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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung, die Fehler in einem Leistungshalbleiterelement erfasst, das in einer Inverterschaltung oder ähnlichem verwendet ist.
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Im Stand der Technik ist das Erfassen von Überstrom in einem Leistungshalbleiterelement bekannt zum Verhindern von Schaden an dem Halbleiterelement, wie es z. B. in der
JP H04-185228 A und
JP 2001-197724 A offenbart ist.
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Die in der
JP H04-185228 A offenbarte Schutzschaltung gegen Kurzschluss ist derart aufgebaut, dass sie parallel zu einem Schaltelement, das einen Inverter darstellt, eine Niederspannungsversorgung zur Kurzschlusserfassung, einen variablen Widerstand, und eine Diode, die eine Vorwärtsspannung an das Schaltelement durch die Niederspannungsversorgung nur dann anlegt, wenn das Schaltelement leitend ist, in Reihe geschaltet aufweist. Als Resultat eines Flusses eines hohen Stromes zu dem Schaltelement überschreitet die Spannung, die von dem Spannungsausgangsanschluss des variablen Widerstandes ausgegeben wird, den Schwellenwert. An dieser Stufe wird das Schaltelement gezwungen, abzuschalten, wodurch Schaden an dem Schaltelement vermieden wird. Insbesondere erkennt diese herkömmliche Schutzschaltung einen Kurzschluss im oberen oder unteren Zweig des Inverters oder in einer Last durch Erfassen des Anstiegs einer Anodenspannung der Diode, die mit einem Drain-Anschluss des Schaltelements verbunden ist.
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Bei einer Gatetreiberschaltung eines IGBT (bipolarer Transistor mit isoliertem Gate), der in der
JP 2001-197724 A offenbart ist, wird die Spannung über den Kollektor und Emitter des IGBT über den Widerstand und Diode erfasst. Die Bestimmung wird gemacht, dass der IGBT einen Hochstromzustand annimmt, wenn der erfasste Wert die Spannung der Referenzspannungslieferung überschreitet, die in der Überstrombestimmungsschaltung enthalten ist. Insbesondere erkennt diese herkömmliche Hochstromerfassungsschaltung einen Hochstromzustand des IGBT, wenn eine Anodenspannung der mit einem Kollektor des IGBT verbundenen Diode höher als ein vorbestimmter Referenzwert ist. Als Reaktion wird eine Abschneideschaltung zum allmählichen Ausschalten des IGBT betätigt.
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In dem Fall, in dem das Leistungsschaltelement für Leistung wie der IGBT oder ein MOSFET (Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor), die das Leistungsmodul darstellen, aus irgendeinem Grund versagen, ist die Möglichkeit eines Kurzschlusses zwischen den Hauptelektroden des Schaltelementes hoch. In dem Fall, dass die Last, die mit dem Leistungsmodul gekoppelt ist, einer induktiven Last wie einem Synchronmotor entspricht, kann die elektromotorische Gegenkraft, die durch die Last durch den Kurzschlussstrom über die Hauptelektroden erzeugt wird, eine Überlast an dem Leistungsmodul verursachen.
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Zum Schützen des gesamten Systems, das ein Leistungsmodul verwendet, muss eine Durchbruchsspannung des Leistungsschaltelementes konstant überwacht werden zum Abtrennen des Stromes, der von dem Leistungsmodul zu der Last ausgegeben wird, wenn das Schaltelement zusammenbricht.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Fehlererfassungsvorrichtung vorzusehen, die ein Versagen erfassen kann auf der Grundlage eines einfachen Baus in einem Leistungsschaltelement, das in einem Leistungsmodul verwendet wird.
