JPH09172776A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータの定電圧制御系の異常
時における出力電圧の上昇を抑える。 【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧
を定電圧制御するための第１の制御信号形成回路１６の
他に、過電圧保護のための第２の制御信号形成回路２３
を設ける。第１の制御信号形成回路１６の出力で第１の
ホトトランジスタ２８を制御してＰＷＭパルスを作る。
第２の制御信号形成回路２３の出力で第２のホトトラン
ジスタ２９を制御して過電圧時にＰＷＭパルスのパルス
幅を零にする。過電圧保護回路は応答遅れがあるので、
ダイオード４７によって過電圧保護回路の電圧をＰＷＭ
パルス制御回路に導き、応答遅れの間の電圧上昇を抑え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は制御回路の故障による過
大電圧の発生を抑制することができるＰＷＭ制御型スイ
ッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のＰＷＭ型スイッチング電源装置
は、図１に示すように直流電源１に接続された電圧調整
回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２と、この制御
回路３とから成り、直流電源１の電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータ回路２で電圧調整して出力端子４、５間の負荷６
に定電圧を供給するように構成されている。

【０００３】電圧調整回路としてのＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２は、出力トランス７と、スイッチング素子とし
てのトランジスタ８と、出力整流ダイオード９と、出力
平滑回路１０とから成る。トランス７の１次巻線７ａと
トランジスタ８の直列回路は直流電源１の一端と他端と
の間に接続されている。直流電源１は交流電源に接続さ
れる整流平滑回路又は電池から成る。出力整流ダイオー
ド９はトランス７の２次巻線７ｂに接続されている。平
滑回路１０はリアクトル１１とコンデンサ１２とダイオ
ード１３とから成り、出力整流ダイオード９と出力側の
一対のライン間に接続されている。

【０００４】トランジスタ８を制御するＰＷＭ制御信号
を形成するための制御回路３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路２の出力端子４、５間に接続された第１の出力電圧
検出手段としての電圧検出抵抗１４、１５の直列回路を
有する。この抵抗１４、１５は出力電圧を一定値に制御
するために必要な第１の検出電圧をこれ等の分圧点に得
るものである。１６は第１の制御信号形成回路であっ
て、第１の誤差増幅用トランジスタ１７と基準電圧源用
の第１のツエナーダイオード１８と抵抗１９と第１の発
光ダイオード２０とから成る。トランジスタ１７のベー
スは抵抗１４、１５の接続点（分圧点）に接続され、こ
のエミッタはツエナーダイオード１８を介してグランド
に接続され、このコレクタは発光ダイオード２０を介し
て出力端子４に接続され、抵抗１９は出力端子４とツエ
ナーダイオード１８のカソードとの間に接続されてい
る。従って、第１の制御信号形成回路１６は、２つの抵
抗１４、１５の分圧点の第１の検出電圧とツエナーダイ
オード１８で得られた第１の基準電圧とをトランジスタ
１７で比較し、両者の差に対応する誤差出力を形成す
る。誤差増幅回路の出力端子としてのトランジスタ１７
のコレクタとコンバータ出力端子４との間に第１の発光
ダイオード２０が接続されているので、トランジスタ１
７の誤差出力に対応する強さの光信号から成る第１の制
御信号が第１の発光ダイオード２０から得られる。な
お、第１の制御信号としての第１の発光ダイオード２０
の光出力レベルはＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力電
圧に比例して変化する。

