JP4701968B2 - 過電圧保護回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答時、特に、出力電圧に過電圧が生じる場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を所定電圧に安定させることのできる過電圧保護回路に関する。

図４及び図５は、従来のＤＣ-ＤＣコンバータの過電圧防止機構を示す図である。
図４において、ａ点の電圧が、ｂ点までフィードバックされる。ｂ点の電圧は、誤差増幅器１０により、基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、その差が増幅される。誤差増幅器１０の出力は、ＰＷＭコンパレータ１１に入力される。ＰＷＭコンパレータ１１では、誤差増幅器１０の出力と三角波とが比較され、比較結果がトランジスタＴ１、Ｔ２のゲートに入力される。トランジスタＴ１とＴ２は、プッシュプル動作を行う。プッシュプル動作で生成された電圧は、ＬとＣにより、平滑化され、ａ点に平滑化された電圧が現れる。ａ点の電圧がフィードバックされ、ｂ点から誤差増幅器１０、ＰＷＭコンパレータ１１に供給されることにより、プッシュプル動作のデューティ比を制御して、出力電圧を一定に保とうとする。また、ａ点の電圧は、Ｖｏｕｔとして出力される。

図４では、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧基準値Ｖｏｓを超えると、オーバシュート検出コンパレータ１２が作動し、スイッチＳ１をオンにして、Ｖｏｕｔを強制的に下げる。
図５においては、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付し、説明を省略する。

図５では、オーバシュート検出コンパレータ１２が作動すると、ＰＷＭコンパレータ１１の出力パルスを遮断し、トランジスタＴ２をオンし、トランジスタＴ１をオフすることにより、Ｖｏｕｔを下げる。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷がある程度重い（負荷電流が大きい）状態から、急に軽負荷（負荷電流が小さい）に移行したときについて考える。
図６は、図５の回路における各部の波形を説明する図である。

図６の最上段のグラフは、誤差増幅器１０の出力電圧（誤差信号）を示す図であり、誤差信号がわずかに波打っている様子が示されている。三角波振幅は、この上限の線で示される幅の間に三角波が発生することを示し、誤差信号のレベルにより、三角波を横切る場所が変わるので、ＰＷＭコンパレータ１１の出力信号のデューティ比が変化するものとなる。図６の上から２番目のグラフは、コイルＬに流れる電流である。トランジスタＴ１とＴ２のプッシュプル動作により、段階的に電流が増え、あるところまで行くと一気に減少している。図６の下から２番目のグラフは、出力電圧を示す。出力電圧が上昇し、目標値を超えて、オーバシュート制限値に達すると、急激に電圧が減少している。このような、増減を一定間隔で繰り返している様子が、この図には示されている。図６の最下段のグラフは、オーバシュート検出コンパレータ１２の出力である。出力電圧がオーバシュート制限値に達すると、オーバシュート検出コンパレータ１２が信号を出力し、出力電圧を減少させる。

図６の最下段のグラフ中に「コンパレータの遅延を含む信号」と記されているように、コンパレータ１２の出力信号はその立ち上がりと立下りがコンパレータにより遅延されたものになっている。コンパレータの立ち上がりと立下りの遅延はコンパレータ回路、特に出力段の構成による。ここでは、立ち上がりの遅延はほとんどなく、立下りの遅延が大きいコンパレータを想定している（立ち上がりの遅延を小さくしないとオーバシュートへの対応が遅れてしまい、また、立下りの遅延が小さいと、発振状態になってしまうため）。

なお、上記では、降圧型コンバータを例に示したが、昇圧型、昇降圧型も同様に説明できる。
しかし、従来の方法では、図６に示すように、出力電圧が発振する問題がある。図６では、出力電圧ＶｏｕｔがＶｏｓ（オーバシュート制限値）を超えると、オーバシュート検出コンパレータが作動し、トランジスタＴ１を強制的にオフし、トランジスタＴ２を強制的にオンする。これにより、コイルの電流も急激に低下する。過電圧が解除されると、コイルの平均電流は時間に比例して増加する。これにより、この増加する電流で出力コンデンサＣを充電するため、出力コンデンサＣの両端電圧Ｖｏｕｔは時間の２乗に比例して上昇する。出力電圧が目標値を超えているときには誤差増幅器の出力電圧が減少傾向を示すが、誤差増幅器の出力電圧が目標値に達しない状態のまま、Ｖｏｕｔだけが出力コンデンサＣの作用により再度Ｖｏｓに到達すると、オーバシュート検出コンパレータも再度作動する。以上の動作を繰り返し、発振状態となる。