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Die vorliegende Erfindung ist auf eine Fehlererfassungsvorrichtung für eine Leistungsschaltung gerichtet, wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
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Die Fehlererfassungsvorrichtung weist ein Schaltelement mit einem Hauptstrom auf, der von einer ersten Hauptelektrode zu einer zweiten Hauptelektrode fließt und der gemäß eines Steuersignals geändert wird. Die Fehlererfassungsvorrichtung enthält ein erstes Gleichrichterelement, ein erstes Widerstandselement und eine Fehlerbestimmungseinheit. Das erste Gleichrichterelement weist eine Kathode auf, die mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist. Das erste Widerstandselement weist ein Ende auf, das mit einer Anode des ersten Gleichrichterelementes verbunden ist. Eine Spannung, die positiv zu der zweiten Hauptelektrode ist, ist an das andere Ende des ersten Widerstandselementes angelegt. Die Fehlerbestimmungseinheit bestimmt, ob eine Fehlerbestimmungsbedingung zum Erfassen eines Versagens in dem Schaltelement erfüllt ist oder nicht. Die Fehlerbestimmungsbedingung enthält die Bedingung, dass eine Überwachungsspannung zwischen der Anode des ersten Gleichrichterelementes und der zweiten Hauptelektrode niedriger als eine erste Referenzspannung ist, die zuvor bestimmt worden ist. Die erste Referenzspannung ist auf eine Spannung gesetzt, die niedriger als die Summe der Spannung über die erste und die zweite Hauptelektrode des Schaltelementes in einem Ein-Zustand und der Vorwärtsspannung des ersten Gleichrichterelementes ist, und die höher als die Vorwärtsspannung des ersten Gleichrichterelementes ist.
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Der Hauptvorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass ein Versagen in einem Schaltelement erfasst werden kann, wobei ein einfacher Aufbau zugrundegelegt wird, bei dem die Spannung über die erste und die zweite Hauptelektrode eines Leistungsschaltelementes über das erste Gleichrichterelement überwacht wird.
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Im Gegensatz zu den eingangs beschriebenen herkömmlichen Schutzschaltungen ist die vorliegende Erfindung auf eine Fehlererfassungsvorrichtung für ein Leistungsschaltelement gerichtet, bei dem ein Fehler im Schaltelement erkannt wird, wenn eine Anodenspannung des mit dem Schaltelement verbundenen gleichrichtenden Elements niedriger als eine erste Referenzspannung ist.
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Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:
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1 ein Schaltbild zum Beschreiben eines Aufbaus einer Motortreiberschaltung 10, auf die eine Fehlererfassungsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angewendet ist;
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2 ein Schaltbild zum Beschreiben eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1A, die in einem IGBT Q1 von 1 verwendet ist;
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3 ein Flussdiagramm eines Fehlererfassungsprozesses in einem Computer 20 für eine Gatesteuerung von 2;
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4 ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel von Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes in 2 zeigt;
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5 ein Schaltbild eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1B gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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6 ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel von Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes in 5 zeigt;
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7 ein Schaltbild eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1C gemaß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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8 ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel von Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes von 7 zeigt;
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9 ein Blockschaltbild eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1D gemaß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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10 ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Strom- und Spannungseigenschaften eines IGBT darstellt;
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11 ein Blockschaltbild eines Beispiels eines Aufbaus einer Tast- und Halteschaltung 26 von 9; und
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12 ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel einer Spannungs- und Stromwellenform eines jeden Elementes in 9 zeigt.
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Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Einzelnen hier im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen werden die gleichen oder entsprechenden Elemente mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und eine Beschreibung wird nicht wiederholt.
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Obwohl jede der unten angegebenen Ausführungsformen auf einem IGBT als ein Beispiel eines Leistungsschaltelementes beruht, ist die vorliegende Erfindung auch auf andere Schaltelemente wie einen MOSFET oder einen bipolaren Transistor anwendbar.
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Erste Ausführungsform
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Die erste Ausführungsform ist auf eine Fehlererfassungsvorrichtung 1A gerichtet, die einen Kurzschlussfehler in einem IGBT erfasst.
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1 ist ein Schaltbild zum Beschreiben eines Aufbaus einer Motortreibervorrichtung 10, auf die die Fehlererfassungsvorrichtung der ersten Ausführungsform angewendet ist.
