CN101471561B

CN101471561B - 包含开关元件的电力电路的故障检测装置

Info

Publication number: CN101471561B
Application number: CN2008101463289A
Authority: CN
Inventors: 王丸武志
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-12-25
Filing date: 2008-08-25
Publication date: 2012-07-04
Anticipated expiration: 2028-08-25
Also published as: CN101471561A; JP2009159671A; JP4538047B2; CN102222882A; US20090160476A1; DE102008038345A1; CN102222882B; DE102008038345B4; US8027132B2

Abstract

本发明涉及包含开关元件的电力电路的故障检测装置。故障检测装置(1B)通过二极管(D7)检测IGBT(Q1)的主电极间电压。继而，当二极管(D7)的阳极电压低于预先设定的基准电压(V3)时，故障检测装置(1B)就判定为IGBT(Q1)发生了短路故障。最好是，如果与二极管(D7)的阳极电压高于预先设定的基准电压(V3)这一条件相结合进行判定，就能够排除续流二极管(D1)处于导通状态的正常动作的情形。

Description

包含开关元件的电力电路的故障检测装置

技术领域

本发明涉及用于检测逆变电路等之中所使用的电力用半导体元件的故障的装置。

背景技术

作为对电力用半导体元件的过电流进行检测从而对于半导体元件的破坏做到防患于未然的技术，公知有特开平04-185228号公报和特开2001-197724号公报等记载的技术。

特开平04-185228号公报中记载的短路保护装置是由与构成逆变器的开关元件并联的短路检测用的低压电源、可变电阻器、仅在开关元件导通时由低压电源向开关元件提供正向偏压的二极管串联连接而构成的。大电流流过开关元件的结果是，从可变电阻器的电压输出端子提取的电压值会超过阈值。这时，开关元件被强制性置为截止状态，对于开关元件的破损做到防患于未然。

在特开2001-197724号公报中记载的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)的栅极驱动电路中，IGBT的集电极和发射极间电压经由电阻器和二极管被检测出。当该检测值超过了过电流判定电路中内置的基准电源的电压时，就判定为IGBT处于过电流状态，软截止电路产生动作，IGBT平稳地截止。

另一方面，当构成功率模块的IGBT或MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor:金属氧化物半导体场效应晶体管)等电力用开关元件因某种原因发生了故障时，开关元件的主电极之间发生短路的可能性大。这时，如果连接在功率模块上的负载是同步电机等感应负载，则主电极之间的短路电流在负载上产生的反电动势有可能会导致功率模块过载。

因此，为了保护使用了功率模块的系统整体，必须持续地监视电力用开关元件的耐压，当开关元件被击穿时，则往往会切断从功率模块到负载的输出电流。

发明内容

本发明的目的是提供一种通过简单的结构就能够检测出功率模块中所使用的电力用开关元件的故障的故障检测装置。

概括地说，本发明涉及一种包含从第1主电极流向第2主电极的主电流随着控制信号而变化的开关元件的电力电路中的故障检测装置，其具备第1整流元件、第1电阻元件和故障判定部。第1整流元件的阴极连接到第1主电极。第1电阻元件的一端连接到第1整流元件的阳极，另一端上施加有相对于第2主电极为正的电压。故障判定部判断用于检测开关元件的故障的故障判定条件是否成立。这里，故障判定条件包含第1整流元件的阳极和第2主电极之间的监视电压低于预先设定的第1基准电压的条件。此外，第1基准电压设定为低于导通状态的开关元件的第1、第2主电极间电压与第1整流元件的正向电压(forward voltage)之和、并高于第1整流元件的正向电压。

因此，本发明的主要优点是，其通过第1整流元件监视电力用开关元件的第1、第2主电极间电压，利用这样的简单结构就能够检测出开关元件的故障。

根据对本发明所作的下述详细说明可以明确了解本发明的上述以及其他目的、特征、方面和优点，下述说明应参照附图加以理解。

附图说明

(注：请将以下的“实施方式”理解为“实施例：EMBODIMENT”)

图1是用于说明应用了本发明第1实施方式的故障检测装置的电机驱动装置10的结构的图。

图2是用于说明图1的IGBTQ1中使用的故障检测装置1A的结构的说明图。

图3是表示图2的栅极控制用计算机20中的故障检测处理的流程图。

图4是示意性地表示图2的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。

图5是表示本发明第2实施方式中的故障检测装置1B的结构的电路图。

图6是示意性地表示图5的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。

图7是表示本发明第3实施方式的故障检测装置1C的结构的电路图。

图8是示意性地表示图7的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。

图9是表示本发明第4实施方式的故障检测装置1D的结构的框图。

图10是表示IGBT的电流电压特性的温度依赖性的图表。

图11是表示图9的采样保持电路26的结构的一个实例的框图。

图12是示意性地表示图9的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。

具体实施方式

下面参照附图详细说明本发明的实施方式。其中，对于相同或相当的部分赋予同一引用符号，对其说明不做重复。

另外，以下的各实施方式中采用IGBT作为电力用开关元件的例子，但本发明也可以应用于MOSFET或双极性晶体管等其他的开关元件。

[第1实施方式]

在第1实施方式中说明用于检测IGBT发生了短路故障的故障检测装置1A。

参照图1，电机驱动装置10从输出节点U、V、W向电机18供给三相交流电力。电机18是三相交流电动机，使用各相的线圈电阻R1、R2、R3和线圈电感L1、L2、L3进行等效表示。

电机驱动装置10包含直流电源V1、与直流电源V1并联连接的平滑用电容器C1、逆变电路11和断路器12、14、16。也可以使用交流电源和整流电路来取代直流电源V1。