図６の一番上のグラフ（誤差増幅器出力電圧）は、ある程度負荷が重い（負荷電流が大きい）状態から、急に軽負荷（負荷電流が小さい）に移行したときの様子を示している。負荷が急に軽くなると、電源回路の内部抵抗と出力電流による電圧ドロップが小さくなり、実際の出力電圧が上がってしまうため、それを下げる必要がある。すなわち、軽負荷では重負荷より、デューティ比を下げる必要があり、そのために誤差増幅器出力電圧（誤差信号）の目標値は小さな値に急変する。一方、実際の誤差信号は誤差増幅器に遅れ要素（C,Rの位相補償素子）が付加されているため、負荷が急変しても重負荷時の状態から中々変化できないでいるため、誤差信号の目標値と実際の信号はかなり乖離を生じた状態になっている。

また、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オーバシュート検出コンパレータ１２が動作してスイッチＳ１がオンし、出力電圧Ｖｏｕｔを強制的にＶ１に下げても、誤差信号を小さくする機構がない。すなわち、電圧Ｖ１は通常基準電圧Ｖｒｅｆにより決定される目標電圧に近いものになるが、その場合、誤差増幅器の２つの入力信号の大きさの差が小さなものとなり、誤差信号を目標値に近づけることができない。また、電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆにより決定される目標電圧より小さいものであると、却って誤差信号を大きくしてしまう。同様に、コイルＬに流れる電流を小さくする機構もなく、場合によってはオーバシュート検出コンパレータ１２が動作している間に増大してしまう可能性もある。

オーバシュート検出コンパレータ１２は、出力電圧ＶｏｕｔがＶ１になった後、上記の遅延を経てからその出力を反転させてスイッチＳ１をオフする。しかしながら、上述のようにスイッチＳ１がオンしている期間に誤差電圧およびコイルに流れている電流がほとんど小さくなっていない、もしくは却って大きなものになっているので、再びオーバシュート検出コンパレータ１２が動作してスイッチＳ１がオンしてしまう。結局、図５のもの同様に出力電圧が発振してしまう。

特許文献１には、図４に示す従来技術に相当する回路が開示されているが、保護回路動作に伴う発振現象およびその対策については何ら開示されていない。
特開２００５−１６５６０４号公報

本発明の課題は、ＤＣ-ＤＣコンバータの過渡応答時、特に、出力電圧に過電圧が生じる場合に、発振状態を発生することを回避し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を所定電圧に安定させることのできる過電圧保護回路を提供することである。

本発明の過電圧保護回路は、三角波をコンパレータの一方の入力に入力し、該コンパレータの出力によって駆動されるスイッチング手段を有するＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧が第１の所定電圧以上か否かを判断する判断手段と、前記出力電圧が前記第１の所定電圧以上である場合、前記コンパレータの他方の入力を前記三角波の電圧よりも低い電圧にして前記スイッチング手段を停止する停止手段と、を具備し、前記停止手段は、前記コンパレータの他方の入力に接続された誤差増幅器において、該誤差増幅器の一方の入力とその出力とを前記判断手段の制御により短絡するスイッチと、前記誤差増幅器の他方の入力に接続され、前記三角波の電圧よりも低い基準電圧を発生する基準電圧発生手段とからなることを特徴とする。

本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの過度応答時、特に、出力電圧に過電圧が生じる場合に、発振状態を発生することなく安定状態に達することができる。

図１は、本発明の実施形態の回路構成を示す図である。
図１において、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、説明する。
図１の回路の過電圧保護機構は、オーバシュート検出コンパレータ１２、誤差増幅器１０の一方の入力（反転入力）と出力の間に接続されたスイッチＳ２、クランプ回路１５で構成される。図２（ａ）〜図２（ｄ）に、過電圧発生時の動作波形を示す。以下、本発明の実施形態の動作を図１と図２（ａ）〜図２（ｄ）をともに参照しながら説明する。