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Bezug nehmend auf 1, die Motortreibervorrichtung 10 liefert eine Dreiphasen-Wechselstromleistung an einen Motor 18 von Ausgangsknoten U, V und W. Der Motor 18 ist ein Dreiphasen-Wechselstrommotor, dessen Äquivalentdarstellung durch Widerstände R1, R2 und R3 der Wicklungen und Induktionen L1, L2 und L3 der Windungen für jede Phase gegeben ist.
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Die Motortreibervorrichtung 10 enthält eine Gleichstromleistungsversorgung V1, einen Kondensator C1, der parallel zu der Gleichstromleistungsversorgung V1 zum Glätten geschaltet ist, eine Inverterschaltung 11 und Unterbrecher 12, 14 und 16. Eine Wechselstromleistungsversorgung und eine Gleichrichterschaltung können anstelle der Gleichstromleistungsversorgung V1 verwendet werden.
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Die Inverterschaltung 11 ist eine Dreiphasenbrückenschaltung mit zwei N-Kanal-IGBTs (IGBT Q1 und IGBT Q2 für die U-Phase, IGBT Q3 und IGBT Q4 für die V-Phase und IGBT Q5 und IGBT Q6 fur die W-Phase), die in Reihe zwischen einem Knoten P hoher Spannung und einem Knoten N niedriger Spannung (Masse GND) für jede Phase geschaltet sind. Die Inverterschaltung 11 wandelt die Ausgabe der Gleichstromleistungsversorgung V2 zu einer Wechselstromleistung durch Schalten des IGBT Q1-IGBT Q6 ein/aus. Die gewandelte Wechselstromleistung wird von Ausgangsknoten N1, N2 und N3 einer jeden Phase ausgegeben. Die Wandlung von dem Gleichstrom zu dem Wechselstrom basiert zum Beispiel auf einer Pulsbreitenmodulation (PWM).
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Die Inverterschaltung 11 enthält weiter Freilaufdioden D1–D6, die parallel zu den IGBT Q1–IGBT Q6 geschaltet sind, und Gatetreiberschaltungen GD1–GD6 zum Anlegen einer Gatespannung über das Gate und den Emitter von IGBT Q1–IGBT Q6.
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Die Freilaufdioden D1–D6 sind vorgesehen zum Bewirken, dass die induzierte elektromotorische Kraft, die an dem Motor 18 erzeugt wird, zurückfließt, wenn ein entsprechender der IGBT Q1–IGBT Q6 ausgeschaltet ist. Die Freilaufdioden D1–D6 weisen Kathoden auf, die mit einem Kollektor C verbunden ist, die als die erste Hauptelektrode des IGBT Q1–IGBT Q6 identifiziert ist, und ihre Anode ist mit einem Emitter E verbunden, der als die zweite Hauptelektrode der IGBT Q1–IGBT Q6 identifiziert ist.
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Die Gatetreiberschaltungen GD1–GD6 reagieren auf ein Steuersignal, das an Eingangsknoten S1–S6 angelegt ist, zum Ausgeben einer Gatespannung eines hohen Pegels/niedrigen Pegels über das Gate und den Emitter der IGBT Q1–IGBT Q6. Das Steuersignal wird von einem Computer geliefert, der für die Steuerung vorgesehen ist (Bezugszeichen 20 in 2).
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Unterbrecher 12, 14 und 16 nehmen eine Ausgabe von einer Fehlererfassungsvorrichtung auf, die im Folgenden beschrieben wird, zum Trennen des Stromes einer jeden Phase, der von der Inverterschaltung 11 an den Motor 18 zu dem Zeitpunkt des Kurzschlussversagens in dem IGBT Q1–IGBT Q6 geliefert wird.
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Bezug nehmend auf 2–4, wird eine Fehlererfassungsschaltung, die ein Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1–IGBT Q6, die in der Inverterschaltung 11 verwendet werden, die oben angegeben wurde, hier beschrieben. Eine Fehlererfassungsschaltung des gleichen Aufbaus ist für jeden IGBT Q1–IGBT Q6 vorgesehen. Eine Fehlererfassungsvorrichtung 1A, die für den IGBT Q1 vorgesehen ist, wird hier im Folgenden repräsentativ beschrieben.