【０００５】第２の出力電圧検出手段としての抵抗２
１、２２はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端子４、５間
に接続され、過電圧保護のために要求される第２の検出
電圧を分圧点に得るものである。第２の制御信号形成回
路２３は、誤差増幅用トランジスタ２４と、第２の基準
電圧源としての第２のツエナーダイオード２５と、抵抗
２６と、第２の発光ダイオード２７とから成る。トラン
ジスタ２４のベースは２つの電圧検出用抵抗２１、２２
の接続点（分圧点）に接続され、このエミッタはツエナ
ーダイオード２５を介してグランドに接続され、このコ
レクタは第２の発光ダイオード２７を介して出力端子４
に接続され、抵抗２６は出力端子４とツエナーダイオー
ド２５のカソードとの間に接続されている。この第２の
制御信号形成回路２３は、第１の制御信号形成回路１６
又はこの出力によるＰＷＭ制御回路部分の故障によるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路２の出力電圧の異常上昇、又は
複数のスイッチング電源装置を並列接続する場合におい
て相手側のスイッチング電源装置の故障による出力電圧
の異常上昇を防ぐために設けられたものであり、トラン
ジスタ２４は２つの抵抗２１、２２の分圧点から得られ
た第２の検出電圧とツエナーダイオード２５に基づく第
２の基準電圧との差に対応した信号即ち誤差信号を形成
し、第２の制御信号として第２の発光ダイオード２７か
ら誤差信号に対応した光信号を出力するものである。

【０００６】第１及び第２の発光ダイオード２０、２７
に光結合されて第１及び第２の制御素子としての第１及
び第２のホトトランジスタ２８、２９が設けられてい
る。第１及び第２のホトトランジスタ２８、２９の一端
（コレクタ）は制御電源３０の一方の端子にそれぞれ接
続されている。第１のホトトランジスタ２８の他端（エ
ミッタ）は第１の抵抗３１を介して制御電源３０の他方
端子に接続されている。第２のホトトランジスタ２９の
他端（エミッタ）は第２の抵抗３２を介して制御電源３
０の他方の端子に接続されている。また、第１のホトト
ランジスタ２８に並列に抵抗２８ａが接続されている。
第１のホトトランジスタ２８と第１の抵抗３１の接続点
３３はＯＲゲート回路３４を形成する第１のダイオード
３５を介してＰＷＭパルス形成用コンパレータ３６の正
入力端子に接続されている。コンパレータ３６の負入力
端子には三角波発生回路３７が接続されている。コンパ
レータ３６の出力端子はＮＯＴ回路３８を介してトラン
ジスタ８のベースに接続されている。

【０００７】第２の抵抗３２に並列にノイズ除去用コン
デンサ３９が接続されている。４０は第３の基準電圧源
であって、出力電圧の過電圧状態を検出するための第３
の基準電圧を発生するものである。過電圧検出用コンパ
レータ４１の正入力端子は第２のホトトランジスタ２９
と第２の抵抗３２の接続点４２即ちコンデンサ３９の上
端に接続され、この負入力端子は第３の基準電圧源４０
に接続されている。過電圧検出用コンパレータ４１はコ
ンデンサ３９の電圧が第３の基準電圧以上になった時に
低レベル出力電圧から高レベル出力電圧に転換するよう
に構成されている。なお、コンパレータ４１はその入力
と出力との間に応答遅れを有する。ラッチ回路としての
フリップフロップ４３のセット端子Ｓはコンパレータ４
１に接続され、この出力端子Ｑはダイオード４４を介し
てコンパレータ３６の正入力端子に接続されている。ま
た、このフリップフロップ４３のリセット端子ＲはＤＣ
−ＤＣコンバータ回路２の起動時又は再起動時にリセッ
ト信号を発生するリセット回路（図示せず）に接続され
ている。従って、フリップフロップ４３はコンパレータ
４１の過電圧検出を示す出力に応答してセット状態にな
り、過電圧検出をラッチし、この出力端子Ｑから過電圧
保護信号を出力する。フリップフロップ４３の出力端子
Ｑの電圧レベルは非過電圧の時に低レベルで、過電圧の
時にＮＯＴ回路３８から得られるＰＷＭパルスの幅が零
又は零近傍になるように設定される。なお、フリップフ
ロップ４３の出力端子Ｑの状態変化はセット入力に対し
て遅れを有する。

【０００８】基準電圧源４５は、ＰＷＭパルスの最大デ
ューティ比を１００％よりも小さい所定値に制限するた
めの第４の基準電圧を与えるものである。即ち、この基
準電圧源４５はＰＷＭパルスの最大パルス幅を設定する
ものである。基準電圧源４５はダイオード４６を介して
コンパレータ３６の正入力端子に接続されている。

【０００９】ＯＲゲート回路３４はダイオード３５、３
４、４６のアノードとグランドとの間の電圧Ｖ1 、Ｖ2
、Ｖ3 の内で最も高いものを選択して出力する。

【００１０】ＯＲゲート回路３４とコンパレータ３６と
ＮＯＴ回路３８との部分はスイッチ制御信号形成回路と
呼ぶことができるものであって、ＯＲゲート回路３４の
３つの入力電圧Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 から選択されたものの
１つと三角波電圧とを比較して正常時にはＰＷＭパルス
を形成し、過電圧時にはＰＷＭパルスの幅を零とする制
御信号を形成して出力するものである。

【００１１】

【動作】次に、図２及び図３を参照して図１の従来のス
イッチング電源装置の動作を説明する。制御回路３から
ＰＷＭパルスが発生している時にはトランジスタ８がＰ
ＷＭパルスに応答してオン・オフし、直流電源１の電圧
が断続される。この電圧の断続に基づいてトランス７の
２次巻線７ｂに得られた電圧はダイオード９で整流され
た後に平滑回路１０で平滑される。

【００１２】スイッチング電源装置が正常に動作してい
る時に、出力端子４、５間の電圧が電源１の電圧変動又
は負荷６の変動によって目標値（基準値）よりも高くな
ると、誤差増幅用トランジスタ１７のベース電位が高く
なり、これとツエナーダイオード１８の第１の基準電圧
との差が大きくなるためにトランジスタ１７のベース電
流が増大し、トランジスタ１７の抵抗が小さくなって、
第１の発光ダイオード２０の電流が増大し、第１の制御
信号としての光信号の光の強さが大きくなる。この結
果、第１のホトトランジスタ２８の抵抗値は第１の発光
ダイオード２０の光出力に対して反比例的に変化して小
さくなり、第１の抵抗３１の両端電圧Ｖ1即ち接続点３
３のＰＷＭ制御用電位が高くなる。正常状態ではＯＲゲ
ート回路３４のダイオード４４、４６はオフであり、ダ
イオード３５のみがオンであるから、コンパレータ３６
では接続点３３とグランドとの間の第１の電圧Ｖ1 と三
角波電圧発生回路３７の三角波電圧Ｖt とが図２（Ａ）
に示すように比較され、第１の電圧Ｖ1 が三角波電圧Ｖ
t よりも低い区間に負パルス（低レベル出力）が得ら
れ、これがＮＯＴ回路３８で反転されて図２（Ｂ）に示
す正パルスのＰＷＭパルス列となり、トランジスタ８が
ＰＷＭパルスの幅に対応してオンになる。今、出力電圧
Ｖ0 が目標値よりも上昇したと仮定しているので、第１
の電圧Ｖ1 が高くなると、図２（Ｂ）のｔ0 よりも前の
区間におけるＰＷＭパルスの幅は今迄よりも狭くなり、
出力電圧Ｖ0 は目標値に向って低下する。出力電圧Ｖ0
が目標値よりも低下した時には、上述の高くなった時と
逆の動作が生じる。

【００１３】なお、出力電圧Ｖ0 が大幅に低下し、これ
に伴なって第１の電圧Ｖ1 も低下し、第１の電圧Ｖ1 が
最大パルス幅制限用基準電圧源４５の第３の電圧Ｖ3 よ
りも低くなった場合にはダイオード３５が逆バイアス状
態となり、これがオフ状態になる。これにより、コンパ
レータ３６は第３の電圧Ｖ3 で決定された最大パルス幅
のＰＷＭパルスを形成する。

【００１４】図１の回路で定電圧制御のための第１の制
御信号形成回路１６における第１の発光ダイオード２０
がオープン（開放）状態になる故障、又はトランジスタ
１７のコレクタ、ベース又はエミッタがオープン状態に
なる故障によって定電圧制御が不可能になって出力電圧
Ｖ0 が異常に上昇した時、又はＤＣ−ＤＣコンバータ回
路２を別のＤＣ−ＤＣコンバータ回路と並列接続してい
る状態において別のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の故障で
出力電圧Ｖ0 即ち共通の負荷の電圧が異常に上昇した時
には、これを制限することが必要になる。第２の制御信
号形成回路２３は上述の異常過電圧を防止するために設
けられている。今、図２のｔ0 時刻において、第１の発
光ダイオード２０がオープン状態になったとすれば、第
１のホトトランジスタ２８の抵抗値が高くなるために接
続点３３の電位Ｖ1 は基準電圧Ｖ3 よりも低くなり、図
２（Ｂ）に示すようにＰＷＭパルスの幅が広くなる。第
２の制御信号形成回路２３は第１の制御信号形成回路１
６と同一の回路構成を有するので、出力電圧Ｖ0 が増大
すると、第２の発光ダイオード２７から得られる第２の
制御信号としての光信号のレベルも高くなり、第２のホ
トトランジスタ２９の抵抗値が光信号に反比例的に変化
して低下する。これにより、第２の抵抗３２の両端電圧
が高くなる。第２の抵抗３２の電圧はそのまま過電圧検
出用コンパレータ４１の入力とはならず、ノイズ除去用
コンデンサ４１の充電に使用される。即ち、第２のホト
トランジスタ２９の抵抗値が低くなることによってノイ
ズ除去用コンデンサ４１に充電電流が流れるが、このコ
ンデンサ４１は第２の抵抗３２の両端電圧まで直ちに充
電されず、時定数を有して充電される。従って、時間幅
の狭いノイズ成分はコンデンサ３９で吸収され、正確な
過電圧検出が可能になる。過電圧状態のためにコンデン
サ３９の電圧が基準電圧源４０の過電圧レベルを示す基
準電圧よりも高くなると、コンパレータ４１の出力が低
レベル（第１の状態）から高レベル（第２の状態）に転
換し、この低レベルから高レベルへの転換をトリガとし
てフリップフロップ４３がセット状態となる。フリップ
フロップ４３がセットされると、この出力端子Ｑの電圧
Ｖ2 がｔ0 よりも遅れたｔ1 において低レベルから高レ
ベルに転換する。なお、電圧Ｖ2 の高レベルは基準電圧
Ｖ3よりも高く且つ三角波電圧Ｖt のピーク値よりも高
く設定されるか又はピーク近傍において三角波電圧Ｖt
に交差するように設定される。過電圧時には第２の電圧
Ｖ2 がＶ1 、Ｖ3 よりも高いのでダイオード４４のみが
オンになり、高レベルの第２の電圧Ｖ2 がコンパレータ
３６の入力となり、コンパレータ３６の出力は連続的に
高レベルになる。これにより、ＮＯＴ回路３８の出力は
連続的に低レベルになり、トランジスタ８が連続的にオ
フに制御される。トランジスタ８が連続的にオフ制御さ
れると、出力電圧が低下し、第２の発光ダイオード２７
の出力レベルも低下し、第２のホトトランジスタ２９の
抵抗値が高くなり、コンデンサ３９の電圧が低下する
が、フリップフロップ４３にはリセット信号が入力する
迄は過電圧状態を示す出力が保持されている。なお、第
２の電圧Ｖ2 の高レベルを図２（Ａ）の三角波電圧Ｖt
のピーク近傍に交差するように設定した場合には幅の狭
いＰＷＭパルスが得られ、出力電圧Ｖ0 が抑制される。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１のスイ
ッチング電源装置においては、例えば第１の発光ダイオ
ード２０のオープン状態となるような定電圧制御系の異
常が図２のｔ0 で生じてからＤＣ−ＤＣコンバータ２の
トランジスタ８のオン・オフ動作を停止させるまでにコ
ンデンサ３９、コンパレータ４１、フリップフロップ４
３等による応答遅れがあり、この間に出力電圧Ｖ0 が異
常に上昇する恐れがあった。図３はこれを説明するため
のものである。図３の時刻ｔ0 で例えば第１の発光ダイ
オード２０がオープン状態になると、第１の発光ダイオ
ード２０の光出力レベルが零になるために第１のホトト
ランジスタ２８の抵抗値が増大し、第１の電圧Ｖ1 の値
が小さくなり、ＰＷＭパルスの幅を増大させる動作が開
始し、出力電圧Ｖ0 はｔ0 から徐々に増大を開始する。
出力電圧Ｖ0 の変化は予備の第２の制御信号形成回路２
３で検出され、コンデンサ３９の電圧が出力電圧Ｖ0 に
比例的に変化し、このコンデンサ３９の電圧と基準電圧
源４０の電圧とがコンパレータ４１で比較され、コンデ
ンサ３９の電圧が基準電圧源４０の電圧を横切った時に
コンパレータ４１の出力状態が転換し、過電圧が検出さ
れ、フリップフロップ４３、ダイオード４４、コンパレ
ータ３６、ＮＯＴ回路３８の経路でＤＣ−ＤＣコンバー
タ２のトランジスタ８のオン・オフ動作の停止が図３の
時刻ｔ2 で達成される。即ち、過電圧検出時には図２の
ｔ0 〜ｔ1 、図３のｔ0 〜ｔ2 の遅延を伴なってトラン
ジスタ８のオン・オフ動作が停止する。トランジスタ８
がオン・オフ動作を停止する迄は出力電圧Ｖ0 が上昇す
るために、図３に示すように過電圧レベルＶa よりも高
い出力電圧の発生期間が比較的長くなるのみでなく、出
力電圧Ｖ0 の最大値が高いレベルになり、負荷６が破壊
する恐れがあった。

【００１６】そこで、本発明の目的は、過電圧防止動作
の遅れ期間における出力電圧の上昇を抑制することがで
きるＰＷＭ型スイッチング電源装置を提供することにあ
る。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、スイッチング素子をＰＷＭパルスでオン・
オフ制御することによって制御された出力電圧を得るよ
うに形成された電圧調整回路と、前記電圧調整回路の出
力電圧を一定値に制御するために前記出力電圧を検出し
て第１の検出電圧を得るための出力電圧検出手段と、前
記出力電圧検出手段で検出された前記第１の検出電圧と
第１の基準電圧との差に対応する第１の制御信号を形成
する第１の制御信号形成回路と、前記出力電圧が前記一
定値より高い所定の過電圧レベルに達したか否かを検出
するために使用する第２の検出電圧を得るための手段
と、前記第２の検出電圧と第２の基準電圧との差に対応
する第２の制御信号を形成する第２の制御信号形成回路
と、前記スイッチング素子のオン・オフ周期と同一の周
期の三角波電圧を発生する三角波電圧発生回路と、制御
電源と、前記第１の制御信号に応答してその抵抗値が変
化するものであって、その一端が前記制御電源の一方の
端子に接続されている第１の制御素子と、前記第１の制
御素子の他端と前記制御電源の他端との間に接続された
第１の抵抗と、前記第２の制御信号に応答してその抵抗
値が変化するものであって、その一端が前記制御電源の
一方の端子に接続された第２の制御素子と、前記第２の
制御素子の他端と前記制御電源の他方の端子との間に接
続された第２の抵抗と、前記第２の抵抗に並列に接続さ
れたノイズ除去用コンデンサと、前記出力電圧の過電圧
状態を検出するための第３の基準電圧を与えるための第
３の基準電圧源と、前記コンデンサの電圧と前記第３の
基準電圧とを比較し、前記コンデンサの電圧が前記第３
の基準電圧に達したか否かを示す出力を発生するコンパ
レータと、前記コンデンサの電圧が前記第３の基準電圧
に達したことを示す前記コンパレータの出力をラッチ
し、前記ＰＷＭパルスのパルス幅を零又は零近傍にする
ための電圧レベルを有する過電圧保護信号を出力するラ
ッチ回路と、前記第１の制御素子と前記第１の抵抗との
接続点に得られたＰＷＭ制御用電位と前記三角波電圧と
を比較して前記スイッチング素子を制御するための前記
ＰＷＭパルスを形成すると共に、前記ラッチ回路から得
られた前記過電圧保護信号と前記三角波電圧とを比較し
て前記過電圧保護信号が過電圧を示している時に前記Ｐ
ＷＭパルスの幅を零又は零近傍にするための出力を発生
するスイッチ制御信号形成回路とを備えたスイッチング
電源装置において、過電圧抑制用ダイオ−ドが設けら
れ、このダイオ−ドの一方の端子が前記第２の制御素子
と前記第２の抵抗との間に接続され、このダイオ−ドの
他方の端子が前記第１の制御素子と前記第１の抵抗との
間に接続されていることを特徴とするスイッチング電源
装置に係わるものである。なお、請求項２に示すように
第１及び第２の制御信号形成回路の出力をそれぞれ光信
号とし、第１及び第２の制御素子をそれぞれホトトラン
ジスタとすることが望ましい。また、請求項３に示すよ
うに、スイッチ制御信号形成回路を、ＰＷＭ制御電位と
過電圧保護信号の電圧レベルの内の高い方のレベルを取
り出すための例えばダイオードによるＯＲゲート回路等
の選択回路と、選択回路の出力と三角波電圧とを比較す
るコンパレータとで構成することが望ましい。

【００１８】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、過電
圧時には、過電圧制御用ダイオードが導通し、ＰＷＭパ
ルスの幅を狭めることができる電圧がＰＷＭ制御系信号
としてスイッチ制御信号形成回路に入力する。過電圧保
護制御系にはノイズ除去用コンデンサ、コンパレータ、
及びラッチ回路が設けられているので、過電圧保護の応
答遅れが生じるが、ＰＷＭ制御系は過電圧保護制御系よ
りも応答が速いので、スイッチ制御信号形成回路におい
てＰＷＭパルスの幅の大幅な増大を抑える動作が迅速に
生じ、応答遅れの期間における出力電圧の大幅の増大を
防ぐことができる。応答遅れの後に過電圧保護信号が出
力されると、スイッチング素子のオン・オフを停止させ
るか又はＰＷＭパルスの幅を極めて狭くする動作が生
じ、過電圧保護が完全に達成される。上述のように各請
求項の発明によれば応答遅れの期間の過電圧を簡単な回
路で確実に抑制することができる。請求項２の発明によ
れば、出力電圧を検出して第１及び第２の制御信号を形
成する部分と、ＰＷＭパルスを形成する部分と光結合さ
せるので、両者間を電気的に分離することができる。ま
た、請求項３の発明によれば１つのコンパレータをＰＷ
Ｍパルス形成と過電圧保護で共用することができ、回路
構成が簡単になる。

【００１９】

【実施例】次に、図４〜図６を参照して本発明の実施例
に係わるＰＷＭ型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図４において図１と実質的に同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図４に示すスイッチ
ング電源装置は図１の従来のスイッチング電源装置に過
電圧抑制用ダイオード４７を付加した他は図１と同一に
構成したものである。過電圧抑制用ダイオード４７の一
端即ちアノ−ドは第２のホトトランジスタ２９と第２の
抵抗３２の間に接続され、このダイオ−ド４７の他端
（カソ−ド）は第１のホトトランジスタ２８と第１の抵
抗３１の接続点３３に接続されている。なお、この過電
圧抑制用ダイオード４７は接続点４２即ちコンデンサ３
９の電位が接続点３３の電位よりも高い時に導通する方
向性を有している。

【００２０】

【動作】図４のスイッチング電源装置が正常に定電圧制
御動作している時即ち図５及び図６の時刻ｔ0 よりも前
の期間では、出力電圧Ｖ0 が非過電圧状態であるので、
過電圧抑制用ダイオ−ド４７のアノ−ドの電位が接続点
３３の電位以下である。従って、過電圧抑制用ダイオー
ド４７は非導通状態にあり、図４のスイッチング電源装
置は図１のスイッチング電源装置と同一に動作し、第１
の電圧Ｖ1 と三角波電圧Ｖt の比較に基づいて図５
（Ｂ）のＰＷＭパルスが形成され、これに応答してトラ
ンジスタ８がオン・オフ動作する。

【００２１】図５及び図６の時刻ｔ0 で例えば第１の発
光ダイオード２０のオープン等の故障が発生し、第１の
ホトトランジスタ２８の光入力が得られない時には、第
１のホトトランジスタ２８の抵抗値が増大し、接続点３
３の電位が低下する。この結果、接続点３３の電位が接
続点４２の電位よりも低くなり、過電圧抑制用ダイオー
ド４７が例えば図５の時刻ｔ1 で導通し、接続点３３の
電位即ち第１の電圧Ｖ1 がコンデンサ３９の電圧の上昇
に同期して上昇する。この結果、図５のｔ1 〜ｔ2 区間
に示すようにＰＷＭパルスの幅が徐々に狭くなり、出力
電圧Ｖ0 の上昇が図６に示すように制限され、出力電圧
Ｖ0 が所定の過電圧レベルＶa よりも高くなる期間Ｔが
図３よりも短くなる。また、過電圧の最大値が図３より
も小さくなり、負荷６を過電圧から確実に防ぐことがで
きる。なお、図５では時刻ｔ2 で過電圧保護のための電
圧Ｖ2 が低レベルから高レベルに転換し、トランジスタ
８のオン・オフ動作が停止する。

【００２２】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図４においてＯＲゲート回路３４の出力をコン
パレータ３６に入力させる代りに、図７に示すように３
つのコンパレータ３６ａ、３６ｂ、３６ｃを設け、各負
入力端子を三角波発生回路３７に接続し、第１のコンパ
レータ３６ａの正入力端子を図４の接続点３３に接続
し、第２のコンパレータ３６ｂの正入力端子をフリップ
フロップ４３に接続し、第３のコンパレータ３６ｃを基
準電圧源４５に接続し、３つのコンパレータ３６ａ、３
６ｂ、３６ｃの出力端子をＯＲゲート回路３４ａを介し
て図４のＮＯＴ回路３８に接続することができる。 （２） 図４の第１及び第２の制御信号形成回路１６、
２３を図８に示すように誤差増幅器５０と基準電圧源５
１とトランジスタ５２と発光ダイオード５３とで構成す
ることができる。この図８の誤差増幅器５０の正入力端
子は図４の抵抗１４、１５の分圧点又は抵抗２１、２２
の分圧点に接続し、発光ダイオード５３は第１のホトト
ランジスタ２８又は第２のホトトランジスタ２９に光結
合させる。 （３） ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２を複数のスイッチ
ング素子を含むコンバータ又はインバータ回路に置き換
えることができる。 （４） 第２の制御信号形成回路２３に検出電圧を与え
るための第２の出力電圧検出手段として独立に抵抗２
１、２２を設ける代りに抵抗１４、１５を兼用し、この
任意の分圧点をトランジスタ２４のベース又は図８の増
幅器５０に接続することができる。 （５） 第２のホトトランジスタ２９のエミッタと接続
点４２との間に第３の抵抗を接続し、過電圧抑制用ダイ
オ−ド４７のアノ−ドを、ホトトランジスタ２９と第３
の抵抗の間に接続することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１の各部の電圧を示す波形図である。

【図３】図１の回路の異常時の出力電圧の変化を示す図
である。

【図４】本発明の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図５】図４の各部の電圧を示す波形図である。

【図６】図４の回路の異常時の出力電圧の変化を示す図
である。

【図７】変形例の制御信号形成回路を示す図である。

【図８】変形例のスイッチ制御信号形成回路を示す図で
ある。

【符号の説明】

２ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 １６、２３ 第１及び第２の制御信号形成回路 ２８、２９ 第１及び第２のホトトランジスタ ３９ ノイズ除去用コンデンサ ４７ 過電圧抑制用ダイオード

フロントページの続き (72)発明者 村川 泰也 埼玉県新座市北野三丁目６番３号 サンケ ン電気株式会社内 (72)発明者 山下 暢彦 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 谷内 利明 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 村上 直樹 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 関口 衛 東京都千代田区大手町２丁目２番１号 新 電元工業株式会社内 (72)発明者 新井 幸次 東京都豊島区高田１丁目18番１号 オリジ ン電気株式会社内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子をＰＷＭパルスでオン
   ・オフ制御することによって制御された出力電圧を得る
   ように形成された電圧調整回路と、 前記電圧調整回路の出力電圧を一定値に制御するために
   前記出力電圧を検出して第１の検出電圧を得るための出
   力電圧検出手段と、 前記出力電圧検出手段で検出された前記第１の検出電圧
   と第１の基準電圧との差に対応する第１の制御信号を形
   成する第１の制御信号形成回路と、 前記出力電圧が前記一定値より高い所定の過電圧レベル
   に達したか否かを検出するために使用する第２の検出電
   圧を得るための手段と、 前記第２の検出電圧と第２の基準電圧との差に対応する
   第２の制御信号を形成する第２の制御信号形成回路と、 前記スイッチング素子のオン・オフ周期と同一の周期の
   三角波電圧を発生する三角波電圧発生回路と、 制御電源と、 前記第１の制御信号に応答してその抵抗値が変化するも
   のであって、その一端が前記制御電源の一方の端子に接
   続されている第１の制御素子と、 前記第１の制御素子の他端と前記制御電源の他端との間
   に接続された第１の抵抗と、 前記第２の制御信号に応答してその抵抗値が変化するも
   のであって、その一端が前記制御電源の一方の端子に接
   続された第２の制御素子と、 前記第２の制御素子の他端と前記制御電源の他方の端子
   との間に接続された第２の抵抗と、 前記第２の抵抗に並列に接続されたノイズ除去用コンデ
   ンサと、 前記出力電圧の過電圧状態を検出するための第３の基準
   電圧を与えるための第３の基準電圧源と、 前記コンデンサの電圧と前記第３の基準電圧とを比較
   し、前記コンデンサの電圧が前記第３の基準電圧に達し
   たか否かを示す出力を発生するコンパレータと、 前記コンデンサの電圧が前記第３の基準電圧に達したこ
   とを示す前記コンパレータの出力をラッチし、前記ＰＷ
   Ｍパルスのパルス幅を零又は零近傍にするための電圧レ
   ベルを有する過電圧保護信号を出力するラッチ回路と、 前記第１の制御素子と前記第１の抵抗との接続点に得ら
   れたＰＷＭ制御用電位と前記三角波電圧とを比較して前
   記スイッチング素子を制御するための前記ＰＷＭパルス
   を形成すると共に、前記ラッチ回路から得られた前記過
   電圧保護信号と前記三角波電圧とを比較して前記過電圧
   保護信号が過電圧を示している時に前記ＰＷＭパルスの
   幅を零又は零近傍にするための出力を発生するスイッチ
   制御信号形成回路とを備えたスイッチング電源装置にお
   いて、 過電圧抑制用ダイオ−ドが設けられ、このダイオ−ドの
   一方の端子が前記第２の制御素子と前記第２の抵抗との
   間に接続され、このダイオ−ドの他方の端子が前記第１
   の制御素子と前記第１の抵抗との間に接続されているこ
   とを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記第１及び第２の制御信号形成回路か
   ら出力される前記第１及び第２の制御信号のそれぞれが
   光信号であり、前記第１及び第２の制御素子のそれぞれ
   がホトトランジスタである請求項１記載のスイッチング
   電源装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチ制御信号形成回路は、前記
   ＰＷＭ制御用電位のレベルと前記過電圧保護信号の電圧
   レベルとの内で高い方のレベルを取り出すための選択回
   路と、前記選択回路の出力と前記三角波電圧とを比較す
   るコンパレータとから成ることを特徴とする請求項１又
   は２記載のスイッチング電源装置。