスタＴｒ）５０を含み、開閉ス
イッチ２，ノイズフィルタ３を介して交流電源（例え
ば、１００Ｖ，５０ＨＺ）１に接続されている。
【０００３】電圧制御素子Ｑ２は、制御回路５０により
発振周波数ｆが変化されかつスイッチング素子Ｑ１の流
れ込み電流をコントロールして、スイッチング素子Ｑ１
をＯＮ−ＯＦＦ制御する。Ｒ４は、限流抵抗でありかつ
コンデンサＣ２を介し過電流保護回路を形成する。ま
た、スイッチング素子Ｑ１の駆動制御電源は、起動時に
は起動抵抗Ｒ３を利用して起動電流の形で生成され、立
上り後は補助巻線Ｎｐ２により誘起されかつダイオード
Ｄ１，コンデンサＣ３，抵抗Ｒ５を介して生成される。
なお、制御回路（Ｄ３，Ｒ７，Ｔｒ）５０と並列接続さ
れた抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１は過負荷
保護回路を形成する。
発振周波数ｆが変化されかつスイッチング素子Ｑ１の流
れ込み電流をコントロールして、スイッチング素子Ｑ１
をＯＮ−ＯＦＦ制御する。Ｒ４は、限流抵抗でありかつ
コンデンサＣ２を介し過電流保護回路を形成する。ま
た、スイッチング素子Ｑ１の駆動制御電源は、起動時に
は起動抵抗Ｒ３を利用して起動電流の形で生成され、立
上り後は補助巻線Ｎｐ２により誘起されかつダイオード
Ｄ１，コンデンサＣ３，抵抗Ｒ５を介して生成される。
なお、制御回路（Ｄ３，Ｒ７，Ｔｒ）５０と並列接続さ
れた抵抗Ｒ８およびツェナーダイオードＺＤ１は過負荷
保護回路を形成する。
【０００４】２次直流電源回路３０は、２次巻線Ｎｓ１
に接続されたダイオードＤ４，平滑コンデンサＣ５・Ｃ
６を含み、２次直流電源（電圧Ｖｄ２）を生成して負荷
１００に供給する。安定化回路４０は、２次直流電源電
圧Ｖｄ２を検出し、ホトカプラ（ダイオードＤ）ＰＣ１
を介して１次側の制御回路５０（ホトトランジスタＴ
ｒ）に電圧フィードバック信号（出力信号）を出力す
る。この安定化回路４０は、分圧検出抵抗Ｒ１０・Ｒ１
１と，直列接続された抵抗Ｒ９，ホトダイオードＤおよ
びシャントレギュレータＩＣ１とから形成されている。
に接続されたダイオードＤ４，平滑コンデンサＣ５・Ｃ
６を含み、２次直流電源（電圧Ｖｄ２）を生成して負荷
１００に供給する。安定化回路４０は、２次直流電源電
圧Ｖｄ２を検出し、ホトカプラ（ダイオードＤ）ＰＣ１
を介して１次側の制御回路５０（ホトトランジスタＴ
ｒ）に電圧フィードバック信号（出力信号）を出力す
る。この安定化回路４０は、分圧検出抵抗Ｒ１０・Ｒ１
１と，直列接続された抵抗Ｒ９，ホトダイオードＤおよ
びシャントレギュレータＩＣ１とから形成されている。
【０００５】かかる自励式（周波数変動型）のスイッチ
ング電源装置では、交流電源１が入力（印加）される
と、整流回路１１から１次直流電源（電圧Ｖｄ１）が出
力される。すると、起動抵抗Ｒ３を介して起動電流が流
れ、スイッチング素子Ｑ１が駆動される。１次巻線Ｎｐ
１から２次巻線Ｎｓ１に巻線数比に応じた電力伝達能率
で電力エネルギーが供給され、２次直流電源電圧Ｖｄ２
が生成される。この段階になると、スイッチング素子Ｑ
１の駆動電流は、補助巻線Ｎｐ２から誘起されかつダイ
オードＤ１等を介して生成される。
ング電源装置では、交流電源１が入力（印加）される
と、整流回路１１から１次直流電源（電圧Ｖｄ１）が出
力される。すると、起動抵抗Ｒ３を介して起動電流が流
れ、スイッチング素子Ｑ１が駆動される。１次巻線Ｎｐ
１から２次巻線Ｎｓ１に巻線数比に応じた電力伝達能率
で電力エネルギーが供給され、２次直流電源電圧Ｖｄ２
が生成される。この段階になると、スイッチング素子Ｑ
１の駆動電流は、補助巻線Ｎｐ２から誘起されかつダイ
オードＤ１等を介して生成される。
【０００６】２次直流電源回路３０では、ダイオードＤ
４で整流しかつ平滑コンデンサＣ５・Ｃ６で平滑しつつ
生成した２次直流電源（Ｖｄ２）を負荷１００に供給す
る、負荷１００の軽重変動は、２次直流電源電圧Ｖｄ２
の変動として安定化回路４０で検出される。これによる
電圧フィードバック信号は、ホトカプラ（Ｄ，Ｔｒ）Ｐ
Ｃ１を介して、１次側の制御回路５０に出力される。