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2 ist ein Schaltbild eines Aufbaus der Fehlererfassungsvorrichtung 1A, die in dem IGBT Q1 von 1 verwendet wird. In dem Schaltbild von 2 entspricht ein gemeinsames Potential VN1, das als Referenz für das Potential geeignet ist, dem Potential des Emitters E (Knoten N1) des IGBT Q1.
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Bezug nehmend auf 2, die Fehlererfassungsvorrichtung 1A enthält den zuvor erwähnten Steuercomputer 20 und eine Fehlererfassungsschaltung 3, die an der Gatetreiberschaltung GD1 vorgesehen ist. Die Fehlererfassungsschaltung 3 enthält eine Diode D7 mit einer hohen Durchbruchsspannung, Widerstandselemente R4 und R5, Gleichstromleistungsversorgungen V2 und V3 und einen Komparator CA1 mit einem offenen Kollektorausgang. Die Gatetreiberschaltung GD1 enthält zusätzlich zu der Fehlererfassungsschaltung 3 eine Treiberschaltung DA, die ein Steuersignal von dem Gatesteuercomputer 20 für eine Ausgabe an ein Gate G des IGBT Q1 verstärkt. Wie in 2 gezeigt ist, ist der Komparator CA1 bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC1 (zum Beispiel 5 V) tätig, wohingegen die Treiberschaltung UA bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC2 (zum Beispiel 15 V) tatig ist.
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Bei der Fehlererfassungsschaltung 3 von 2 ist die Kathode der Diode D1 mit dem Kollektor C des IGBT Q1 verbunden. Die Anode der Diode D7 ist mit einem Ende des Widerstandselementes R4 und einem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 verbunden.
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Die Gleichstromleistungsversorgung V2 ist zwischen dem anderen Ende des Widerstandselements R4 und dem Knoten N1 geschaltet. Die Gleichstromleistungsversorgung V3 ist zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 und den Knoten N1 geschaltet. Die Gleichstromleistungsversorgung V3 sieht das Referenzpotential für den Vergleich mit dem Potential der Anode der Diode D7 vor.
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Die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 ist ausreichend niedriger als die Spannung von einigen hundert Volt gesetzt, die zwischen den Knoten P und N der Inverterschaltung 11 anliegt. Zum Beispiel ist die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 auf 5 V gesetzt. Die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 ist niedriger als die Summe der Kollektor-Emitterspannung des IGBT Q1 in einem Ein-Zustand (hier im Folgenden auch als ”Ein-Spannung” bezeichnet) und der Vorwärtsspannung der Diode D7 gesetzt und höher als die Vorwärtsspannung der Diode D7 gesetzt. Wenn die Ein-Spannung des IGBT Q1 gleich 0,6 V ist und die Vorwärtsspannung der Diode D7 gleich 0,6 V ist, wird zum Beispiel die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 auf einen Wert zwischen 0,6–1,2 V zum Beispiel auf 0,8 V gesetzt. Im Hinblick darauf, dass die Eingangsspannung in der Nähe von 0 V ist, wird das Potential der negativen Seite des Leistungsversorgungsknotens VEE, der mit dem Komparator CA1 verbunden ist, niedriger als das Potential VN1 des Knotens N1 entsprechend zu der Referenz gesetzt.
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Der Ausgangsanschluss des Komparators CA1 ist mit dem Leistungsversorgungsknoten VCC1 über das Widerstandselement R5 verbunden. Der Ausgang des Komparators CA1 nimmt einen offenen Zustand an, wenn die Eingangsspannung des nichtinvertierenden Eingangsanschlusses höher als die Eingangsspannung des invertierenden Ausgangsanschlusses ist. An dieser Stelle nimmt das Potential des Ausgangsanschlusses des Komparators CA1 einen hohen Pegel an, der durch das Widerstandselement R5 hochgezogen ist. Der Gatesteuercomputer 20 empfängt ein Ausgangssignal des Komparators CA1 über einen Fotokoppler PC. Der Fotokoppler PC ist zum elektrischen Isolieren der Fehlererfassungsschaltung 3 von dem Gatesteuercomputer 20 vorgesehen. An dem Fotokoppler PC wird ein Fototransistor PT, der die Lichtemission einer Fotodiode PD empfängt, leitend gemacht, wenn das Eingangssignal auf einem hohen Pegel ist.