逆变电路11是三相桥式电路，包含按照各相串联连接在高压节点P与低压节点N(接地点GND)之间的2个N沟道IGBT(与U相对应的是IGBTQ1、Q2，与V相对应的是IGBTQ3、Q4，与W相对应的是IGBTQ5、Q6)。逆变电路11通过切换IGBTQ1～Q6的导通/截止，将直流电源V1的输出变换为交流电力。通过变换得到的交流电力从各相的输出用节点N1、N2、N3输出。从直流到交流的变换方式使用例如脉冲幅度调制(PWM：Pulse Width Modulation)。

逆变电路11进一步包含与IGBTQ1～Q6并联连接的续流二极管D1～D6、用于在IGBTQ1～Q6的栅极-发射极之间施加栅极电压的栅极驱动电路GD1～GD6。

续流二极管D1～D6是为了当对应的IGBTQ1～Q6处于截止状态时对电机18产生的感应电动势进行回流而设置的。续流二极管D1～D6的阴极分别连接到IGBTQ1～Q6的第1主电极即集电极C，续流二极管D1～D6的阳极分别连接到IGBTQ1～Q6的第2主电极即发射极E。

栅极驱动电路GD1～GD6相应于输入到输入节点S1～S6中的控制信号，向IGBTQ1～Q6的栅极-发射极之间输出高电平/低电平的栅极电压。控制信号由省略了图示的控制用计算机(图2的引用符号20)供给。

断路器12、14、16接收从后文叙述的故障检测装置的输出，在IGBTQ1～Q6发生短路故障时，将从逆变电路11供给到电机18的各相的电流切断。

接着，参照图2～图4说明用于检测上述逆变电路11中使用的IGBTQ1～Q6的短路故障的故障检测装置。对应于IGBTQ1～Q6分别设置了相同结构的故障检测装置，因此，下面以设置在IGBTQ1中的故障检测装置1A为代表进行说明。

图2是用于说明图1的IGBTQ1中使用的故障检测装置1A的结构的电路图。在图2的电路图中，成为电位基准的公共电位VN1是IGBTQ1的发射极E(节点N1)的电位。

参照图2，故障检测装置1A包含上述的控制用计算机20、设置在栅极驱动电路GD1中的故障检测电路3。故障检测电路3包含高耐压的二极管D7、电阻元件R4、R5、直流电源V2、V3和带集电极开路输出的比较器CA1。此外，栅极驱动电路GD1之中除了故障检测电路3之外，还包含对来自栅极控制用计算机20的控制信号进行放大后输出到IGBTQ1的栅极G的驱动器电路UA。这里，如图2所示，比较器CA1在电源电压VCC1(例如5伏)下工作，驱动器电路UA在电源电压VCC2(例如15伏)下工作。

在图2的故障检测电路3中，二极管D7的阴极连接到IGBTQ1的集电极C。二极管D7的阳极连接到电阻元件R4的一端和比较器CA1的反相输入端子。

直流电源V2连接到电阻元件R4的另一端与节点N1之间。另外，直流电源V3连接到比较器CA1的非反相输入端子与节点N1之间。直流电源V3提供用于与二极管D7的阳极电位进行比较的基准电位。

这里，直流电源V2的电压设定为比施加在逆变电路11的节点P、N之间的数百伏的电压充分小的电压，例如5伏。另外，直流电源V3的电压设定为比处于导通状态的IGBTQ1的集电极-发射极间电压(以下也称之为“导通电压”)与二极管D7的正向电压之和低、并且比二极管D7的正向电压高的电压。例如，假设IGBTQ1的导通电压为0.6伏、二极管D7的正向电压为0.6伏，则直流电源V3的电压设定为0.6到1.2伏之间的值，例如0.8伏。此外，考虑到输入电压在0伏附近，连接到比较器CA1负端的电源节点VEE的电位被设定为比作为基准的节点N1的电位VN1更低的电位。

比较器CA1的输出端子经由电阻元件R5连接到电源节点VCC1。当非反相输入端子的输入电压大于反相输出端子的输入电压时，比较器CA1的输出变为开路。此时，比较器CA1的输出端子的电位成为通过电阻元件R5上拉(pull-up)的高电平的电位。

栅极控制用计算机20经由光耦合器PC接收比较器CA1的输出信号。光耦合器PC是为了使故障检测电路3与栅极控制用计算机20之间电气式绝缘而设置的。在光耦合器PC中，当输入信号为高电平时，光电晶体管PT接收到光电二极管PD发出的光而导通。

栅极控制用计算机20基于提供给IGBTQ1的栅极G的控制信号和比较器CA1的输出，输出用于切断断路器12的信号。栅极控制用计算机20和断路器12通过光耦合器PC相连接。

接着，说明故障检测装置1A的动作。从功能上来看，故障检测装置1A之中的比较器CA1、直流电源V3、电阻元件R5和栅极控制用计算机20构成了用于判定IGBTQ1的故障的故障判定部2A。故障判定部2A监视相对于节点N1的二极管D7的阳极的电位。此外，故障判定部2A基于其监视的二极管D7的阳极电位判定IGBTQ1的短路故障。

将故障判定部2A的具体动作模式划分为以下的(i)～(iv)这4个动作模式进行说明。

(i)在图2的节点P、N之间施加了高电压(例如数百伏)的状态下IGBTQ1处于正常的导通状态的情形。

在这种情况下，连接到二极管D7的阳极的比较器CA1的反相输入端子上输入IGBTQ1的导通电压与二极管D7的正向电压之和(例如1.2伏)。其结果是，比较器CA1的反相输入端子的输入电压会大于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为低电平(公共电位VN1)。亦即，故障判定部2A判断为未发生短路故障。