４で整流しかつ平滑コンデンサＣ５・Ｃ６で平滑しつつ
生成した２次直流電源（Ｖｄ２）を負荷１００に供給す
る、負荷１００の軽重変動は、２次直流電源電圧Ｖｄ２
の変動として安定化回路４０で検出される。これによる
電圧フィードバック信号は、ホトカプラ（Ｄ，Ｔｒ）Ｐ
Ｃ１を介して、１次側の制御回路５０に出力される。
【０００７】すると、電圧制御素子Ｑ２が、スイッチン
グ素子Ｑ１をＯＮ−ＯＦＦ制御する。つまり、２次側
（３０）の出力（負荷）電流Ｉを一定とすれば、１次側
（１０）から２次側（３０）に伝達供給される電力エネ
ルギー量を増減することができるから、２次直流電源電
圧Ｖｄ２を安定化できる。
グ素子Ｑ１をＯＮ−ＯＦＦ制御する。つまり、２次側
（３０）の出力（負荷）電流Ｉを一定とすれば、１次側
（１０）から２次側（３０）に伝達供給される電力エネ
ルギー量を増減することができるから、２次直流電源電
圧Ｖｄ２を安定化できる。
【０００８】そして、負荷１００が軽い場合には、図３
（Ｂ）（ｂ２）に示す如くスイッチング素子Ｑ１に流れ
る電流Ｉｃが減少して発振周波数ｆが高くなる。一方、
負荷１００が重くなると、図３（Ａ）（ａ２）に示す如
くスイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｉｃが増大し発振
周波数ｆは低くなる。電圧制御素子Ｑ２によるスイッチ
ング素子１５のＯＮ−ＯＦＦデューティーが一定のため
による。
（Ｂ）（ｂ２）に示す如くスイッチング素子Ｑ１に流れ
る電流Ｉｃが減少して発振周波数ｆが高くなる。一方、
負荷１００が重くなると、図３（Ａ）（ａ２）に示す如
くスイッチング素子Ｑ１に流れる電流Ｉｃが増大し発振
周波数ｆは低くなる。電圧制御素子Ｑ２によるスイッチ
ング素子１５のＯＮ−ＯＦＦデューティーが一定のため
による。
【０００９】また、ホトカプラＰＣ１（Ｄ）に流れる電
流Ｉｐｈは、発振周波数ｆが高くなると図３（Ｂ）（ｂ
３）に示すように多く流れ、低くなると図３（Ａ）（ａ
３）に示すように少くなる。なお、図３（Ａ）（ａ
１），（Ｂ）（ｂ１）に示すＶｃｅは、スイッチング素
子Ｑ１に印加される電圧である。
流Ｉｐｈは、発振周波数ｆが高くなると図３（Ｂ）（ｂ
３）に示すように多く流れ、低くなると図３（Ａ）（ａ
３）に示すように少くなる。なお、図３（Ａ）（ａ
１），（Ｂ）（ｂ１）に示すＶｃｅは、スイッチング素
子Ｑ１に印加される電圧である。
【００１０】ここに、発振周波数ｆの設定変動範囲は、
電力伝達効率や負荷１００の運転態様等に照し、常用負
荷に照準を合せてセットされている。しかるに、負荷１
００の種類や運転態様は各種各様であるから、無負荷を
含む軽負荷が継続される場合も多い。
電力伝達効率や負荷１００の運転態様等に照し、常用負
荷に照準を合せてセットされている。しかるに、負荷１
００の種類や運転態様は各種各様であるから、無負荷を
含む軽負荷が継続される場合も多い。
【００１１】すなわち、発振周波数ｆがその限界近くま
で高まると、ホトカプラＰＣ１（ホトダイオードＤ）に
流れる電流Ｉｐｈも限界となってしまう。したがって、
ホトトランジスタＴｒを介して電圧制御素子Ｑ２のベー
スに流し込む電流Ｉを十分に供給できなくなる。する
と、スイッチング素子Ｑ１の間欠発振等による制御不安
定や制御不能の事態を招き、出力電圧（２次直流電源電
圧Ｖｄ２）が異常に高く跳ね上がり、各構成要素の耐電
圧上の問題が生ずる。また、バイポーラ型のスイッチン
グ素子Ｑ１では、発振周波数ｆが応答速度の限界近くに
高まると、この点からも出力電圧が過電圧になる。
で高まると、ホトカプラＰＣ１（ホトダイオードＤ）に
流れる電流Ｉｐｈも限界となってしまう。したがって、
ホトトランジスタＴｒを介して電圧制御素子Ｑ２のベー
スに流し込む電流Ｉを十分に供給できなくなる。する
と、スイッチング素子Ｑ１の間欠発振等による制御不安
定や制御不能の事態を招き、出力電圧（２次直流電源電
圧Ｖｄ２）が異常に高く跳ね上がり、各構成要素の耐電
圧上の問題が生ずる。また、バイポーラ型のスイッチン
グ素子Ｑ１では、発振周波数ｆが応答速度の限界近くに
高まると、この点からも出力電圧が過電圧になる。
【００１２】そこで従来は、負荷１００の種類や運転態