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Der Gatesteuercomputer 20 gibt ein Signal zum Unterbrechen des Unterbrechers 12 auf der Grundlage des Steuersignals, das an das Gate G des IGBT Q1 angelegt ist, und der Ausgabe des Komparators CA1 aus. Der Gatesteuercomputer 20 und der Unterbrecher 12 sind über den Fotokoppler PC verbunden.
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Der Betrieb der Fehlererfassungsvorrichtung 1A wird hier im Folgenden beschrieben. Von einem funktionalen Aspekt stellen der Komparator CA1, die Gleichstromleistungsversorgung V3, das Widerstandselement R5 und der Gatesteuercomputer 20 in der Fehlererfassungsvorrichtung 1A eine Fehlerbestimmungseinheit 2A zum Bestimmen des Versagens in dem IGBT Q1 dar. Die Fehlerbestimmungseinheit 2A überwacht das Potential der Anode der Diode D1 relativ zu dem Potential des Knotens N1. Die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt ein Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1 auf der Grundlage des überwachten Anodenpotentials der Diode D7.
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Der Betriebsmodus der Fehlerbestimmungseinheit 2A wird speziell beschrieben, wobei er in vier Betriebe von (i) bis (iv) eingeteilt wird, wie unten angegeben wird.
- (i) Wenn der IGBT Q1 richtig ein ist in dem Fall der hohen Spannung (z. B. einige hundert Volt), die zwischen den Knoten P und N in 2 angelegt ist:
In diesem Fall stellt die Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7 (z. B. 1,2 V) die Spannung dar, die an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 angelegt wird, der mit der Anode der Diode D7 verbunden ist. Als Resultat wird die Eingangsspannung des invertierenden Eingangsanschlusses des Komparators C1 höher als die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 (z. B. 0,8 V). Daher nimmt die Ausgabe des Komparators CA1 einen niedrigen Pegel (gemeinsames Potential VN1) an. Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt, dass ein Kurzschlussversagen nicht aufgetreten ist.
- (ii) Wenn ein Kurzschlussversagen an den IGBT Q1 oder der Freilaufdiode D1 unabhängig davon, welche Spannung zwischen den Knoten P und N angelegt ist, auftritt:
In diesem Fall ist das Potential des Kollektors C des IGBT Q1 im Wesentlichen 0 V. Daher wird die Vorwärtsspannung der Diode D7 (z. B. 0,6 V) an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 angelegt. Als Resultat wird die Eingangsspannung an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 niedriger als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3. Daher nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen hohen Pegel (das Potential wird durch das Widerstandselement R5 hochgezogen) an. Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt, dass ein Kurzschlussversagen aufgetreten ist.
- (iii) Wenn der IGBT Q1 richtig aus ist und die Leerlaufdiode D1 aus ist in dem Fall, in dem eine hohe Spannung (z. B. einige hundert Volt) zwischen den Knoten P und N angelegt ist:
In diesem Fall ist die hohe Spannung zwischen den Knoten P und N durch die Diode D7 mit einer hohen Durchbruchsspannung blockiert. Daher wird die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 (z. B. 5 V) an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 angelegt. Als Resultat wird die Eingangsspannung des invertierenden Eingangsanschlusses höher als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3. Daher nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen niedrigen Pegel (gemeinsames Potential VN1) an. Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt, dass ein Kurzschlussversagen nicht aufgetreten ist.