出力電圧Ｖｏｕｔが何らかの原因により、過電圧になろうとし、オーバシュート制限値Ｖｏｓに達すると（図２（ｃ））、オーバシュート検出コンパレータ１２が作動し、スイッチＳ２をオン状態にする。スイッチＳ２がオンすると誤差増幅器１０はボルテージフォロワの構成となり、その出力電圧は図１中の基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなる。すなわち、誤差増幅器１０はオペアンプで構成されていて２つの入力が仮想短絡するように動作し、スイッチＳ２がオンのとき誤差増幅器１０の１つの入力と出力が短絡されるので、結局、２つの入力と１つの出力は、みな同じ電圧となるのである。基準電圧Ｖｒｅｆを三角波振幅の下限よりも低い値に設定すると、スイッチＳ２がオン状態ではＰＷＭコンパレータ１１からＰＷＭパルスが出力されなくなる。すなわち、ＰＷＭコンパレータ１１は、三角波電圧と誤差増幅器１０の出力電圧を比較し、該出力電圧が三角波電圧を横切るタイミングで立ち上がり、あるいは、立下りの生じる矩形波を出力するが、該出力電圧が三角波電圧より小さくなると、該出力電圧が三角波電圧を横切らなくなるので、トランジスタＴ１のオンデューティ０％に相当する矩形波、すなわち、一定値の電圧を出力するようになる。図１では、ＰＷＭコンパレータ１１の出力がハイとなる。これにより、ＤＣ-ＤＣコンバータのスイッチ手段を構成するプッシュプル型トランジスタ対のトランジスタＴ１がオフ、トランジスタＴ２がオンする。すなわち、スイッチング手段のスイッチング動作は停止する。

このときａ点は０ボルトとなり、コイルＬには一方向のみ（図１では左から右へ）に電流が流れているが、その電流が減少するので、負荷電流により出力電圧Ｖｏｕｔも０ボルトに向かう。しかし、クランプ回路１５を設けたので、出力電圧Ｖｏｕｔの減少も途中でとどまり、クランプ回路１５でクランプされた電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして現れる。クランプ回路１５は、Ｖｉｎから入力電圧を得、Ｖｏｕｔ側にクランプ電圧を供給するものである。クランプ回路１５のクランプ電圧を出力電圧Ｖｏｕｔのコンバータの出力電圧目標値よりも少しだけ低い値に設定しておく。出力電圧Ｖｏｕｔはクランプ電圧に等しい値で保持され、クランプ電圧以下に低下することはない。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが過電圧になることが回避され、スイッチＳ２は再びオフとなる。なお、図１においては、図示されていないが、クランプ電圧を、コイルＬを介して、オンしたトランジスタＴ２のドレイン電圧に印加すると、大きな電流が流れて、ａ点の電圧をクランプ電圧に保持することができないため、所定以上の大きな電流がトランジスタＴ２に流れると、トランジスタＴ２をオフにして、ａ点の電圧をクランプ電圧に維持するような回路が設けられている。過電圧が解消されるとオーバシュート検出コンパレータ１２の出力が（遅延時間の後に）反転し、スイッチＳ２がオフ状態になり、誤差増幅器１０の出力電圧が誤差増幅器出力電圧目標値まで上昇し、コンバータの出力電圧目標値で安定状態となる（図２（ａ））。コンバータ出力電圧が、コンバータ出力電圧目標値に達する前の段階では、いったんコンデンサＣがクランプ電圧で充電されたので、出力電圧Ｖｏｕｔがクランプ電圧に保持されている(図２（ｃ）)。そして、誤差信号が徐々に大きくなると（図２（ａ））、次第に、出力電圧Ｖｏｕｔがクランプ電圧より大きくなり始めるが、クランプ電圧とコンバータ出力電圧目標値の差が小さいので、コンデンサＣの両端の電圧が時間の２乗に比例して増加しても、出力電圧Ｖｏｕｔがオーバシュート制限値Ｖｏｓを越えることはない（図２（ｃ））。

出力電圧Ｖｏｕｔは誤差増幅器１０の誤差信号の電圧値の増加に伴い増加し、目標値で安定する（図２（ｃ））。以上の動作により、出力電圧Ｖｏｕｔが再度過電圧状態になることを回避でき、発振状態に陥ることなく安定状態に達することができる。

図２（ａ）において、矢印で示した三角波の振幅の範囲に、誤差増幅器出力電圧（誤差信号）の目標値を設定する。図２（ａ）で誤差増幅器が目標値に等しい（もしくはほぼ等しい）出力電圧を出力している最初の期間では、図２（ｂ）に示すようにコイル電流は、階段状に増幅し、図２（ｃ）に示すように出力電圧は一定値に保持されるが、時刻ｔ１において何らかの原因により出力電圧が上昇を開始する。

図２（ａ）のグラフでは、誤差信号が、いったん三角波振幅の下限より小さくなってから、徐々に上昇している様子が示されている。これは、図２（ｄ）のオーバシュート検出コンパレータ１２が出力電圧Ｖｏｕｔのオーバシュートを検出したタイミングに当たる。このタイミングで、スイッチＳ２がオンするので、図２（ａ）の誤差増幅器出力電圧が一気に落ちる。すなわち、誤差増幅器出力電圧の立ち下がり（図２（ａ））は、コイル電流のピーク値（図２（ｂ））、出力電圧のピーク値（図２（ｃ））、オーバシュート検出コンパレータ１２の出力信号の立ち上がり（図２（ｄ））と同期する。その後、図２（ｂ）のコイル電流が次第に小さくなっていく。これによりコイル電流が負荷電流より小さくなって、図２（ｃ）に示すように、出力電圧がオーバシュート制限値より小さくなり、オーバシュート検出コンパレータ１２が停止して、スイッチＳ２がオフされる。これにより、図２（ａ）のグラフが示すように、誤差増幅器出力電圧（誤差信号）は、目標値に向かって次第に大きくなる。図２（ｂ）のグラフが示すように、誤差信号が小さいうちはトランジスタＴ１がオンして増加する電流よりもトランジスタＴ２がオンして減少する電流の方が大きいため、コイル電流の平均値が上昇できない。したがって、コンデンサＣは、すでにクランプ電圧で充電されているので、コンデンサＣの充電が起こらない。その間、図２（ｃ）のグラフが示すように、出力電圧をクランプ回路１５がクランプ電圧で支えている。クランプ電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値より小さいので、オーバシュート検出コンパレータ１２が動作せず、従来技術で述べた発振動作が起こらない。そのうちに、誤差信号の増加に伴いコイル電流が大きくなっていくとコンデンサＣの電圧が大きくなるようになるが、クランプ電圧から出力電圧Ｖｏｕｔの目標値までの充電電圧幅が小さいため、オーバシュート制限値に達することがない。すなわち、オーバシュート検出コンパレータ１２は、図２（ｄ）のグラフに示されるように、最初に出力電圧がオーバシュート制限値に達したときだけしか動作しない（出力電圧がオーバシュート制限値に達しない）。これにより、出力電圧が何回もオーバシュート制限値に達して、出力電圧が発振してしまうことを防止できる。

図３は、クランプ回路の構成例を示す図である。
図１の回路におけるクランプ回路１５は、例えば、ＬＤＯ（シリーズレギュレータ）回路である。図３の回路において、Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分割した信号ＶｓがＶｒｅｆより大きくなるとオペアンプの出力が上昇し、ＰＭＯＳの出力抵抗が大きくなる。また、ＶｓがＶｒｅｆより小さくなろうとすると、ＰＭＯＳの出力抵抗が小さくなるので、いずれにせよＶｏｕｔの目標値からの変化を制動する方向にフィードバックがかかる。以上の動作により、一定の電圧が保持される。

なお、クランプ回路は図３のＬＤＯに限定するものではなく、例えば、ＶｉｎとＶｏｕｔの間にＮ個のダイオードを直列接続したものでもクランプ動作を実現することができる。

図１において、オーバシュート検出コンパレータ１２の反転入力端子に出力Ｖｏｕｔがそのまま接続されているが、分圧してから入力するようにしてもよい。
上記説明は、降圧型コンバータを例に説明したが、昇圧型、昇降圧型でも同様に効果を得ることができる。

本発明の実施形態の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態に従った過電圧発生時の動作波形を示す図である。 クランプ回路の構成例を示す図である。 従来のＤＣ-ＤＣコンバータの過電圧防止機構を示す図（その１）である。 従来のＤＣ-ＤＣコンバータの過電圧防止機構を示す図（その２）である。 図４の回路における各部の波形を説明する図である。

符号の説明

１０ 誤差増幅器
１１ ＰＷＭコンパレータ
１２ オーバシュート検出コンパレータ
１５ クランプ回路

Claims (3)

1. 三角波をコンパレータの一方の入力に入力し、該コンパレータの出力によって駆動されるスイッチング手段を有するＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、
   前記ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧が第１の所定電圧以上か否かを判断する判断手段と、
   前記出力電圧が前記第１の所定電圧以上である場合、前記コンパレータの他方の入力を前記三角波の電圧よりも低い電圧にして前記スイッチング手段を停止する停止手段と、
   を具備し、
   前記停止手段は、前記コンパレータの他方の入力に接続された誤差増幅器において、
   該誤差増幅器の一方の入力とその出力とを前記判断手段の制御により短絡するスイッチと、
   前記誤差増幅器の他方の入力に接続され、前記三角波の電圧よりも低い基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、
   からなることを特徴とする過電圧保護回路。
2. スイッチング手段が停止した後に前記出力電圧を目標値以下の第２の所定電圧にクランプするクランプ手段を更に
   具備することを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
3. 前記ＤＣ-ＤＣコンバータは、降圧型ＤＣ-ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１または２に記載の過電圧保護回路。

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