様に応じて選択した抵抗値を持つダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ
１６を２次直流電源回路３０に接続していた。つまり、
見掛け負荷（１００）の下限を制限していたわけであ
る。
様に応じて選択した抵抗値を持つダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ
１６を２次直流電源回路３０に接続していた。つまり、
見掛け負荷（１００）の下限を制限していたわけであ
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、かかる自励式
スイッチング電源装置も例外でなく一層の電力効率の向
上，小型化および低コスト化はもとより安全性が強く要
請されている。したがって、ダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ１６
の電力損失が許され難くなって来た。また、ダミー抵抗
Ｒ１２〜Ｒ１６を接続することによる発熱状態が問題と
なるばかりか、一層の小型化および低コスト化の阻止事
由ともなって来た。
スイッチング電源装置も例外でなく一層の電力効率の向
上，小型化および低コスト化はもとより安全性が強く要
請されている。したがって、ダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ１６
の電力損失が許され難くなって来た。また、ダミー抵抗
Ｒ１２〜Ｒ１６を接続することによる発熱状態が問題と
なるばかりか、一層の小型化および低コスト化の阻止事
由ともなって来た。
【００１４】一方において、このダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ
１６を排除すると、スイッチング電源の一段の高周波化
によるトランス２０等の小型化が困難になるという問題
もある。
１６を排除すると、スイッチング電源の一段の高周波化
によるトランス２０等の小型化が困難になるという問題
もある。
【００１５】本発明の目的は、軽負荷時の過電圧化を防
止しつつ電力効率が高くかつ小型で低コストの自励式ス
イッチング電源装置を提供することにある。
止しつつ電力効率が高くかつ小型で低コストの自励式ス
イッチング電源装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子，電圧制御素子，制御回路を含む１次直流電源回路
と安定化回路を含む２次直流電源回路とをトランスを介
して接続し、かつ安定化回路の出力信号に基き制御回路
が電圧制御素子の発振周波数を変化させつつスイッチン
グ素子をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励式スイッチング電源
装置において、前記安定化回路を形成するホトダイオー
ドとともにホトカプラを構成しかつ前記制御回路を形成
するホトトランジスタに補償トランジスタをダーリント
ン接続し、前記２次直流電源回路側の負荷変動範囲内に
おいて２次直流電源電圧を一定化可能に構成した、こと
を特徴とする。
素子，電圧制御素子，制御回路を含む１次直流電源回路
と安定化回路を含む２次直流電源回路とをトランスを介
して接続し、かつ安定化回路の出力信号に基き制御回路
が電圧制御素子の発振周波数を変化させつつスイッチン
グ素子をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励式スイッチング電源
装置において、前記安定化回路を形成するホトダイオー
ドとともにホトカプラを構成しかつ前記制御回路を形成
するホトトランジスタに補償トランジスタをダーリント
ン接続し、前記２次直流電源回路側の負荷変動範囲内に
おいて２次直流電源電圧を一定化可能に構成した、こと
を特徴とする。
【００１７】かかる構成による発明では、軽負荷となっ
て制御回路を形成するホトトランジスタに流れる電流が
減少しても、ダーリントン接続された補償トランジスタ
によりその電流に比例的に増幅しつつ電圧制御素子Ｑ２
に十分な電流を供給できる。すなわち、スイッチング素