- (iv) Wenn der IGBT Q1 richtig aus ist und die Freilaufdiode D1 in dem Fall der hohen Spannung (z. B. einige hundert Volt) ein ist, die zwischen den Knoten P und N angelegt ist:
In diesem Fall nimmt das Potential des Kollektors C des IGBT Q1 einen Pegel negativ zu dem gemeinsamen Potential VN1 durch die Vorwärtsspannung der Freilaufdiode D1 an. Als Resultat ist die Eingangsspannung des invertierenden Eingangsanschlusses des Komparators CA gleich dem Pegel der Vorwärtsspannung der Diode D7 minus der Vorwartsspannung der Freilaufdiode D1 (niedriger als 0 V). Folglich wird die Eingangsspannung des invertierenden Eingangsanschlusses niedriger als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3. Daher nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen hohen Pegel an. Mit anderen Worten, das erfassten Resultat der Fehlererfassungsschaltung 3 zeigt das Auftreten eines Kurzschlussversagens an wie bei dem Betriebsmodus (ii), wie oben angegeben wurde.
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In Hinblick auf das Vorangehende weist die Fehlererfassungsvorrichtung 1A der ersten Ausführungsform den Steuercomputer 20 auf, der Versagen in Hinblick auf den logischen Pegel des Steuersignals bestimmt, das zu dem IGBT Q1 geliefert wird, zum Bestimmen des Kurzschlussversagens in dem Fall des Betriebsmodus (iv), der oben beschrieben wurde.
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3 ist ein Flussdiagramm eines Fehlererfassungsprozesses an dem Gatesteuercomputer 20 von 2.
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In Schritt S1 von 3 ist der Computer 20 in einem Wartemodus, bis die Ausgabe des Komparators CA1 einen hohen Pegel annimmt. Wenn die Ausgabe des Komparators CA1 einen hohen Pegel annimmt (JA in Schritt S1), geht die Steuerung zu Schritt S2.
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In Schritt S2 bestimmt der Computer 20, ob das an das Gate G des IGBT Q1 angelegte Steuersignal auf einem hohen Pegel ist oder nicht. Da der zuvor erwahnte Betriebsmodus (iv) dem Fall entspricht, in dem das Steuersignal auf einem niedrigen Pegel ist, und der IGBT Q1 aus ist, ist der Fall des Steuersignals entsprechend zu einem niedrigen Pegel (NEIN in Schritt S2) ausgeschlossen.
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Wenn JA in beiden Schritten S1 und S2, geht die Steuerung zu Schritt S3. In Schritt S3 bestimmt der Computer ein Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1. Dann gibt der Computer ein Signal zum Unterbrechen des Unterbrechers 12 aus, und der Fehlererfassungsprozess endet.
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Zusammenfassend, die Fehlerbestimmungseinheit 2A der ersten Ausführungsform bestimmt, ob die unten angegebene Fehlerbestimmungsbedingung erfüllt ist oder nicht, damit der Fehler in dem IGBT Q1 erfasst wird. Die Fehlerbestimmungsbedingung in diesem Zustand ist die, dass die Überwachungsspannung zwischen der Anode der Diode D7 und dem Emitter E des IGBT Q1 niedriger als die Leistungsversorgungsspannung V3 ist, und das Steuersignal, das den IGBT Q1 einschaltet, wird an den IGBT Q1 angelegt.
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Der Betrieb der Fehlererfassungsvorrichtung 1A wird mit Bezugnahme auf spezielle Spannungs- und Stromwellenformen beschrieben.
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4 ist ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel von Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes in 2 zeigt. In 4 sind die Gatespannung des IGBT Q1, die Kollektorspannung des IGBT Q1, die Anodenspannung der Diode D7, die Ausgangsspannung des Komparators CA1, der Kollektorstrom (Hauptstrom) des IGBT Q1 und der Strom der Freilaufdiode D1 aufeinanderfolgend entlang der vertikalen Achse angegeben. Die Zeit ist entlang der horizontalen Achse in 4 aufgetragen.