(ii)无论节点P、N之间是否施加电压，IGBTQ1或续流二极管D1均发生了短路故障的情形。

在这种情况下，IGBTQ1的集电极C的电位大致接近0伏，因此，比较器CA1的反相输入端子上输入了二极管D7的正向电压(例如0.6伏)。其结果是，比较器CA1的反相输入端子的输入电压会小于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为高电平(通过电阻元件R5上拉而成的电位)。亦即，故障判定部2A判断为发生了短路故障。

(iii)节点P、N之间施加了高电压(例如数百伏)的状态下IGBTQ1处于正常的截止状态、续流二极管D1处于截止状态的情形。

在这种情况下，利用高耐压的二极管D7阻断了节点P、N之间的高电压，因此，比较器CA1的反相输入端子上输入了直流电源V2的电压(例如5伏)。其结果是，反相输入端子的输入电压会大于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为低电平(公共电位VN1)。亦即，故障判定部2A判断为没有发生短路故障。

(iv)节点P、N之间施加了高电压(例如数百伏)的状态下IGBTQ1处于正常的截止状态、续流二极管D1处于导通状态的情形。

在这种情况下，IGBTQ1的集电极C的电位成为大小与续流二极管D1的正向电压相当、相对于公共电位VN1为负的电位。其结果是，比较器CA1的反相输入端子的输入电压成为从二极管D7的正向电压之中减去续流二极管D1的正向电压后的值(不足0伏)。因此，反相输入端子的输入电压小于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为高电平。亦即，仅根据故障检测电路3的检测结果来看，与上述动作模式(ii)同样地判断为发生了短路故障。

因此，在第1实施方式的故障检测装置1A中，为了在上述动作模式(iv)的情况下不至于判断为短路故障，需要考虑由栅极控制用计算机20供给到IGBTQ1的控制信号的逻辑电平，进行故障判定。

参照图3，在步骤S1中，计算机20在比较器CA1的输出达到高电平之前一直处于等待状态。当比较器CA1的输出变为高电平时(步骤S1中的YES)，进入步骤S2。

在步骤S2中，计算机20判断供给到IGBTQ1的栅极G的控制信号是否是高电平。上述动作模式(iv)是在控制信号为低电平、IGBTQ1处于截止状态时产生的，因此，将控制信号为低电平的情形(步骤S2中的“否”)排除掉。

当步骤S1和S2都是YES时，进入步骤S3。在步骤S3中，计算机20判断为IGBTQ1发生了短路故障。继而，计算机20输出使断路器12断路的信号，故障检测处理结束。

综合以上内容，第1实施方式的故障判定部2A为了检测IGBTQ1的故障，需要判断以下的故障判定条件是否成立。此时的故障判定条件是，二极管D7的阳极和IGBTQ1的发射极E之间的监视电压低于电源电压V3、并且向IGBTQ1提供了将IGBTQ1置为导通状态的控制信号。

下面参照具体的电压-电流波形说明故障检测装置1A的动作。

图4是示意性地表示图2的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。图4中的纵轴按照从上到下的顺序表示IGBTQ1的栅极电压、IGBTQ1的集电极电压、二极管D7的阳极电压、比较器CA1的输出电压、IGBTQ1的集电极电流(主电流)、续流二极管D1的电流。图4的横轴表示经过时间。

参照图4，在时刻t0～t1、t2～t3、t4～t5、t6～t7、t8～t11的区间(以下称之为截止区间)内，IGBTQ1的栅极电压为0伏，IGBTQ1处于截止状态。在图4的情况下，续流二极管D1始终处于截止状态，因此，当IGBTQ1正常时，截止区间的集电极电压成为600伏的高电压。该高电压被二极管D7阻断，因此，二极管D7的阳极电压等于直流电源V2的电压即5V。

另一方面，在时刻t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8、t11～t12的区间(以下称之为导通区间)内，IGBTQ1的栅极电压为15伏，IGBTQ1处于导通状态。在图4的导通区间内，当IGBTQ1正常时，集电极电压等于IGBTQ1的导通电压。因此，二极管D7的阳极电压成为IGBTQ1的导通电压与二极管D7的正向电压之和为1.2～2伏。另外，在图4的导通区间内，通过PWM控制使IGBTQ1的集电极电流逐渐上升。集电极电流的大小约为10～300安培。

在截止区间的时刻t8～t11之间的时刻t9，IGBTQ1发生了短路故障。其结果是，IGBTQ1的集电极电压逐渐下降到0伏，二极管D7的阳极电压逐渐下降到正向电压(0.6伏)。同时，产生了集电极电流(短路电流)。短路电流最大达到数千安培。

在时刻t10，当二极管D7的阳极电压变得低于基准电压即电源电压V3(0.8伏)时，比较器CA1的输出电压从低电平(0伏)切换为高电平(5伏)。

在时刻t11，栅极控制用计算机20输出使IGBTQ1从截止状态切换为导通状态的控制信号。在这一时刻，栅极控制用计算机20检测到比较器CA1的输出电压为高电平，输出使断路器12断路的信号。最终，IGBTQ1的集电极电流被切断，成为0安培。

如上所述，利用第1实施方式的故障检测装置1A，通过二极管D7监视IGBTQ1的集电极-发射极间电压。此时，当IGBTQ1处于截止状态时，施加在集电极-发射极之间的高电压被高耐压的二极管D7阻断。因此，通过使用比较器CA1这样的简单的方法，就可以监视IGBTQ1的集电极-发射极间电压。

另外，故障检测装置1A将二极管D7的阳极电压低于基准电压V3这一条件和栅极G的控制信号的逻辑电平为高电平这一条件组合起来，判定IGBTQ1的故障。因此，由于续流二极管D1处于导通状态，可以与IGBTQ1的集电极-发射极间电压处于低电压的正常情形区别开，实现IGBTQ1的短路判定。

[第2实施方式]

图5是表示本发明第2实施方式中的故障检测装置1B的结构的电路图。图5的故障检测装置1B是将第1实施方式的故障检测装置1A变形而成的，其用于检测IGBTQ1的短路故障。在图5的电路图中，成为电位基准的公共电位VN1是IGBTQ1的发射极E(节点N1)的电位。此外，对应于IGBTQ1～Q6分别设置了相同结构的栅极驱动电路和故障检测装置，因此，下面以设置在IGBTQ1中的栅极驱动电路GD1B及故障检测装置1B为代表进行说明。

参照图5，栅极驱动电路GD1B包含故障检测装置1B和驱动器电路UA。这里，故障检测装置1B包含高耐压的二极管D7、电阻元件R4、直流电源V2和故障判定部2B。此外，故障判定部2B包含带集电极开路输出的比较器CA1、CA2和直流电源V3、V4及电阻元件R5。另外，驱动器电路UA与第1实施方式中的相同，在电源电压VCC2(例如15伏)下工作。

在图5的故障检测电路1B中，二极管D7的阴极连接到IGBTQ1的集电极C。二极管D7的阳极连接到电阻元件R4的一端和比较器CA1的反相输入端子及比较器CA2的非反相输入端子。

直流电源V2连接到电阻元件R4的另一端与节点N1之间。另外，直流电源V3连接到比较器CA1的非反相输入端子与节点N1之间。直流电源V4连接到比较器CA2的反相输入端子与节点N1之间。直流电源V3、V4提供用于与二极管D7的阳极电位进行比较的基准电位。

这里，直流电源V2的电压设定为比施加在逆变电路11的节点P、N之间的数百伏的电压充分小的电压，例如5伏。另外，直流电源V3的电压设定为低于IGBTQ1的导通电压与与二极管D7的正向电压之和、并且高于二极管D7的正向电压的电压。例如，假设IGBTQ1的导通电压为0.6伏、二极管D7的正向电压为0.6伏，则直流电源V3的电压设定为0.6到1.2伏之间的值，例如0.8伏。另外，直流电源V4的电压设定为高于从二极管D7的正向电压之中减去续流二极管D1的正向电压之后的值、并低于二极管D7的正向电压的值。例如，不使用直流电源V4而将比较器CA2的反相输入端子连接到节点N1上，由此将反相输入端子的电压设定为0伏。此外，考虑到输入电压在0伏附近，连接到比较器CA1、CA2上的负端的电源节点VEE的电位设定为比作为基准的节点N1的电位VN1更低的电位。另外，供给到比较器CA1、CA2上的正端的电源电压VCC1例如为5V。

比较器CA1和CA2的输出端子经由电阻元件R5连接到电源节点VCC1。比较器CA1和CA2构成了窗口比较器。因此，当二极管D7的阳极电压大于直流电源V4的电压、并且小于直流电源V3的电压时，比较器CA1和CA2的输出端子的电压经由电阻元件R5上拉到高电平的电压。

比较器CA1和CA2的输出端子进一步经由光耦合器PC连接到断路器12。比较器CA1和CA2的输出端子的电位达到高电平后，断路器12被切断。

接着说明故障检测装置1B的动作。故障检测装置1B与图2的故障检测装置1A的不同点在于，其进一步包含比较器CA2和直流电源V4。由此，即使不使用栅极控制用计算机20，在续流二极管D1处于导通状态的情况下也能够判定IGBTQ1的故障。

将故障判定部2B的具体动作模式划分为以下的(i)～(iv)这4个动作模式进行说明。

(i)在图5的节点P、N之间施加了高电压(例如数百伏)的状态下IGBTQ1处于正常的导通状态的情形。

在这种情况下，二极管D7的阳极电压为IGBTQ1的导通电压与二极管D7的正向电压之和(例如1.2伏)。比较器CA1的反相输入端子的电压大于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为低电平(公共电位VN1)。另一方面，比较器CA2的非反相输入端子的电压大于电源电压V4的电压(例如0伏)，因此，比较器CA2的输出变为开路。因此，布线(wired)AND形成的比较器CA1和CA2的输出电压成为低电平。亦即，故障判定部2A判断为没有发生短路故障。

(ii)无论节点P、N之间有无施加电压，IGBTQ1或续流二极管D1均发生了短路故障的情形。

在这种情况下，IGBTQ1的集电极C的电位接近0伏，因此，二极管D7的阳极电压等于二极管D7的正向电压(例如0.6伏)。比较器CA1的反相输入端子的电压小于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为开路。另外，比较器CA2的非反相输入端子的电压大于直流电源V4的电压(例如0伏)，因此，比较器CA2的输出也变为开路。其结果是，布线AND形成的比较器CA1和CA2的输出端子的电压成为高电平(通过电阻元件R5上拉而成的电压)。亦即，故障判定部2A判断为发生了短路故障。

(iii)节点P、N之间施加了高电压(例如数百伏)的状态下IGBTQ1正常并处于截止状态、续流二极管D1处于截止状态的情形。

在这种情况下，利用高耐压的二极管D7阻断了节点P、N之间的高电压，因此，二极管D7的阳极电压等于直流电源V2的电压(例如5伏)。比较器CA1的反相输入端子的电压大于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为低电平(公共电位VN1)。另一方面，比较器CA2的非反相输入端子的电压大于电源电压V4的电压(例如0伏)，因此，比较器CA2的输出变为开路。其结果是，布线AND形成的比较器CA1和CA2的输出电压成为低电平。亦即，故障判定部2A判断为未发生短路故障。

在这种情况下，IGBTQ1的集电极C的电位成为大小与续流二极管D1的正向电压相当、相对于公共电位VN1为负的电位。其结果是，二极管D7的阳极电压成为从二极管D7的正向电压之中减去续流二极管D1的正向电压后的值(不足0伏)。因此，比较器CA1的反相输入端子的输入电压小于直流电源V3的电压(例如0.8伏)，因此，比较器CA1的输出成为开路。另一方面，比较器CA2的非反相输入端子的电压小于电源电压V4的电压(例如0伏)，因而变为低电平(公共电位VN1)。其结果是，布线AND形成的比较器CA1和CA2的输出电压成为低电平。亦即，故障判定部2A判断为未发生短路故障。

综上所述，第2实施方式的故障判定部2B判定二极管D7的阳极和IGBTQ1的发射极E之间的监视电压是否处于低于直流电源V3的电压(以后也称之为基准电压V3)、高于直流电源V4的电压(以后也称之为基准电压V4)的状态。其结果是，能够检测出IGBTQ1和续流二极管D1中的至少一方所产生的短路故障。

图6是示意性地表示图5的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。图6中的纵轴按照从上到下的顺序表示IGBTQ1的栅极电压、IGBTQ1的集电极电压、二极管D7的阳极电压、比较器CA1的输出电压、比较器CA2的输出电压、IGBTQ1的集电极电流、续流二极管D1的电流。不过，比较器CA1、CA2的输出实际上是通过布线AND取逻辑与而输出，但在图6中为便于说明而分开表示。图6的横轴表示经过时间。

参照图6，在时刻t0～t1、t2～t3、t4～t5、t6～t7、t8～t11的区间(截止区间)内，IGBTQ1的栅极电压为0伏，IGBTQ1处于截止状态。另一方面，在时刻t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8、t11～t12的区间(导通区间)内，IGBTQ1的栅极电压为15伏，IGBTQ1处于导通状态。

在图6所示的情况下，导通区间的时刻t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8中，利用PWM控制使IGBTQ1的集电极电流逐渐上升。IGBTQ1的集电极电流约为10～300安培。此时，IGBTQ1的集电极电压等于导通电压，因此，二极管D7的阳极电压成为约1.2～2伏的值。

在图6的截止区间的时刻t0～t1内，续流二极管D1处于截止状态。此时，施加在IGBTQ1的集电极-发射极之间的600伏的高电压被二极管D7阻断，因此，二极管D7的阳极电压等于直流电源V2的电压值，即5伏。

另一方面，在截止区间的时刻t2～t3、t4～t5、t6～t7、t8～t11，负载所产生的感应电动势导致续流二极管D1中产生电流。此时，IGBTQ1的集电极C的电位变为比发射极E的电位低相当于续流二极管D1的正向电压大小的电位。其结果是，二极管D7的阳极电压约为-2～0伏。

如上，在时刻t0～t8的区间内，二极管D7的阳极电压不会成为基准电压V4(0伏)与基准电压V3(0.6伏)之间的值。

在截止区间的时刻t8～t11之间的时刻t9，续流二极管D1发生短路故障。其结果是，续流二极管D1中产生短路电流。IGBTQ1的集电极电压在时刻t8～t9内是负电压，但由于续流二极管D1的短路故障而变为0伏。其结果是，二极管D7的阳极电压从-2～0伏最后变为二极管D7的正向电压即0.6伏。

在时刻t10，二极管D7的阳极电压变得大于基准电压V4(0伏)，比较器CA2的输出从低电平(0伏)切换为高电平(5伏)。其结果是，比较器CA1、CA2双方的输出都变为高电平，短路故障被检测出。

如上所述，利用第2实施方式的故障检测装置1B，与第1实施方式同样地通过二极管D7监视IGBTQ1的集电极-发射极间电压。其结果是，通过使用了比较器CA1、CA2的简单的结构，就能够判定IGBTQ1的短路故障。

另外，故障检测装置1B判定IGBTQ1的故障的判定条件是：二极管D7的阳极电压大于基准电压V4、小于基准电压V3。因此，能够与续流二极管D1处于导通状态的正常情形区别开，进行IGBTQ1的故障判定。另外，由于是使用了比较器CA1、CA2进行的故障判定，与使用控制用计算机20的第1实施方式的情形相比，其能够迅速地进行故障判定。

[第3实施方式]

图7是表示本发明第3实施方式的故障检测装置1C的结构的电路图。图7的故障检测装置1C是将第2实施方式的故障检测装置1B变形而成的，其用于检测IGBTQ1的短路故障。此外，对应于IGBTQ1～Q6分别设置了相同结构的栅极驱动电路和故障检测装置，因此，下面以设置在IGBTQ1中的栅极驱动电路GD1C及故障检测装置1C为代表进行说明。

参照图7，栅极驱动电路GD1C包含故障检测装置1C和驱动器电路UA。这里，图7的故障检测装置1C与图5的故障检测装置1B的不同点在于，其进一步包含逻辑电路LA1。在其他方面，图7的故障检测装置1C与图5的故障检测装置1B相同，因此，对于相同点的说明不再重复。另外，驱动器电路UA与第1、第2实施方式中的相同，在电源电压VCC2(例如15伏)下工作。

参照图7，逻辑电路LA1是输出2个输入信号的逻辑与的AND电路。逻辑电路LA1的一个输入端子与比较器CA1、CA2的输出端子相连接。另外，逻辑电路LA1的另一个输入端子与IGBTQ1的控制信号的输入节点S1相连接。逻辑电路LA1的输出端子连接到光耦合器PC。因此，当比较器CA1、CA2的输出信号为高电平、并且IGBTQ1的控制信号为高电平时，逻辑电路LA1输出高电平的输出信号。此时，故障判定部2C就会判定IGBTQ1发生了短路故障。继而，故障判定部2C将经由光耦合器PC连接的断路器12切断。此外，逻辑电路LA1在电源电压VCC1(例如5伏)下工作。

IGBTQ1的导通电压随着集电极电流的变化而变动，另外，也随着温度不同而变动。因此，难以设定用于判定短路故障的阈值，即直流电源V3的电压值。因此，在图7的故障检测装置1C中，通过求取比较器CA1、CA2的输出与IGBTQ1的控制信号的逻辑与，就可以以更高的精度检测IGBTQ1的短路故障。

图8是示意性地表示图7的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。图8中的纵轴按照从上到下的顺序表示IGBTQ1的栅极电压、IGBTQ1的集电极电压、二极管D7的阳极电压、比较器CA1的输出电压、比较器CA2的输出电压、逻辑电路LA1的输出电压、IGBTQ1的集电极电流、续流二极管D1的电流。不过，比较器CA1、CA2的输出实际上是通过布线AND取逻辑与而输出的，但在图8中为便于说明而分开表示。图8的横轴表示经过时间。

参照图8，在时刻t0～t1、t2～t3、t4～t5、t6～t7、t8～t11的区间(截止区间)内，IGBTQ1的栅极电压为0伏，IGBTQ1处于截止状态。在图8的情况下，续流二极管D1始终处于截止状态，因此，当IGBTQ1正常时，截止区间的集电极电压成为600伏的高电压。该高电压被二极管D7阻断，因此，二极管D7的阳极电压等于直流电源V2的电压5伏。

另一方面，在时刻t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8、t11～t12的区间(导通区间)内，IGBTQ1的栅极电压为15伏，IGBTQ1处于导通状态。在图8的导通区间内，当IGBTQ1正常时，集电极电压等于IGBTQ1的导通电压。因此，二极管D7的阳极电压成为IGBTQ1的导通电压与二极管D7的正向电压之和，约为1.2～2伏。另外，在图8的导通区间内，通过PWM控制使IGBTQ1的集电极电流逐渐上升。集电极电流的大小约为10～300安培。

由以上可知，在时刻t0～t8的区间内，二极管D7的阳极电压不会成为基准电压V4(0伏)与基准电压V3(0.6伏)之间的值。因此，在时刻t0～t8内，比较器CA1的输出变为低电平(0伏)，而比较器CA2的输出则变为高电平(5伏)。

在时刻t10，当二极管D7的阳极电压变得小于基准电压即电源电压V3(0.8伏)时，比较器CA1的输出电压从低电平(0伏)切换为高电平(5伏)。其结果是，比较器CA1的输出与比较器CA2的输出的逻辑与变为高电平。

在时刻t11，栅极控制用计算机20输出用于将IGBTQ1从截止状态切换为导通状态的高电平的控制信号，IGBTQ1的栅极电压变为15伏。其结果是，逻辑电路LA1在时刻t11切换为高电平。断路器12接收到逻辑电路LA1的高电平输出之后切断流向负载的电流，因此，最终使IGBTQ1的集电极电流变为0安培。

如上所述，利用第3实施方式的故障检测装置1C，使用逻辑电路LA1求取比较器CA1、CA2的输出和IGBTQ1的控制信号的逻辑与，因此，除了第2实施方式的效果之外，能够实现精度更高的IGBTQ1的短路故障的检测。另外，与第1实施方式不同的是，其不使用栅极控制用计算机20，而是利用逻辑电路LA1进行逻辑运算，因此，与第1实施方式相比，能够实现更高速的故障检测。

[第4实施方式]

在第4实施方式中说明用于检测电力用开关元件的老化的故障检测装置。

一般说来，功率模块中使用的开关元件大多是焊锡连接的。焊锡接合部会随着功率模块的常年使用而老化，因此，相对于相同的通电电流，开关元件的导通电压会增加。进而，电连接开关元件的金属线也会随着常年使用而老化，因此，同样地也会导致相对于相同的通电电流的导通电压的增加。第4实施方式的故障检测装置1D通过检测相对于相同的通电电流的导通电压的增加，来判定电力用开关元件的老化。故障检测装置1D就可以单独使用，也可以与第1～3实施方式的故障检测装置1A、1B、1C结合起来使用。

图9是表示本发明第4实施方式的故障检测装置1D的结构的框图。在图9的框图中，成为电位基准的公共电位VN1是IGBTQ1的发射极E(节点N1)的电位。此外，对应于IGBTQ1～Q6分别设置了相同结构的栅极驱动电路和故障检测装置，因此，下面以设置在IGBTQ1中的栅极驱动电路GD1D及故障检测装置1D为代表进行说明。

参照图9，栅极驱动电路GD1D包含驱动器电路UA和故障检测装置1D中除了电阻元件R7之外的各构成元素。这里，驱动器电路UA与第1～3实施方式中的相同，在电源电压VCC2(例如15伏)下工作。

故障检测装置1D包含高耐压的二极管D7、电阻元件R4、直流电源V2和老化判定部2D。进而，老化判定部2D包含：带集电极开路输出的比较器CA3、CA4；逻辑电路LA2；直流电源V5、V6；单触发脉冲发生电路24；采样保持电路26；元件寿命警报器28；电阻元件R6、R7、R9。电阻元件R6、R9用作分别连接到比较器CA3、CA4的输出端子上的上拉电阻。电阻元件R6、R9的一端连接到电源节点VCC1(例如5伏)。此外，比较器CA3、CA4和逻辑电路LA2在电源电压VCC1下动作。

在图9中，二极管D7、电阻元件R4和直流电源V2的连接与第1～3实施方式相同。亦即，二极管D7的阴极连接到IGBTQ1的集电极C，二极管D7的阳极连接电阻元件R4的一端。在电阻元件的另一端上，利用直流电源V2对节点N1施加正电压。

为了测量集电极电流，在第4实施方式中所使用的IGBTQ1～Q6中使用带电流检测电极的IGBT(以下称为传感(Sense)IGBT)。传感IGBT具有相应于集电极电流(主电流)而产生检测电流的电流检测电极(传感电极)SE。传感电极SE和发射极E之间设置有检测电阻，在检测电阻两端产生的电压被检测出来。在图9中，IGBTQ1的传感电极SE与节点N1之间设置有电阻元件R7，IGBTQ2的传感电极SE与低压节点N之间设置有电阻元件R8。

如上所述，第4实施方式的故障检测装置1D对相同的通电电流下开关元件的导通电压的增加进行检测。由于开关元件的导通电压依赖于温度，所以为了实现正确的老化判定，需要考虑导通电压的温度依赖性。

图10是表示IGBT的电流电压特性的温度依赖性的图表。图10中的横轴表示集电极-发射极间电压，纵轴表示集电极电流。

参照图10，对应于不同温度的IGBT的电流-电压特性曲线中存在交叉点CP。此时，在电流小于交叉点CP上的电流值IX的区域内，导通电压随着温度的增加而减小。亦即，导通电压具有负的温度依赖性。另一方面，在电流大于电流值IX的区域内，导通电压随着温度的增加而增大。亦即，导通电压具有正的温度依赖性。当电流等于两区域的边界的电流值IX时，导通电压基本不存在温度依赖性。因此，将导通电压的温度依赖性为负的区域和导通电压的温度依赖性为正的区域的边界的电流值IX作为基准电流，测定基准电流IX所对应的导通电压VX随着时间的变化。由此就能够使电力用开关元件的老化判定中的温度影响达到最小化。

交叉点CP上的电流值IX因各个IGBT元件的不同而不同，但通常是集电极额定电流的0.8～1.2倍。另一方面，IGBT是在集电极电流最大为额定电流的1.5倍这样的条件下使用的。因此，当IGBT中流动的电流接近最大值时，集电极电流即达到基准电流IX，就可以利用故障检测装置1D进行寿命判定。另一方面，当集电极电流尚未达到基准电流IX时，无法利用故障检测装置1D进行寿命判定。但是，在这种情况下，IGBT的发热少，因此，可以认为IGBT发生短路故障的可能性也小。

再次参照图9，比较器CA4是为了检测集电极电流与上述的基准电流IX的一致而设置的。比较器CA4的非反相输入端子上连接传感IGBTQ1的传感电极SE，输入在电阻元件R7的两端所产生的电压。比较器CA4的反相输入端子上连接直流电源V6。直流电源V6的电压值基于基准电流IX的大小设定，当传感IGBTQ1的集电极电流超过基准电流IX时，使比较器CA4输出高电平信号。

逻辑电路LA2输出IGBTQ1的控制信号与比较器CA4的输出信号的逻辑与。单触发脉冲发生电路24以逻辑电路LA2的输出的上升沿作为触发器，向采样保持电路26输出单触发脉冲。

图11是表示图9的采样保持电路26的结构的一个实例的框图。

参照图11，采样保持电路26包含：运算放大器34、36；开关SW1、SW2；电压保持用电容器C2。运算放大器34、36的输出端子与反相输入端子直接连接，用作电压跟随器。采样保持电路26的输入端子30和输出端子32之间，运算放大器34、开关SW1和运算放大器36按照这一顺序串联连接。运算放大器36的非反相输入端子和节点N1之间并联连接电容器C2和开关SW2。

在单触发脉冲发生电路24输出高电平信号的期间内，开关SW1闭合，电容器C2被充电达到输入端子30的电压。电容器C2中充电形成的电压从输出端子32输出。当单触发脉冲发生电路24输出高电平信号的状态持续一定时间之后，经由延时电路38连接到单触发脉冲发生电路24上的开关SW2闭合。其结果是，充入电容器C2中的电压经由开关SW2放电。

再次参照图9，故障检测装置1D中的采样保持电路26在单触发脉冲发生电路24的输出为高电平时保持二极管D7的阳极电压。所保持的阳极电压输出到比较器CA3的非反相输入端子。

比较器CA3的反相输入端子上连接直流电源V5。比较器CA3在二极管D7的阳极电压超过了直流电源V5的电压值时输出高电平信号。其结果是，元件寿命警报器28发出IGBTQ1已经老化的通知。

这里，直流电源V5的电压值设定为与例如当IGBTQ1是新品时的基准电流IX相对应的导通电压的1.2倍左右。处于寿命末期的开关元件的导通电压比新品时的导通电压数值增大，因此，在相对于基准电流IX的导通电压超过了预先设定的基准电压V5的时刻，就判定为开关元件已经达到了使用年限。

图12是示意性地表示图9的各部分的电压-电流波形的一个实例的时序图。图12中的纵轴按照从上到下的顺序表示IGBTQ1的栅极电压、IGBTQ1的集电极电压、二极管D7的阳极电压、采样保持电路26的输出电压、比较器CA4的输出电压、逻辑电路LA2的输出电压、IGBTQ1的集电极电流、续流二极管D1的电流。图12的横轴表示经过时间。

参照图12，在时刻t0～t1、t2～t3、t4～t5、t6～t7、t8～t9的区间(截止区间)内，IGBTQ1的栅极电压为0伏，IGBTQ1处于截止状态。在图12的情况下，续流二极管D1始终处于截止状态，因此，当IGBTQ1正常时，截止区间的集电极电压成为600伏的高电压。该高电压被二极管D7阻断，因此，二极管D7的阳极电压等于直流电源V2的电压，即5伏。

另一方面，在时刻t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8、t9～t11的区间(导通区间)内，IGBTQ1的栅极电压为15伏，IGBTQ1处于导通状态。在导通区间内，二极管D7的阳极电压为IGBTQ1的导通电压与二极管D7的正向电压之和。

另外，在导通区间内，通过PWM控制使IGBTQ1的集电极电流逐渐上升。此外，在时刻t9～t11之间的时刻t10，集电极电流的大小达到基准电流IX。此时，比较器CA4的输出和逻辑电路LA2的输出成为高电平(例如5伏)。其结果是，采样保持电路26保持时刻t10时二极管D7的阳极电压。

这里，假定当IGBTQ1是新品时，相对于基准电流IX的二极管D7的阳极电压为VD1(例如1.2～2伏)，当IGBTQ1到了寿命末期时，二极管D7的阳极电压为比VD1大的VD2(例如2.8伏)。此时，如果直流电源V5设定为VD1与VD2之间的值(例如2.5伏)，则在时刻t10，比较器CA3的输出达到高电平，判定为IGBTQ1发生了老化。

如上所述，利用第4实施方式的故障检测装置1D，以交叉点CP处的电流值为基准检测出导通电压随着时间的变化，因此，能够在温度影响最小化的条件下判定电力用开关元件的老化。当判断发现功率模块中使用的开关元件已经达到了使用年限时，能够在功率模块因使用年限达到极限而损坏之前发出更换信号，能够防止功率模块的损坏于未然。

在上述第1～4实施方式中，针对逆变电路11的IGBTQ1的故障检测装置1A进行了说明，但对于IGBTQ2～Q6的故障判定装置来说，除了公共电位的设定方法之外，使用同样的结构能够获得同样的作用效果。这里，在IGBTQ3、IGBTQ5用的故障检测装置中，分别采用节点N2、N3的电位作为公共电位，以取代图2的公共电位VN1。另外，在IGBTQ2、IGBTQ4和IGBTQ6用的故障检测装置中，采用接地节点GND的电位作为公共电位，以取代图2的公共电位VN1。

以上对本发明进行了详细说明和展示，但这只是示例，并不构成限定，发明的范围根据附带的权利要求书进行解释，这是应该明确理解的。

Claims

1.一种包含开关元件(Q1)的电力电路(11)的故障检测装置(1A、1B、1C)，上述开关元件(Q1)使从第一主电极(C)流向第二主电极(E)的主电流根据控制信号进行变化，

该故障检测装置具备：

第一整流元件(D7)，阴极连接到上述第一主电极(C)；

第一电阻元件(R4)，一端连接到上述第一整流元件(D7)的阳极，另一端上施加有相对于上述第二主电极(E)为正的电压(V2)；以及

故障判定部(2A、2B、2C)，判断用于检测上述开关元件(Q1)的故障的故障判定条件是否成立，

上述故障判定条件包含：上述第一整流元件(D7)的阳极和上述第二主电极(E)之间的监视电压低于预先设定的第一基准电压(V3)的条件，

上述第一基准电压(V3)被设定为：低于导通状态的上述开关元件(Q1)的第一、第二主电极间电压与上述第一整流元件(D7)的正向电压之和，并且高于上述第一整流元件(D7)的正向电压的电压，

上述电力电路(11)还包含：与上述开关元件(Q1)并联连接，并且从上述第二主电极(E)朝向上述第一主电极(C)的方向为正向的第二整流元件(D1)，

上述故障判定条件还包含：上述监视电压高于预先设定的第二基准电压(V4)的条件，

上述第二基准电压(V4)被设定为：高于从上述第一整流元件(D7)的正向电压之中减去上述第二整流元件(D1)的正向电压之后的值，并且低于上述第一整流元件(D7)的正向电压的电压。

2.根据权利要求1所述的故障检测装置(1B)，其中上述故障判定部(2B)包含：

第一比较器(CA1)，对上述监视电压和上述第一基准电压(V3)进行比较；以及

第二比较器(CA2)，对上述监视电压和上述第二基准电压(V4)进行比较。

3.根据权利要求1所述的故障检测装置(1C)，其中上述故障判定条件还包含：

将把上述开关元件(Q1)变为导通状态的上述控制信号提供给上述开关元件(Q1)的条件。

4.根据权利要求3所述的故障检测装置(1C)，其中上述故障判定部(2C)包含：

第一比较器(CA1)，对上述监视电压和上述第一基准电压(V3)进行比较；

第二比较器(CA2)，对上述监视电压和上述第二基准电压(V4)进行比较；以及

逻辑电路(LA1)，基于上述第一、第二比较器(CA1、CA2)的输出以及上述控制信号，来判定上述故障判定条件是否成立。