子に流れる駆動電流を減衰できる。
て制御回路を形成するホトトランジスタに流れる電流が
減少しても、ダーリントン接続された補償トランジスタ
によりその電流に比例的に増幅しつつ電圧制御素子Ｑ２
に十分な電流を供給できる。すなわち、スイッチング素
子に流れる駆動電流を減衰できる。
【００１８】かくして、１次側にして見ると、２次側の
負荷がそれほど軽くなっていない場合と同じである。し
たがって、２次直流電源電圧の急上昇を抑えられるとと
もに、安定制御を継続できかつ電圧一定化できる。ま
た、大きなダミー抵抗を一掃できるので、電力効率が向
上しかつ一層の小型化と低コスト化を図れる。
負荷がそれほど軽くなっていない場合と同じである。し
たがって、２次直流電源電圧の急上昇を抑えられるとと
もに、安定制御を継続できかつ電圧一定化できる。ま
た、大きなダミー抵抗を一掃できるので、電力効率が向
上しかつ一層の小型化と低コスト化を図れる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。本自励式スイッチング電源装置は、
図１に示す如く、基本的構成が従来例（図２）の場合と
同様とされ、かつ１次側の制御回路５０を形成するホト
トランジスタＴｒに補償トランジスタＱ３をダーリント
ン接続した構成とされている。
参照して説明する。本自励式スイッチング電源装置は、
図１に示す如く、基本的構成が従来例（図２）の場合と
同様とされ、かつ１次側の制御回路５０を形成するホト
トランジスタＴｒに補償トランジスタＱ３をダーリント
ン接続した構成とされている。
【００２０】なお、従来例（図２）の場合と共通する部
分には同一の符号を付し、それらの説明については簡略
化または省略する。
分には同一の符号を付し、それらの説明については簡略
化または省略する。
【００２１】図１において、制御回路５０を形成しかつ
ホトカプラＰＣ１の一部を形成するホトトランジスタＴ
ｒには抵抗Ｒ１２が直列接続され、かつこの制御回路
〔Ｒ７，ＰＣ１（Ｔｒ），Ｒ１２〕には補償トランジス
タＱ３が並列接続されるとともにそのベースがポイント
Ｐ１に接続されている。つまり、ホトトランジスタＴｒ
に補償トランジスタＱ３がダーリントンに接続されてい
る。
ホトカプラＰＣ１の一部を形成するホトトランジスタＴ
ｒには抵抗Ｒ１２が直列接続され、かつこの制御回路
〔Ｒ７，ＰＣ１（Ｔｒ），Ｒ１２〕には補償トランジス
タＱ３が並列接続されるとともにそのベースがポイント
Ｐ１に接続されている。つまり、ホトトランジスタＴｒ
に補償トランジスタＱ３がダーリントンに接続されてい
る。
【００２２】２次直流電源回路３０は、２出力型とさ
れ、２次直流電源電圧Ｖｄ２１が＋２４Ｖ（熱的に＋２
４Ｖ，２．０Ａ〜スタンバイ状態として＋２４Ｖ，０
Ａ）の第１回路は負荷１００に電源供給するもので、ダ
イオードＤ４，平滑コンデンサＣ５・Ｃ６からなり、ま
た安定化回路４０が設けられている。但し、従来例（図
２）の場合の多くのダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ１６は一掃さ
れている。
れ、２次直流電源電圧Ｖｄ２１が＋２４Ｖ（熱的に＋２
４Ｖ，２．０Ａ〜スタンバイ状態として＋２４Ｖ，０
Ａ）の第１回路は負荷１００に電源供給するもので、ダ
イオードＤ４，平滑コンデンサＣ５・Ｃ６からなり、ま
た安定化回路４０が設けられている。但し、従来例（図
２）の場合の多くのダミー抵抗Ｒ１２〜Ｒ１６は一掃さ
れている。
【００２３】２次直流電源電圧Ｖｄ２２が＋５Ｖ（熱的
に＋５Ｖ，３．０Ａ〜スタンバイ状態として＋５Ｖ，
０．１Ａ）の第２回路は第１回路から引出され、平滑コ
ンデンサＣ７・Ｃ８およびチョッパー回路６０から形成
され、負荷１０１に電源供給する。
に＋５Ｖ，３．０Ａ〜スタンバイ状態として＋５Ｖ，
０．１Ａ）の第２回路は第１回路から引出され、平滑コ
ンデンサＣ７・Ｃ８およびチョッパー回路６０から形成
され、負荷１０１に電源供給する。
【００２４】ここに、熱的（定格の）出力電力は６３Ｗ
で、軽負荷時にはスタンバイ状態と同じ０．５Ｗとな
る。したがって、負荷変動率が“０．８〜１００”とな
り幅が広い。このために、軽負荷時には、発振周波数ｆ
が極めて高くなる。
で、軽負荷時にはスタンバイ状態と同じ０．５Ｗとな
る。したがって、負荷変動率が“０．８〜１００”とな
り幅が広い。このために、軽負荷時には、発振周波数ｆ
が極めて高くなる。
【００２５】しかるに、２次直流電源回路３０の負荷
（１００）が小さくなって発振周波数ｆが高くなること
によって、ホトカプラＰＣ１のホトダイオードＤに流れ
る電流ＩｐｈすなわちホトトランジスタＴｒに流れる電
流Ｉが少なくなっても、ポイントＰ１に確立された電圧
により補償トランジスタＱ３が電圧制御素子Ｑ２への供
給電流Ｉ１を電流Ｉに比例的に増大させる。
（１００）が小さくなって発振周波数ｆが高くなること
によって、ホトカプラＰＣ１のホトダイオードＤに流れ
る電流ＩｐｈすなわちホトトランジスタＴｒに流れる電
流Ｉが少なくなっても、ポイントＰ１に確立された電圧
により補償トランジスタＱ３が電圧制御素子Ｑ２への供
給電流Ｉ１を電流Ｉに比例的に増大させる。
【００２６】よって、電圧制御素子Ｑ２が安定制御され
スイッチング素子Ｑ１をＯＮ−ＯＦＦ制御するので、２
次直流電源回路３０側の負荷変動範囲内において出力電
圧（Ｖｄ２）の過電圧化を防止して電圧（Ｖｄ２）を安
定かつ一定化できる。なお、負荷（１００）が大きくな
って発振周波数ｆが低くなった場合、電流Ｉｐｈは図３
（Ａ）（ａ３）に示すように極めて小さいので、補償ト
ランジスタＱ３をダーリントン接続した弊害は全くな
い。
スイッチング素子Ｑ１をＯＮ−ＯＦＦ制御するので、２
次直流電源回路３０側の負荷変動範囲内において出力電
圧（Ｖｄ２）の過電圧化を防止して電圧（Ｖｄ２）を安
定かつ一定化できる。なお、負荷（１００）が大きくな
って発振周波数ｆが低くなった場合、電流Ｉｐｈは図３
（Ａ）（ａ３）に示すように極めて小さいので、補償ト
ランジスタＱ３をダーリントン接続した弊害は全くな
い。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、安定化回路を形成する
ホトダイオードとともにホトカプラを構成しかつ制御回
路を形成するホトトランジスタに補償トランジスタをダ
ーリントン接続した構成とされているので、２次直流電
源回路側の負荷変動範囲内において２次直流電源電圧を
一定化できるとともに、軽負荷時の制御安定化を図りつ
つ電力効率が高くかつ小型で低コストの自励式スイッチ
ング電源装置を提供することができる。
ホトダイオードとともにホトカプラを構成しかつ制御回
路を形成するホトトランジスタに補償トランジスタをダ
ーリントン接続した構成とされているので、２次直流電
源回路側の負荷変動範囲内において２次直流電源電圧を
一定化できるとともに、軽負荷時の制御安定化を図りつ
つ電力効率が高くかつ小型で低コストの自励式スイッチ
ング電源装置を提供することができる。
【図１】本発明の実施形態を説明するための回路図であ
る。
る。
【図２】従来例を説明するための回路図である。
【図３】本発明および従来例における負荷の軽重との関
係でホトカプラに流れる電流および従来問題点を説明す
るための図である。
係でホトカプラに流れる電流および従来問題点を説明す
るための図である。
【符号の説明】 １ 交流電源 ２ 開閉スイッチ １０ １次直流電源回路 １１ 整流回路 Ｖｄ１ １次直流電源電圧 Ｒ３ 起動抵抗 Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２ 電圧制御素子 ２０ トランス ３０ ２次直流電源回路 Ｖｄ２１，Ｖｄ２２ ２次直流電源電圧 ４０ 安定化回路 ＰＣ１ ホトカプラ Ｄ ホトダイオード Ｔｒ ホトトランジスタ ＩＣ１ シャントレギュレータ ５０ 制御回路 ６０ チョッパー回路 Ｑ３ 補償トランジスタ Ｒ１２ 抵抗 １００，１０１ 負荷
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子，電圧制御素子，制御
回路を含む１次直流電源回路と安定化回路を含む２次直
流電源回路とをトランスを介して接続し、かつ安定化回
路の出力信号に基き制御回路が電圧制御素子の発振周波
数を変化させつつスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦ制御
する自励式スイッチング電源装置において、 前記安定化回路を形成するホトダイオードとともにホト
カプラを構成しかつ前記制御回路を形成するホトトラン
ジスタに補償トランジスタをダーリントン接続し、前記
２次直流電源回路側の負荷変動範囲内において２次直流
電源電圧を一定化可能に構成した、ことを特徴とする自
励式スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31182795A JPH09163741A (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | 自励式スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31182795A JPH09163741A (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | 自励式スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163741A true JPH09163741A (ja) | 1997-06-20 |
Family
ID=18021884
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31182795A Pending JPH09163741A (ja) | 1995-11-30 | 1995-11-30 | 自励式スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09163741A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| JP2011250600A (ja) * | 2010-05-27 | 2011-12-08 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| CN103915997A (zh) * | 2013-01-07 | 2014-07-09 | 立锜科技股份有限公司 | 切换电源转换装置 |
| CN110350802A (zh) * | 2019-07-31 | 2019-10-18 | 福州福光百特自动化设备有限公司 | 一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路 |
-
1995
- 1995-11-30 JP JP31182795A patent/JPH09163741A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| JP2011250600A (ja) * | 2010-05-27 | 2011-12-08 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| US8848398B2 (en) | 2010-05-27 | 2014-09-30 | Sanken Electric Co., Ltd. | Direct current power supply device |
| CN103915997A (zh) * | 2013-01-07 | 2014-07-09 | 立锜科技股份有限公司 | 切换电源转换装置 |
| CN110350802A (zh) * | 2019-07-31 | 2019-10-18 | 福州福光百特自动化设备有限公司 | 一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路 |
| CN110350802B (zh) * | 2019-07-31 | 2024-04-05 | 福州福光百特自动化设备有限公司 | 一种双变压器自激振荡式半桥驱动倍压变换电路 |
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