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Bezug nehmend auf 4, in den Zeitzonen t0–t1, t2–t3, t4–t5, t6–t7 und t8–t11 (hier im Folgenden als Aus-Zone bezeichnet) weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 0 V auf und ist ausgeschaltet. Da die Freilaufdiode D1 konstant in dem Fall von 4 aus ist, entspricht die Kollektorspannung an der Aus-Zone einer hohen Spannung von 600 V, wenn der IGBT Q1 in einem richtigen Zustand ist. Diese hohe Spannung wird durch die Diode D7 blockiert. Daher ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich 5 V, was die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 ist.
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Zu den Zeitzonen t1–t2, t3–t4, t5–t6, t7–t8 und t11–t12 (hier im Folgenden als die Ein-Zone bezeichnet) weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 15 V auf und ist eingeschaltet. Wenn der IGBT Q1 in einem richtigen Zustand an der Ein-Zone von 4 ist, ist die Kollektorspannung gleich der Ein-Spannung des IGBT Q1. Daher ist die Anodenspannung der Diode D7 auf dem Pegel von ungefähr 1,2–2 V, was die Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7 ist. Während der Ein-Zone von 4 steigt der Kollektorstrom des IGBT Q1 allmählich durch die PWM-Steuerung. Der Kollektorstrom beträgt ungefähr 10–300 Ampere.
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Zu der Zeit t9 in der Aus-Zone der Zeit t8–t11 tritt das Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1 auf. Als Resultat fällt die Kollektorspannung des IGBT Q1 allmählich auf 0 V, und die Anodenspannung der Diode D fällt allmählich auf den Pegel der Vorwärtsspannung (0,6 V). Zu der gleichen Zeit wird Kollektorstrom (Kurzschlussstrom) erzeugt. Dieser Kurzschlussstrom wird so hoch wie mehrere tausend Ampere.
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Wenn die Anodenspannung der Diode D7 niedriger als die Leistungsversorgungsspannung V (0,8 V), die die Referenzspannung ist, zu der Zeit t10 wird, wird die Ausgangsspannung des Komparators CA1 von einem niedrigen Pegel (0 V) zu einem hohen Pegel (5 V) geschaltet.
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Zu der Zeit t11 gibt der Gatesteuercomputer 20 ein Steuersignal zum Schalten des IGBT Q1 von einem Aus-Zustand zu einem Ein-Zustand. Zu diesem Zeitpunkt erfasst der Gatesteuercomputer 20 eine Ausgangsspannung hohen Pegels des Komparators CA1 und gibt ein Signal zum Abschneiden des Unterbrechers 12 aus. Schließlich wird der Kollektorstrom des IGBT Q1 zum Erzielen des Pegels von 0 Ampere abgeschnitten.
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Gemaß der Fehlererfassungsvorrichtung 1A der ersten Ausführungsform wird die Spannung über den Kollektor und Emitter des IGBT Q1 über die Diode D7 überwacht. Die hohe Spannung, die über den Kollektor und Emitter angelegt ist, wenn der IGBT Q1 AUS ist, wird durch die Diode D7 blockiert mit einer hohen Durchbruchsspannung. Daher kann die Spannung über den Kollektor und Emitter des IGBT Q1 überwacht werden auf der Grundlage eines einfachen Verfahrens, das den Komparator CA1 verwendet.
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Die Fehlererfassungsvorrichtung 1A bestimmt das Versagen in dem IGBT Q1 auf der Grundlage der Kombination der Bedingung, dass die Anodenspannung der Diode D7 niedriger als die Referenzspannung (V3) ist, und der Bedingung, dass der Logikpegel des Steuersignals an dem Gate G auf einem hohen Pegel ist. Somit wird die Bestimmung eines Kurzschlusses an dem IGBT Q1 ermöglicht unterschiedlich von dem richtigen Zustand, wenn die Kollektoremitterspannung von dem IGBT Q1 auf einem niedrigen Pegel aufgrund eines Ein-Zustandes der Freilaufdiode D1 ist.
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Zweite Ausführungsform
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5 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1B gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1B von 5 ist eine Modifikation der Fehlererfassungsvorrichtung 1A der ersten Ausfuhrungsform und erfasst ein Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1. In dem Schaltbild von 5 ist ein gemeinsames Potential VN1 als das Referenzpotential qualifiziert, das dem Potential des Emitters E (Knoten N1) von dem IGBT Q1 entspricht. Eine Gatetreiberschaltung und eine Fehlererfassungsvorrichtung des gleichen Aufbaus sind für jeden der IGBT Q1–IGBT Q6 vorgesehen. Daher wird eine Gatetreiberschaltung GD1B und eine Fehlererfassungsvorrichtung 1B, die fur den IGBT Q1 vorgesehen sind, repräsentativ dafür beschrieben.
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Bezug nehmend auf 5, die Gatetreiberschaltung GD1B enthalt eine Fehlererfassungsvorrichtung 1B und eine Treiberschaltung UA. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1B enthält eine Diode D7 mit einer hohen Durchbruchsspannung, ein Widerstandselement R4, eine Gleichstromleistungsversorgung V2 und eine Fehlerbestimmungseinheit 2B. Die Fehlerbestimmungseinheit 2B enthält Komparatoren CA1 und CA2 mit einem offenen Kollektorausgang, Gleichstromversorgungsspannungen V3 und V4 und ein Widerstandselement R5. Die Treiberschaltung UA ist ähnlich zu der der ersten Ausführungsform und ist bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC2 (z. B. 15 V) tätig.
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Bei der Fehlererfassungsvorrichtung 1B von 5 weist die Diode D7 eine Kathode auf, die mit dem Kollektor C des IGBT Q1 verbunden ist, und eine Anode, die mit einem Ende des Widerstandselementes R4, dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 verbunden ist.
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Die Gleichstromleistungsversorgung V2 ist zwischen das andere Ende des Widerstandselementes R4 und den Knoten N1 geschaltet. Die Gleichstromleistungsversorgung V3 ist zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 und den Knoten N1 geschaltet. Die Gleichstromleistungsversorgung V4 ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 und den Knoten N1 geschaltet. Die Gleichstromleistungsversorgungen V3 und V4 sehen das Referenzpotential zum Vergleich mit dem Potential der Anode der Diode D7 vor.
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Die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 ist ausreichend niedriger als die Spannung von einigen hundert Volt, die zwischen den Knoten P und N der Inverterschaltung 11 angelegt ist. Zum Beispiel ist die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 auf 5 V gesetzt. Die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 ist niedriger als die Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7 und höher als die Vorwärtsspannung der Diode D7 gesetzt. Wenn zum Beispiel die Ein-Spannung des IGBT Q1 gleich 0,6 V ist und die Vorwärtsspannung der Diode D7 gleich 0,6 V ist, wird die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V auf einen Wert zwischen 0,6–1,2 v, z. B. auf 0,8 V gesetzt. Die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V4 ist höher als der Wert der Vorwärtsspannung der Diode D7 minus der Vorwärtsspannung der Freilaufdiode D1 und niedriger als die Vorwärtsspannung der Diode D7 gesetzt. Zum Beispiel ist der invertierende Eingangsanschluss des Komparators CA2 mit dem Knoten N1 verbunden zum Setzen der Spannung des invertierenden Eingangsanschlusses auf 0 V, anstatt des Benutzens der Gleichstromleistungsversorgung V4. In Hinblick auf die Eingangsspannung, die in der Nähe von 0 V ist, ist das Potential des Leistungsversorgungsknotens der negativen Seite VEE, der mit den Komparatoren CA1 und CA2 verbunden ist, niedriger als das Potential VN des Knoten N1 entsprechend der Referenz gesetzt. Die Leistungsversorgungsspannung VCC1 an der positiven Seite, die zu den Komparatoren CA1 und CA2 geliefert wird, ist z. B. stabil auf 5 V gesetzt.
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Die Ausgangsanschlüsse der Komparatoren CA1 und CA2 sind mit den Leistungsversorgungsknoten VCC1 über das Widerstandselement R5 verbunden. Die Komparatoren CA1 und CA2 stellen einen Fensterkomparator (Window-Komparator) dar. