JP2009159671A - 電力用素子の故障検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パワーモジュールに用いられる電力用素子の故障を簡単な構成で検出可能な故障検出装置を提供する。
【解決手段】故障検出装置１Ｂは、電力用素子としてのＩＧＢＴＱ１の主電極間の電圧を、ダイオードＤ７を介して検出する。そして、故障検出装置１Ｂは、ダイオードＤ７のアノード電圧が予め定める基準電圧Ｖ３より低電圧であるとき、ＩＧＢＴＱ１は短絡故障であると判定する。好ましくは、ダイオードＤ７のアノード電圧が予め定める基準電圧Ｖ４より高電圧であることを併せて判定すれば、フライホイールダイオードＤ１がオン状態である正常動作の場合を除外できる。
【選択図】図５

Description

本発明は、インバータ回路などに用いられる電力用半導体素子の故障を検出する装置に関する。

電力用半導体素子の過電流を検知して、半導体素子の破壊を未然に防止する技術として、特開平４−１８５２２８号公報（特許文献１）および特開２００１−１９７７２４号公報（特許文献２）などに記載される技術が知られている。

特開平４−１８５２２８号公報（特許文献１）に記載される短絡保護装置は、インバータを構成するスイッチング素子と並列に、短絡検出用の低電圧源と、可変抵抗器と、スイッチング素子導通時にのみ低電圧源によりスイッチ素子に順バイアスを与えるダイオードとが直列接続されて構成される。スイッチ素子に大電流が流れる結果、可変抵抗器の電圧取出端子から取出される電圧が閾値を超える値になる。このとき、スイッチ素子が強制的に遮断状態にされ、スイッチ素子の破損が未然に防止される。

特開２００１−１９７７２４号公報（特許文献２）に記載されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のゲート駆動回路では、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧が抵抗とダイオードとを介して検出される。この検出値が過電流判定回路に内蔵される基準電源の電圧を越えたときに、ＩＧＢＴが過電流状態になったと判定され、ソフト遮断回路が動作して、ＩＧＢＴが緩やかにターンオフする。
特開平４−１８５２２８号公報 特開２００１−１９７７２４号公報

本発明は、上述の先行技術文献に開示される技術と異なり、電力用半導体素子が破壊または劣化したことを検出する技術に関する。

パワーモジュールを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの電力用素子が、何らかの原因で故障した場合、電力用素子の主電極間が短絡する可能性が高い。このとき、パワーモジュールに結線された負荷が、同期モータなど誘導性の負荷の場合、主電極間の短絡電流によって負荷に発生する逆起電力によってパワーモジュールが過負荷になる可能性がある。

そこで、パワーモジュールを使用したシステム全体を保護するために、常時、電力用素子の耐圧を監視して、電力用素子が耐圧を失うとパワーモジュールから負荷への出力電流を遮断する必要がある。

本発明の目的は、パワーモジュールに用いられる電力用素子の故障を簡単な構成で検出可能な故障検出装置を提供することである。

本発明は、制御信号に応じて第１の主電極から第２の主電極に流れる主電流が変化するスイッチング素子を含む電力回路における、電力用素子の故障検出装置である。本発明の電力用素子の故障検出装置は、カソードが第１の主電極に接続される第１の整流素子と、一端が第１の整流素子のアノードに接続され、他端に第２の主電極に対して正の電圧が印加される第１の抵抗素子と、スイッチング素子の故障を検出するための故障判定条件が成立するか否かを判定する故障判定部とを備える。ここで、故障判定条件は、第１の整流素子のアノードおよび第２の主電極間の監視電圧が予め定める第１の基準電圧よりも低いという条件を含む。そして、第１の基準電圧は、オン状態のスイッチング素子の第１、第２の主電極間の電圧と、第１の整流素子の順方向電圧との和より低く、かつ、第１の整流素子の順方向電圧より高い電圧に設定される。

本発明によれば、第１の整流素子を介して電力用素子の第１、第２の主電極間の電圧を監視するという簡単な構成によって、電力用素子の故障を検出することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。

また、以下の各実施の形態では電力用素子の例としてＩＧＢＴを取上げるが、本発明は、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランスタなどの他の電力用素子にも適用可能である。

［実施の形態１］
実施の形態１では、ＩＧＢＴが短絡故障したことを検出する故障検出装置１Ａについて説明する。

図１は、本発明の実施の形態１の故障検出装置が適用されるモータ駆動装置１０の構成を説明するための図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１０は、出力ノードＵ，Ｖ，Ｗから、三相交流電力をモータ１８に供給する。モータ１８は、三相交流モータであり、各相の巻線抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３および巻線インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３を用いて等価的に表わされる。

モータ駆動装置１０は、直流電源Ｖ１と、直流電源Ｖ１に並列に接続された平滑化用のコンデンサＣ１と、インバータ回路１１と、結線遮断器１２，１４，１６とを含む。直流電源Ｖ１に代えて、交流電源および整流回路を用いることもできる。

インバータ回路１１は、三相ブリッジ回路であり、各相ごとに高圧ノードＰと低圧ノードＮ（接地ＧＮＤ）との間に直列接続された２個のＮチャネルのＩＧＢＴ（Ｕ相についてＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、Ｖ相についてＩＧＢＴＱ３，Ｑ４、Ｗ相についてＩＧＢＴＱ５，Ｑ６）を含む。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオン／オフを切換えることによって、直流電源Ｖ１の出力を交流電力に変換する。変換された交流電力は、各相の出力用のノードＮ１，Ｎ２，Ｎ３から出力される。直流から交流への変換方式には、たとえば、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）が用いられる。

インバータ回路１１は、さらに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６と並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６と、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するためのゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ６とを含む。

フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６は、対応するＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６がオフ状態のときに、モータ１８で生じた誘導起電力を還流させるために設けられている。フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６のカソードは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の第１の主電極であるコレクタにそれぞれ接続され、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６のアノードは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の第２の主電極であるエミッタにそれぞれ接続される。

ゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ６は、入力ノードＳ１〜Ｓ６に入力される制御信号に応じて、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート・エミッタ間にハイレベル／ローレベルのゲート電圧を出力する。制御信号は、図示を省略した制御用コンピュータ（図２の参照符号２０）から供給される。

結線遮断器１２，１４，１６は、後述する故障検出装置からの出力を受けて、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の短絡故障時に、インバータ回路１１からモータ１８に供給される各相の電流を遮断する。

次に、図２〜図４を参照して、上述のインバータ回路１１に用いられるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の短絡故障を検出する故障検出装置について説明する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６にそれぞれ対応して、同一構成の故障検出装置が設けられているので、以下では、ＩＧＢＴＱ１に設けられる故障検出装置１Ａを代表として説明する。

図２は、図１のＩＧＢＴＱ１に用いられる故障検出装置１Ａの構成を示す回路図である。図２の回路図において、電位の基準となる共通電位ＶＮ１は、ＩＧＢＴＱ１のエミッタ（ノードＮ１）の電位である。

図２を参照して、故障検出装置１Ａは、前述の制御用コンピュータ２０と、ゲート駆動回路ＧＤ１に設けられる故障検出回路３とを含む。故障検出回路３は、高耐圧のダイオードＤ７と、抵抗素子Ｒ４，Ｒ５と、直流電源Ｖ２，Ｖ３と、オープンコレクタ出力のコンパレータＣＡ１とを含む。なお、ゲート駆動回路ＧＤ１は、故障検出回路３の他に、ゲート制御用コンピュータ２０からの制御信号を増幅してＩＧＢＴＱ１のゲートに出力するドライブ回路ＵＡを含む。ここで、図２に示すように、コンパレータＣＡ１は電源電圧ＶＣＣ１（たとえば、５ボルト）で動作し、ドライブ回路ＵＡは電源電圧ＶＣＣ２（たとえば、１５ボルト）で動作する。

図２の故障検出回路３において、ダイオードＤ７のカソードは、ＩＧＢＴＱ１のコレクタに接続される。ダイオードＤ７のアノードは、抵抗素子Ｒ４の一端、およびコンパレータＣＡ１の反転入力端子に接続される。

直流電源Ｖ２は、抵抗素子Ｒ４の他端とノードＮ１との間に接続される。また、直流電源Ｖ３は、コンパレータＣＡ１の非反転入力端子とノードＮ１との間に接続される。直流電源Ｖ３は、ダイオードＤ７のアノードの電位と比較するための基準電位を与える。

ここで、直流電源Ｖ２の電圧は、インバータ回路１１のノードＰ，Ｎ間に印加される数百ボルトの電圧より十分小さく、たとえば５ボルトに設定される。また、直流電源Ｖ３の電圧は、オン状態のＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧（以下、「オン電圧」とも称する。）とダイオードＤ７の順方向電圧との和より低く、かつ、ダイオードＤ７の順方向電圧より高い電圧に設定される。たとえば、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧を０．６ボルト、ダイオードＤ７の順方向電圧を０．６ボルトとすると、直流電源Ｖ３の電圧は、０．６から１．２ボルトの間の値、たとえば０．８ボルトに設定される。なお、入力電圧が０ボルト付近であることを考慮して、コンパレータＣＡ１に接続される負側の電源ノードＶＥＥの電位は、基準となるノードＮ１の電位ＶＮ１よりも低電位に設定される。

コンパレータＣＡ１の出力端子は、抵抗素子Ｒ５を介して電源ノードＶＣＣ１に接続される。コンパレータＣＡ１の出力は、非反転入力端子の入力電圧が反転出力端子の入力電圧より大きいときにオープンとなる。このとき、コンパレータＣＡ１の出力端子の電位は、抵抗素子Ｒ５を介してプルアップされたハイレベルの電位になる。

ゲート制御用コンピュータ２０は、フォトカプラＰＣを介してコンパレータＣＡ１の出力信号を受信する。フォトカプラＰＣは、故障検出回路３とゲート制御用コンピュータ２０との間を電気的に絶縁するために設けられている。フォトカプラＰＣでは、入力信号がハイレベルのとき、フォトダイオードＰＤの発光を受光したフォトトランジスタＰＴが導通する。

ゲート制御用コンピュータ２０は、ＩＧＢＴＱ１のゲートに与える制御信号、およびコンパレータＣＡ１の出力に基づいて、結線遮断器１２を遮断するための信号を出力する。ゲート制御用コンピュータ２０と結線遮断器１２とは、フォトカプラＰＣを介して接続される。

次に、故障検出装置１Ａの動作について説明する。機能的に見ると、故障検出装置１Ａのうち、コンパレータＣＡ１、直流電源Ｖ３、抵抗素子Ｒ５、およびゲート制御用コンピュータ２０が、ＩＧＢＴＱ１の故障を判定するための故障判定部２Ａを構成する。故障判定部２Ａは、ノードＮ１に対するダイオードＤ７のアノードの電位を監視する。そして、故障判定部２Ａは、監視しているダイオードＤ７のアノード電位に基づいて、ＩＧＢＴＱ１の短絡故障を判定する。

故障判定部２Ａの具体的な動作モードを、以下の（ｉ）〜（ｉｖ）の４つの動作モードに分けて説明する。

（ｉ）図２のノードＰ，Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常でオン状態にある場合。

この場合、ダイオードＤ７のアノードに接続されるコンパレータＣＡ１の反転入力端子には、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧との和（たとえば、１．２ボルト）が入力される。この結果、コンパレータＣＡ１の反転入力端子の入力電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ１の出力は、ローレベル（共通電位ＶＮ１）になる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じていないと判定している。

（ｉｉ）ノードＰ、Ｎ間に電圧が印加されている、いないにかかわらず、ＩＧＢＴＱ１またはフライホイールダイオードＤ１が短絡故障している場合。

この場合、ＩＧＢＴＱ１のコレクタの電位は、ほぼ０ボルトになるので、コンパレータＣＡ１の反転入力端子には、ダイオードＤ７の順方向電圧（たとえば、０．６ボルト）が入力される。この結果、コンパレータＣＡ１の反転入力端子の入力電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも小さくなるので、コンパレータＣＡ１の出力は、ハイレベル（抵抗素子Ｒ５を介してプルアップされた電位）になる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じている判定している。

（ｉｉｉ）ノードＰ、Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常でオフ状態で、フライホイールダイオードＤ１がオフ状態の場合。

この場合、高耐圧のダイオードＤ７によって、ノードＰ、Ｎ間の高電圧が阻止されるので、コンパレータＣＡ１の反転入力端子には、直流電源Ｖ２の電圧（たとえば、５ボルト）が入力される。この結果、反転入力端子の入力電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ１の出力は、ローレベル（共通電位ＶＮ１）になる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じていないと判定している。

（ｉｖ）ノードＰ、Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常でオフ状態で、フライホイールダイオードＤ１がオン状態の場合。

この場合、ＩＧＢＴＱ１のコレクタの電位は、フライホイールダイオードＤ１の順方向電圧の分だけ、共通電位ＶＮ１よりも負の電位になる。この結果、コンパレータＣＡ１の反転入力端子の入力電圧は、ダイオードＤ７の順方向電圧からフライホイールダイオードＤ１の順方向電圧を減じた値（０ボルト未満）になる。したがって、反転入力端子の入力電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば、０．８ボルト）より小さくなるので、コンパレータＣＡ１の出力は、ハイレベルになる。すなわち、故障検出回路３の検出結果だけでは、上記動作モード（ｉｉ）と同じく、短絡故障が生じていることになってしまう。

そこで、実施の形態１の故障検出装置１Ａでは、上述の動作モード（ｉｖ）の場合に短絡故障と判定しないように、ゲート制御用コンピュータ２０が、ＩＧＢＴＱ１に供給する制御信号の論理レベルを考慮して故障判定する。

図３は、図２のゲート制御用コンピュータ２０における故障検出処理を示すフローチャートである。

図３を参照して、ステップＳ１で、コンピュータ２０は、コンパレータＣＡ１の出力がハイレベルになるまで、待ち状態にある。コンパレータＣＡ１の出力がハイレベルになると（ステップＳ１でＹＥＳ）、ステップＳ２に進む。

ステップＳ２で、コンピュータ２０は、ＩＧＢＴＱ１のゲートに供給する制御信号がハイレベルか否かを判定する。上述の動作モード（ｉｖ）は、制御信号がローレベルであり、ＩＧＢＴＱ１がオフ状態のときに生じるものであるであるので、制御信号がローレベルの場合（ステップＳ２でＮＯ）を除外する。

ステップＳ１およびＳ２が共にＹＥＳのとき、ステップＳ３に進む。ステップＳ３では、コンピュータ２０は、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障であると判定する。そして、コンピュータ２０は、結線遮断器１２を遮断する信号を出力して、故障検出処理が終了する。

以上を総括すると、実施の形態１の故障判定部２Ａは、ＩＧＢＴＱ１の故障を検出するために、次の故障判定条件が成立するか否かを判定する。このときの故障判定条件は、ダイオードＤ７のアノードおよびＩＧＢＴＱ１のエミッタ間の監視電圧が電源電圧Ｖ３よりも低く、かつ、ＩＧＢＴＱ１をオン状態にする制御信号がＩＧＢＴＱ１に与えられていることである。

次に、具体的な電圧・電流波形を参照して、故障検出装置１Ａの動作を説明する。
図４は、図２の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。図４で縦軸は、上から順に、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧、ダイオードＤ７のアノード電圧、コンパレータＣＡ１の出力電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流（主電流）、フライホイールダイオードＤ１の電流を示す。横軸は経過時間である。

図４を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７、ｔ８〜ｔ１１の区間（以下、オフ区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は０ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオフ状態である。図４の場合、フライホイールダイオードＤ１は常時オフ状態であるので、ＩＧＢＴＱ１が正常の場合、オフ区間のコレクタ電圧は、６００ボルトの高電圧になっている。この高電圧はダイオードＤ７によって阻止されるので、ダイオードＤ７のアノード電圧は、直流電源Ｖ２の電圧である５ボルトに等しい。

一方、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ１１〜ｔ１２の区間（以下、オン区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は１５ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオン状態である。図４のオン区間でＩＧＢＴＱ１が正常の場合、コレクタ電圧はＩＧＢＴＱ１のオン電圧に等しい。したがって、ダイオードＤ７のアノード電圧は、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧の和である約１．２〜２ボルトになる。また、図４のオン区間では、ＰＷＭ制御によってＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流が徐々に上昇している。コレクタ電流の大きさは約１０〜３００アンペアである。

オフ区間の時刻ｔ８〜ｔ１１の途中の時刻ｔ９で、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障する。この結果、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧は０ボルトまで次第に低下し、ダイオードＤ７のアノード電圧は、順方向電圧（０．６ボルト）まで次第に低下する。同時に、コレクタ電流（短絡電流）が発生する。短絡電流は最大で数千アンペアに達する。

時刻ｔ１０で、ダイオードＤ７のアノード電圧が基準電圧である電源電圧Ｖ３（０．８ボルト）より低くなると、コンパレータＣＡ１の出力電圧がローレベル（０ボルト）からハイレベル（５ボルト）に切換わる。

時刻ｔ１１で、ゲート制御用コンピュータ２０がＩＧＢＴＱ１をオフ状態からオン状態に切換える制御信号を出力する。この時点で、ゲート制御用コンピュータ２０は、コンパレータＣＡ１の出力電圧がハイレベルであることを検出して、結線遮断器１２を遮断する信号を出力する。最終的に、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流は遮断されて０アンペアになる。

上述のように、実施の形態１の故障検出装置１Ａによれば、ダイオードＤ７を介して、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧をモニターする。このとき、ＩＧＢＴＱ１がオフ状態のときにコレクタ・エミッタ間に印加される高電圧は、高耐圧のダイオードＤ７によって阻止される。したがって、コンパレータＣＡ１を用いた簡単な方法で、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧を監視することが可能になる。

また、故障検出装置１Ａは、ダイオードＤ７のアノード電圧が基準電圧（Ｖ３）より低いという条件と、ゲートの制御信号の論理レベルがハイレベルであるという条件を組合わせて、ＩＧＢＴＱ１の故障を判定する。したがって、フライホイールダイオードＤ１がオン状態であるために、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧が低電圧になっている正常な場合と区別して、ＩＧＢＴＱ１の短絡判定が可能である。

［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の形態２の故障検出装置１Ｂの構成を示す回路図である。図５の故障検出装置１Ｂは、実施の形態１の故障検出装置１Ａを変形したものであり、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障したことを検出する。図５の回路図において、電位の基準となる共通電位ＶＮ１は、ＩＧＢＴＱ１のエミッタ（ノードＮ１）の電位である。なお、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６にそれぞれ対応して、同一構成のゲート駆動回路および故障検出装置が設けられているので、以下では、ＩＧＢＴＱ１に設けられるゲート駆動回路ＧＤ１Ｂおよび故障検出装置１Ｂを代表として説明する。

図５を参照して、ゲート駆動回路ＧＤ１Ｂは、故障検出装置１Ｂとドライブ回路ＵＡとを含む。ここで、故障検出装置１Ｂは、高耐圧のダイオードＤ７と、抵抗素子Ｒ４と、直流電源Ｖ２と、故障判定部２Ｂとを含む。そして、故障判定部２Ｂは、オープンコレクタ出力のコンパレータＣＡ１，ＣＡ２と、直流電源Ｖ３，Ｖ４と、抵抗素子Ｒ５とを含む。また、ドライブ回路ＵＡは、実施の形態１と同様のものであり、電源電圧ＶＣＣ２（たとえば、１５ボルト）で動作する。

図５の故障検出装置１Ｂにおいて、ダイオードＤ７のカソードは、ＩＧＢＴＱ１のコレクタに接続される。ダイオードＤ７のアノードは、抵抗素子Ｒ４の一端、コンパレータＣＡ１の反転入力端子、コンパレータＣＡ２の非反転入力端子に接続される。

直流電源Ｖ２は、抵抗素子Ｒ４の他端とノードＮ１との間に接続される。また、直流電源Ｖ３は、コンパレータＣＡ１の非反転入力端子とノードＮ１との間に接続される。直流電源Ｖ４は、コンパレータＣＡ２の反転入力端子とノードＮ１との間に接続される。直流電源Ｖ３，Ｖ４は、ダイオードＤ７のアノードの電位と比較するための基準電位である。

ここで、直流電源Ｖ２の電圧は、インバータ回路１１のノードＰ，Ｎ間に印加される数百ボルトの電圧より十分小さく、たとえば５ボルトに設定される。また、直流電源Ｖ３の電圧は、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧との和より低く、かつ、ダイオードＤ７の順方向電圧より高い電圧に設定される。たとえば、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧を０．６ボルト、ダイオードＤ７の順方向電圧を０．６ボルトとすると、直流電源Ｖ３の電圧は、０．６から１．２ボルトの間の値、たとえば０．８ボルトに設定される。また、直流電源Ｖ４の電圧は、ダイオードＤ７の順方向電圧からフライホイールダイオードＤ１の順方向電圧を減じた値より高く、かつ、ダイオードＤ７の順方向電圧よりも低い値に設定される。たとえば、直流電源Ｖ４の代わりに、コンパレータＣＡ２の反転入力端子をノードＮ１に接続して、反転入力端子の電圧を０ボルトに設定する。なお、入力電圧が０ボルト付近であることを考慮して、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２に接続される負側の電源ノードＶＥＥの電位は、基準となるノードＮ１の電位ＶＮ１よりも低電位に設定される。また、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２に供給される正側の電源電圧ＶＣＣ１は、たとえば、５ボルトである。

コンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力端子は、抵抗素子Ｒ５を介して電源ノードＶＣＣ１に接続される。コンパレータＣＡ１およびＣＡ２は、ウィンドウコンパレータを構成する。したがって、ダイオードＤ７のアノードの電圧が、直流電源Ｖ４の電圧より大きく、かつ、直流電源Ｖ３の電圧より小さいときに、コンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力端子の電圧は、抵抗素子Ｒ５を介してプルアップされたハイレベルの電圧になる。

コンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力端子は、さらに、フォトカプラＰＣを介して結線遮断器１２に接続される。コンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力端子の電位がハイレベルになるとき、結線遮断器１２が遮断される。

次に、故障検出装置１Ｂの動作について説明する。故障検出装置１Ｂは、コンパレータＣＡ２および直流電源Ｖ４をさらに含む点で、図２の故障検出装置１Ａと異なる。これによって、ゲート制御用コンピュータ２０を用いなくても、フライホイールダイオードＤ１がオン状態の場合にＩＧＢＴＱ１の故障判定ができるようにしたものである。

故障判定部２Ｂの具体的な動作モードを、以下の（ｉ）〜（ｉｖ）の４つの動作モードに分けて説明する。

（ｉ）図５のノードＰ，Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常でオン状態にある場合。

この場合、ダイオードＤ７のアノードの電圧は、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧の和（たとえば、１．２ボルト）になる。コンパレータＣＡ１の反転入力端子の電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ１の出力は、ローレベル（共通電位ＶＮ１）になる。一方、コンパレータＣＡ２の非反転入力端子の電圧は、電源電圧Ｖ４の電圧（たとえば、０ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ２の出力はオープンになる。したがって、ワイアードＡＮＤによるコンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力電圧はローレベルになる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じていないと判定している。

（ｉｉ）ノードＰ、Ｎ間に電圧が印加されている、いないにかかわらず、ＩＧＢＴＱ１またはフライホイールダイオードＤ１が短絡故障している場合。

この場合、ＩＧＢＴＱ１のコレクタの電位はほぼ０ボルトになるので、ダイオードＤ７のアノードの電圧は、ダイオードＤ７の順方向電圧（たとえば、０．６ボルト）に等しい。コンパレータＣＡ１の反転入力端子の電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも小さくなるので、コンパレータＣＡ１の出力はオープンになる。また、コンパレータＣＡ２の非反転入力端子の電圧は、電源電圧Ｖ４の電圧（たとえば、０ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ２の出力もオープンになる。この結果、ワイアードＡＮＤによるコンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力端子の電圧は、ハイレベル（抵抗素子Ｒ５を介してプルアップされた電圧）になる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じている判定している。

（ｉｉｉ）ノードＰ、Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常かつオフ状態で、フライホイールダイオードＤ１がオフ状態の場合。

この場合、高耐圧のダイオードＤ７によって、ノードＰ、Ｎ間の高電圧が阻止されるので、ダイオードＤ７のアノードの電圧は、直流電源Ｖ２の電圧（たとえば５ボルト）に等しい。コンパレータＣＡ１の反転入力端子の電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば０．８ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ１の出力はローレベル（共通電位ＶＮ１）になる。一方、コンパレータＣＡ２の非反転入力端子の電圧は、電源電圧Ｖ４の電圧（たとえば０ボルト）よりも大きくなるので、コンパレータＣＡ２の出力はオープンになる。この結果、ワイアードＡＮＤによるコンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力電圧はローレベルになる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じていないと判定している。

（ｉｖ）ノードＰ、Ｎ間に高電圧（たとえば、数百ボルト）が印加されている状態で、ＩＧＢＴＱ１が正常でオフ状態で、フライホイールダイオードＤ１がオン状態の場合。

この場合、ＩＧＢＴＱ１のコレクタの電位は、フライホイールダイオードＤ１の順方向電圧の分だけ、共通電位ＶＮ１よりも負の電位になる。この結果、ダイオードＤ７のアノードの電圧は、ダイオードＤ７の順方向電圧からフライホイールダイオードＤ１の順方向電圧を減じた値（０ボルト未満）になる。したがって、コンパレータＣＡ１の反転入力端子の入力電圧は、直流電源Ｖ３の電圧（たとえば、０．８ボルト）より小さくなるので、コンパレータＣＡ１の出力はオープンになる。一方、コンパレータＣＡ２の非反転入力端子の電圧は、電源電圧Ｖ４の電圧（たとえば、０ボルト）よりも小さくなるのでローレベル（共通電位ＶＮ１）になる。この結果、ワイアードＡＮＤによるコンパレータＣＡ１およびＣＡ２の出力電圧はローレベルになる。すなわち、故障判定部２Ａは、短絡故障が生じていないと判定している。

以上を総括すると、実施の形態２の故障判定部２Ｂは、ダイオードＤ７のアノードおよびＩＧＢＴＱ１のエミッタ間の監視電圧が、電源電圧Ｖ３よりも低く、電源電圧Ｖ４よりも高いことを判定する。この結果、ＩＧＢＴＱ１およびフライホイールダイオードＤ１の少なくとも一方に短絡故障が生じたことが検出される。

図６は、図５の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。図６で縦軸は、上から順に、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧、ダイオードＤ７のアノード電圧、コンパレータＣＡ１の出力電圧、コンパレータＣＡ２の出力電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流、フライホイールダイオードＤ１の電流を示す。ただし、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力は、実際にはワイアードＡＮＤによる論理積が出力されるけれども、図６では説明の便宜のため分けて示している。横軸は経過時間である。

図６を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７、ｔ８〜ｔ１１の区間（以下、オフ区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は０ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオフ状態である。一方、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ１１〜ｔ１２の区間（以下、オン区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は１５ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオン状態である。

図６の場合、オン区間の時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８では、ＰＷＭ制御によってＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流が徐々に上昇している。ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流は約１０〜３００アンペアである。このとき、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧はオン電圧に等しいので、ダイオードＤ７のアノード電圧は約１．２〜２ボルトの値になる。

図６のオフ区間の時刻ｔ０〜ｔ１では、フライホイールダイオードＤ１がオフ状態である。このとき、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間に印加される６００ボルトの高電圧はダイオードＤ７によって阻止されるので、ダイオードＤ７のアノード電圧は、直流電源Ｖ２の電圧値である５ボルトに等しい。

一方、オフ区間の時刻ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７、ｔ８〜ｔ１１では、負荷に生じた誘導起電力によって、フライホイールダイオードＤ１に電流が流れている。このとき、ＩＧＢＴＱ１のコレクタの電位は、エミッタの電位よりもフライホイールダイオードＤ１の順方向電圧だけ低い電位になる。この結果、ダイオードＤ７のアノード電圧は、およぼ−２〜０ボルトの値になる。

以上により、時刻ｔ０〜ｔ８の区間では、ダイオードＤ７のアノード電圧は、基準電圧Ｖ４（０ボルト）と基準電圧Ｖ３（０．６ボルト）との間の値にはならない。

オフ区間の時刻ｔ８〜ｔ１１の途中の時刻ｔ９で、フライホイールダイオードＤ１が短絡故障する。この結果、フライホイールダイオードＤ１に短絡電流が流れる。ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧は、時刻ｔ８〜ｔ９では負電圧であったけれども、フライホイールダイオードＤ１の短絡故障によって０ボルトに変化する。この結果、ダイオードＤ７のアノード電圧は、−２〜０ボルトから、最終的にダイオードＤ７の順方向電圧である０．６ボルトに変化する。

時刻ｔ１０で、ダイオードＤ７のアノード電圧が基準電圧Ｖ４（０ボルト）より大きくなり、コンパレータＣＡ２の出力がローレベル（０ボルト）からハイレベル（５ボルト）に切換わる。この結果、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力が両方ともハイレベルになって、短絡故障が検出される。

上述のように、実施の形態２の故障検出装置１Ｂによれば、実施の形態１と同様に、ダイオードＤ７を介してＩＧＢＴＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧をモニターする。この結果、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２を用いた簡単な構成で、ＩＧＢＴＱ１の短絡故障を判定することができる。

また、故障検出装置１Ｂは、ダイオードＤ７のアノード電圧が基準電圧（Ｖ４）より大きく、基準電圧（Ｖ３）より小さいという判定条件で、ＩＧＢＴＱ１の故障を判定する。したがって、フライホイールダイオードＤ１がオン状態である正常な場合と区別して、ＩＧＢＴＱ１の故障判定を行なうことができる。また、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２を用いた故障判定であるので、制御用コンピュータ２０を用いた実施の形態１の場合より、素早く故障判定を行なうことができる。

［実施の形態３］
図７は、本発明の実施の形態３の故障検出装置１Ｃの構成を示す回路図である。図７の故障検出装置１Ｃは、実施の形態２の故障検出装置１Ｂを変形したものであり、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障したことを検出するものである。なお、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６にそれぞれ対応して、同一構成のゲート駆動回路および故障検出装置が設けられているので、以下では、ＩＧＢＴＱ１に設けられるゲート駆動回路ＧＤ１Ｃおよび故障検出装置１Ｃを代表として説明する。

図７を参照して、ゲート駆動回路ＧＤ１Ｃは、故障検出装置１Ｃおよびドライブ回路ＵＡを含む。ここで、図７の故障検出装置１Ｃは、論理回路ＬＡ１をさらに含む点で、図５の故障検出装置１Ｂと異なる。その他の点については、図７の故障検出装置１Ｃは、図５の故障検出装置１Ｂと共通するので、共通する点について説明を繰り返さない。また、ドライブ回路ＵＡは、実施の形態１，２と同様のものであり、電源電圧ＶＣＣ２（たとえば、１５ボルト）で動作する。

図７を参照して、論理回路ＬＡ１は、２つの入力信号の論理積を出力するＡＮＤ回路である。論理回路ＬＡ１の一方の入力端子は、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力端子と接続される。また、論理回路ＬＡ１の他方の入力端子は、ＩＧＢＴＱ１の制御信号の入力ノードＳ１と接続される。論理回路ＬＡ１の出力端子はフォトカプラＰＣに接続される。したがって、論理回路ＬＡ１は、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力信号がハイレベルであり、かつ、ＩＧＢＴＱ１の制御信号がハイレベルのときに、ハイレベルの出力信号を出力する。このとき、故障判定部２Ｃは、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障したと判定することになる。そして、故障判定部２Ｃは、フォトカプラＰＣを介して接続された結線遮断器１２を遮断する。なお、論理回路ＬＡ１は、電源電圧ＶＣＣ１（たとえば、５ボルト）で動作する。

ＩＧＢＴＱ１のオン電圧は、コレクタ電流によって変動し、また、温度によっても変動する。したがって、短絡故障を判定するための閾値である電源電圧Ｖ３の電圧値の設定が難しい。そこで、図７の故障検出装置１Ｃでは、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力と、ＩＧＢＴＱ１の制御信号との論理積をとることにより、より高い精度でＩＧＢＴＱ１の短絡故障を検出することを可能にする。

図８は、図７の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。図８で縦軸は、上から順に、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧、ダイオードＤ７のアノード電圧、コンパレータＣＡ１の出力電圧、コンパレータＣＡ２の出力電圧、論理回路ＬＡ１の出力電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流、フライホイールダイオードＤ１の電流を示す。ただし、コンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力は、実際にはワイアードＡＮＤによる論理積が出力されるけれども、図８では説明の便宜のため分けて示している。横軸は経過時間である。

図８を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７、ｔ８〜ｔ１１の区間（以下、オフ区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は０ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオフ状態である。図８の場合、フライホイールダイオードＤ１は常時オフ状態であるので、ＩＧＢＴＱ１が正常の場合、オフ区間のコレクタ電圧は、６００ボルトの高電圧になっている。この高電圧はダイオードＤ７によって阻止されるので、ダイオードＤ７のアノード電圧は、直流電源Ｖ２の電圧である５ボルトに等しい。

一方、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ１１〜ｔ１２の区間（以下、オン区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は１５ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオン状態である。図８のオン区間でＩＧＢＴＱ１が正常の場合、コレクタ電圧はＩＧＢＴＱ１のオン電圧に等しい。したがって、ダイオードＤ７のアノード電圧は、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧の和である約１．２〜２ボルトになる。また、図８のオン区間では、ＰＷＭ制御によってＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流が徐々に上昇している。コレクタ電流の大きさは約１０〜３００アンペアである。

以上によって、時刻ｔ０〜ｔ８では、ダイオードＤ７のアノード電圧は、基準電圧Ｖ４（０ボルト）と基準電圧Ｖ３（０．６ボルト）の間の値にはならないことがわかる。したがって、時刻ｔ０〜ｔ８では、コンパレータＣＡ１の出力は、ローレベル（０ボルト）になり、コンパレータＣＡ２の出力は、ハイレベル（５ボルト）になる。

オフ区間の時刻ｔ８〜ｔ１１の途中の時刻ｔ９で、ＩＧＢＴＱ１が短絡故障する。この結果、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧は０ボルトまで次第に低下し、ダイオードＤ７のアノード電圧は、順方向電圧（０．６ボルト）まで次第に低下する。同時に、コレクタ電流（短絡電流）が発生する。短絡電流は最大で数千アンペアに達する。

時刻ｔ１０で、ダイオードＤ７のアノード電圧が基準電圧である電源電圧Ｖ３（０．８ボルト）より小さくなると、コンパレータＣＡ１の出力電圧がローレベル（０ボルト）からハイレベル（５ボルト）に切換わる。この結果、コンパレータＣＡ１の出力とコンパレータＣＡ２の出力の論理積はハイレベルになる。

時刻ｔ１１で、ゲート制御用コンピュータ２０がＩＧＢＴＱ１をオフ状態からオン状態に切換えるハイレベルの制御信号を出力して、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧が１５ボルトになる。この結果、論理回路ＬＡ１は、時刻ｔ１１にハイレベルに切換わる。論理回路ＬＡ１のハイレベルの出力を受けた結線遮断器１２は、負荷への電流を遮断するので、最終的に、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流は０アンペアになる。

上述のように、実施の形態３の故障検出装置１Ｃによれば、論理回路ＬＡ１を用いてコンパレータＣＡ１，ＣＡ２の出力と、ＩＧＢＴＱ１の制御信号との論理積をとるので、実施の形態２の効果に加えて、より精度の高いＩＧＢＴＱ１の短絡故障の検出が可能になる。また、実施の形態１と異なり、ゲート制御用コンピュータ２０を用いずに論理回路ＬＡ１によって論理演算を行なっているので、実施の形態１に比べてより高速な故障検出が可能になる。

［実施の形態４］
実施の形態４では、電力用素子が寿命劣化したことを検出する故障検出装置について説明する。

一般に、パワーモジュールに用いられる電力用素子は、ハンダ接合される場合が多い。ハンダ接合部はパワーモジュールの経年使用によって劣化するので、同一の通電電流に対して電力用素子のオン電圧が増加する。さらに、電力用素子を電気的に接続している金属線も経年使用によって劣化するので、同様に、同一の通電電流に対するオン電圧が増加する原因となる。実施の形態４の故障検出装置１Ｄは、同一の通電電流に対するオン電圧の増加を検出することによって、電力用素子の寿命劣化を判定するものである。故障検出装置１Ｄは、単独で使用することもできるし、実施の形態１〜３の故障検出装置１Ａ，１Ｂ，１Ｃと併用することもできる。

図９は、本発明の実施の形態４の故障検出装置１Ｄの構成を示すブロック図である。図９のブロック図において、電位の基準となる共通電位ＶＮ１は、ＩＧＢＴＱ１のエミッタ（ノードＮ１）の電位である。なお、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６にそれぞれ対応して、同一構成のゲート駆動回路および故障検出装置が設けられているので、以下では、ＩＧＢＴＱ１に設けられるゲート駆動回路ＧＤ１Ｄおよび故障検出装置１Ｄを代表として説明する。

図９を参照して、ゲート駆動回路ＧＤ１Ｄは、ドライブ回路ＵＡと、抵抗素子Ｒ７を除く故障検出装置１Ｄの各構成要素を含む。ここで、ドライブ回路ＵＡは、実施の形態１〜３と同様のものであり、電源電圧ＶＣＣ２（たとえば、１５ボルト）で動作する。

故障検出装置１Ｄは、高耐圧のダイオードＤ７と、抵抗素子Ｒ４と、直流電源Ｖ２と、劣化判定部２Ｄとを含む。さらに、劣化判定部２Ｄは、オープンコレクタ出力のコンパレータＣＡ３，ＣＡ４と、論理回路ＬＡ２と、直流電源Ｖ５，Ｖ６と、１ショットパルス発生回路２４と、サンプル・ホールド回路２６と、素子寿命アラーム２８と、抵抗素子Ｒ６，Ｒ７，Ｒ９とを含む。抵抗素子Ｒ６，Ｒ９は、それぞれ、コンパレータＣＡ３，ＣＡ４の出力端子に接続されるプルアップ抵抗として用いられる。抵抗素子Ｒ６，Ｒ９の一端は電源ノードＶＣＣ１（たとえば、５ボルト）に接続される。なお、コンパレータＣＡ３，ＣＡ４および論理回路ＬＡ２は電源電圧ＶＣＣ１で動作する。

図９において、ダイオードＤ７、抵抗素子Ｒ４、および直流電源Ｖ２の接続は、実施の形態１〜３と同様である。すなわち、ダイオードＤ７のカソードはＩＧＢＴＱ１のコレクタに接続され、ダイオードＤ７のアノードには抵抗素子Ｒ４の一端が接続される。抵抗素子の他端には、直流電源Ｖ２によって、ノードＮ１に対して正の電圧が印加される。

コレクタ電流を計測するために、実施の形態４で用いられるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、電流検出電極付きＩＧＢＴ（以下、センスＩＧＢＴと称する）が用いられる。センスＩＧＢＴは、コレクタ電流（主電流）に応じて検出電流が流れる電流検出電極（センス電極）を有する。センス電極とエミッタ電極との間には検出抵抗が設けられ、検出抵抗の両端に生じる電圧が検出される。図９では、ＩＧＢＴＱ１のセンス電極とノードＮ１との間に抵抗素子Ｒ７が設けられ、ＩＧＢＴＱ２のセンス電極と低圧ノードＮとの間に抵抗素子Ｒ８が設けられる。

前述のように、実施の形態４の故障検出装置１Ｄは、同一の通電電流の下で電力用素子のオン電圧の増加を検出する。電力用素子のオン電圧は温度に依存するので、正確な劣化判定のためにはオン電圧の温度依存性を考慮する必要がある。

図１０は、ＩＧＢＴの電流電圧特性の温度依存性を示すグラフである。図１０で横軸はコレクタ・エミッタ間電圧を示し、縦軸はコレクタ電流を示す。

図１０を参照して、異なる温度に対するＩＧＢＴの電流・電圧特性曲線には、クロスポイントＣＰが存在する。このとき、クロスポイントＣＰにおける電流値ＩＸより電流が小さい領域では、温度が増加するにつれてオン電圧が減少する。すなわち、オン電圧は負の温度依存性を有する。一方、電流値ＩＸより電流が大きい領域では、温度が増加するにつれてオン電圧が増加する。すなわち、オン電圧は正の温度依存性を有する。両領域の境界の電流値ＩＸでは、オン電圧の温度依存性はほとんどない。そこで、オン電圧の温度依存性が負の領域と正の領域との境界の電流値ＩＸを基準電流とし、基準電流ＩＸでのオン電圧ＶＸの経年変化を測定する。これによって、電力用素子の劣化判定における温度の影響を最小化することができる。

クロスポイントＣＰにおける電流値ＩＸは、個々のＩＧＢＴ素子によって異なるけれども、一般にはコレクタ電流の定格の０．８〜１．２倍になる。一方、ＩＧＢＴは、コレクタ電流が最大で定格の１．５倍になるような条件で使用される。したがって、ＩＧＢＴに最大値に近い電流が流れるときには、コレクタ電流が基準電流ＩＸに到達するので、故障検出装置１Ｄによって寿命判定が行なわれることになる。一方、コレクタ電流が基準電流ＩＸに到達しない場合には、故障検出装置１Ｄによって寿命判定が行なえないことになる。しかし、この場合には、ＩＧＢＴの発熱も小さいので、ＩＧＢＴが短絡故障に陥る可能性も小さいと考えられる。

再び図９を参照して、コンパレータＣＡ４は、コレクタ電流と前述の基準電流ＩＸとの一致を検出するために設けられる。コンパレータＣＡ４の非反転入力端子には、センスＩＧＢＴＱ１のセンス電極が接続され、抵抗素子Ｒ７の両端に生じる電圧が入力される。コンパレータＣＡ４の反転入力端子には直流電源Ｖ６が接続される。センスＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流が基準電流ＩＸを超えるときに、コンパレータＣＡ４がハイレベルの信号を出力するように、直流電源Ｖ６の電圧値は、基準電流ＩＸの大きさに基づいて設定される。

論理回路ＬＡ２は、ＩＧＢＴＱ１の制御信号とコンパレータＣＡ４の出力信号の論理積を出力する。１ショットパルス発生回路２４は、論理回路ＬＡ２の出力の立上がりエッジをトリガとして、１ショットパルスをサンプル・ホールド回路２６に出力する。

図１１は、図９のサンプル・ホールド回路２６の構成の一例を示すブロック図である。
図１１を参照して、サンプル・ホールド回路２６は、オペアンプ３４，３６と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、電圧保持用のコンデンサＣ２を含む。オペアンプ３４，３６は、出力端子と反転入力端子が直結されることによって、電圧フォロアとして用いられる。サンプル・ホールド回路２６の入力端子３０と出力端子３２との間には、オペアンプ３４、スイッチＳＷ１、およびオペアンプ３６がこの順で直列に接続される。オペアンプ３６の非反転入力端子とノードＮ１との間にコンデンサＣ２およびスイッチＳＷ２が互いに並列に接続される。

１ショットパルス発生回路２４がハイレベルの信号を出力している間、スイッチＳＷ１が閉じて、コンデンサＣ２に入力端子３０の電圧が充電される。コンデンサＣ２に充電された電圧は、出力端子３２から出力される。１ショットパルス発生回路２４がハイレベルの信号を出力してから一定時間経過後、遅延回路３８を介して１ショットパルス発生回路２４に接続されたスイッチＳＷ２が閉じる。この結果、コンデンサＣ２に充電された電圧は、スイッチＳＷ２を介して放電される。

再び図９を参照して、故障検出装置１Ｄにおけるサンプル・ホールド回路２６は、１ショットパルス発生回路２４の出力がハイレベルのときに、ダイオードＤ７のアノード電圧を保持する。保持されたアノード電圧は、コンパレータＣＡ３の非反転入力端子に出力される。

コンパレータＣＡ３の反転入力端子には直流電源Ｖ５が接続される。コンパレータＣＡ３は、ダイオードＤ７のアノード電圧が直流電源Ｖ５の電圧値を超えたとき、ハイレベルの信号を出力する。この結果、素子寿命アラーム２８は、ＩＧＢＴＱ１が寿命劣化したことを報知する。

ここで、直流電源Ｖ５の電圧値は、たとえば、ＩＧＢＴＱ１が新品のときの基準電流ＩＸに対応するオン電圧の１．２倍程度に設定される。寿命末期の電力用素子はオン電圧が新品のときより増加するので、基準電流ＩＸに対するオン電圧が予め定める基準電圧Ｖ５を超えた時点で、電力用素子は寿命と判定される。

図１２は、図９の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。図１２で縦軸は、上から順に、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電圧、ダイオードＤ７のアノード電圧、サンプル・ホールド回路２６の出力電圧、コンパレータＣＡ４の出力電圧、論理回路ＬＡ２の出力電圧、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流、フライホイールダイオードＤ１の電流を示す。横軸は経過時間である。

図１２を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７、ｔ８〜ｔ９の区間（以下、オフ区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は０ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオフ状態である。図１２の場合、フライホイールダイオードＤ１は常時オフ状態であるので、ＩＧＢＴＱ１が正常の場合、オフ区間のコレクタ電圧は、６００ボルトの高電圧になっている。この高電圧はダイオードＤ７によって阻止されるので、ダイオードＤ７のアノード電圧は、直流電源Ｖ２の電圧である５ボルトに等しい。

一方、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８、ｔ９〜ｔ１１の区間（以下、オン区間と称する。）では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は１５ボルトであり、ＩＧＢＴＱ１はオン状態である。オン区間では、ダイオードＤ７のアノード電圧は、ＩＧＢＴＱ１のオン電圧とダイオードＤ７の順方向電圧との和になる。

また、オン区間では、ＰＷＭ制御によってＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流が徐々に上昇している。そして、時刻ｔ９〜ｔ１１の区間の途中の時刻ｔ１０で、コレクタ電流の大きさは基準電流ＩＸに到達する。このとき、コンパレータＣＡ４の出力および論理回路ＬＡ２の出力がハイレベル（たとえば、５ボルト）になる。この結果、サンプル・ホールド回路２６は、時刻ｔ１０におけるダイオードＤ７のアノード電圧を保持する。

ここで、ＩＧＢＴＱ１が新品の場合、基準電流ＩＸに対応するダイオードＤ７のアノード電圧はＶＤ１（たとえば１．２〜２ボルト）であり、ＩＧＢＴＱ１が寿命末期の場合、ダイオードＤ７のアノード電圧は、ＶＤ１より大きいＶＤ２（たとえば２．８ボルト）であるとする。このとき、直流電源Ｖ５がＶＤ１とＶＤ２の間の値（たとえば、２．５ボルト）に設定されていると、時刻ｔ１０でコンパレータＣＡ３の出力がハイレベルになって、ＩＧＢＴＱ１の寿命劣化が判定される。

上述のように、実施の形態４の故障検出装置１Ｄによれば、クロスポイントＣＰにおける電流値を基準にしてオン電圧の経年変化を検出するので、温度の影響を最小化した条件で電力用素子の寿命劣化の判定ができる。パワーモジュールに用いられる電力用素子の寿命が判明すると、パワーモジュールが寿命限界で破壊する以前に交換シグナルを出すことができ、パワーモジュールの破壊を未然に防ぐことができる。

上述の実施の形態１〜４では、インバータ回路１１のＩＧＢＴＱ１の故障検出装置１Ａについて説明したが、ＩＧＢＴＱ２〜Ｑ６の故障判定装置についても、共通電位の設定方法を除いて、同様の構成を用いることによって、同様の作用効果が得られる。ここで、ＩＧＢＴＱ３、ＩＧＢＴＱ５用の故障検出装置では、図２の共通電位ＶＮ１の代わりに、それぞれノードＮ２、Ｎ３の電位が共通電位として用いられる。また、ＩＧＢＴＱ２、ＩＧＢＴＱ４、およびＩＧＢＴＱ６の故障検出装置については、図２の共通電位ＶＮ１の代わりに、接地ノードＧＮＤの電位が共通電位として用いられる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１の故障検出装置が適用されるモータ駆動装置１０の構成を説明するための図である。 図１のＩＧＢＴＱ１に用いられる故障検出装置１Ａの構成をを説明するための説明図である。 図２のゲート制御用コンピュータ２０における故障検出処理を示すフローチャートである。 図２の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。 本発明の実施の形態２の故障検出装置１Ｂの構成を示す回路図である。 図５の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。 本発明の実施の形態３の故障検出装置１Ｃの構成を示す回路図である。 図７の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。 本発明の実施の形態４の故障検出装置１Ｄの構成を示すブロック図である。 ＩＧＢＴの電流電圧特性の温度依存性を示すグラフである。 図９のサンプル・ホールド回路２６の構成の一例を示すブロック図である。 図９の各部の電圧・電流波形の一例を模式的に示すタイミング図である。

符号の説明

Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ、１Ａ〜１Ｄ 故障検出装置、２Ａ〜２Ｃ 故障判定部、２Ｄ 劣化判定部、１１ インバータ回路、２０ ゲート制御用コンピュータ、２６ サンプル・ホールド回路、ＣＡ１〜ＣＡ４ コンパレータ、Ｄ１〜Ｄ６ フライホイールダイオード、Ｄ７ ダイオード、ＩＸ 基準電流、ＬＡ１，ＬＡ２ 論理回路、ＰＣ フォトカプラ、Ｒ４〜Ｒ９ 抵抗素子、Ｖ１〜Ｖ６ 直流電源。

Claims (9)

1. 制御信号に応じて第１の主電極から第２の主電極に流れる主電流が変化するスイッチング素子を含む電力回路における、電力用素子の故障検出装置であって、
   カソードが前記第１の主電極に接続される第１の整流素子と、
   一端が前記第１の整流素子のアノードに接続され、他端に前記第２の主電極に対して正の電圧が印加される第１の抵抗素子と、
   前記スイッチング素子の故障を検出するための故障判定条件が成立するか否かを判定する故障判定部とを備え、
   前記故障判定条件は、前記第１の整流素子のアノードおよび前記第２の主電極間の監視電圧が予め定める第１の基準電圧よりも低いという条件を含み、
   前記第１の基準電圧は、オン状態の前記スイッチング素子の第１、第２の主電極間の電圧と、前記第１の整流素子の順方向電圧との和より低く、かつ、前記第１の整流素子の順方向電圧より高い電圧に設定される、電力用素子の故障検出装置。
2. 前記故障判定条件は、前記スイッチング素子をオン状態にする前記制御信号が前記スイッチング素子に与えられているという条件をさらに含む、請求項１に記載の電力用素子の故障検出装置。
3. 前記故障判定部は、
   前記監視電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、
   前記制御信号を前記スイッチング素子に出力する制御用コンピュータとを含み、
   前記制御用コンピュータは、フォトカプラを介して前記第１のコンパレータの出力を受け、前記第１のコンパレータの出力および前記制御信号に基づいて、前記故障判定条件が成立するか否かを判定する、請求項２に記載の電力用素子の故障検出装置。
4. 前記電力回路は、前記スイッチング素子と並列に接続され、前記第２の主電極から前記第１の主電極へ向かう方向が順方向である第２の整流素子をさらに含み、
   前記故障判定条件は、前記監視電圧が予め定める第２の基準電圧よりも高いという条件をさらに含み、
   前記第２の基準電圧は、前記第１の整流素子の順方向電圧から前記第２の整流素子の順方向電圧を減じた値より高く、かつ、前記第１の整流素子の順方向電圧よりも低い電圧に設定される、請求項１に記載の電力用素子の故障検出装置。
5. 前記故障判定部は、
   前記監視電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、
   前記監視電圧と前記第２の基準電圧とを比較する第２のコンパレータとを含む、請求項４に記載の電力用素子の故障検出装置。
6. 前記故障判定条件は、前記スイッチング素子をオン状態にする前記制御信号が前記スイッチング素子に与えられているという条件をさらに含む、請求項４に記載の電力用素子の故障検出装置。
7. 前記故障判定部は、
   前記監視電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、
   前記監視電圧と前記第２の基準電圧とを比較する第２のコンパレータと、
   前記第１、第２のコンパレータの出力、および前記制御信号に基づいて、前記故障判定条件が成立するか否かを判定する論理回路とを含む、請求項６に記載の電力用素子の故障検出装置。
8. 制御信号に応じて第１の主電極から第２の主電極に流れる主電流が変化するスイッチング素子を含む電力回路における、電力用素子の故障検出装置であって、
   カソードが前記第１の主電極に接続される第１の整流素子と、
   一端が前記第１の整流素子のアノードに接続され、他端に前記第２の主電極に対して正の電圧が印加される第１の抵抗素子と、
   前記スイッチング素子の劣化を判定するための劣化判定部とを備え、
   前記劣化判定部は、前記主電流の大きさが予め定める基準電流に一致するときに、前記第１の整流素子のアノードと前記第２の主電極との間の監視電圧を検出し、検出した前記監視電圧が予め定める第３の基準電圧を超えるか否かを判定し、
   前記基準電流は、前記主電流の大きさが第１の領域と第２の領域との境界である大きさに設定され、
   前記第１の領域は、前記スイッチング素子の前記第１、第２の主電極間の電圧が負の温度依存性を有する領域であり、
   前記第２の領域は、前記スイッチング素子の前記第１、第２の主電極間の電圧が正の温度依存性を有する領域である、電力用素子の故障検出装置。
9. 前記スイッチング素子は、前記主電流の検出用のセンス電極を含み、
   前記劣化判定部は、
   前記センス電極と前記第２の主電極との間に接続され、前記主電流を計測するための第２の抵抗素子と、
   前記第２の抵抗素子の両端に生じる電圧と前記基準電流に対応する電圧とを比較する第３のコンパレータと、
   前記主電流が前記基準電流に一致するときに、前記監視電圧を保持するサンプル・ホールド回路と、
   前記サンプル・ホールド回路によって保持された前記監視電圧と前記第３の基準電圧とを比較する第４のコンパレータとを含む、請求項８に記載の電力用素子の故障検出装置。

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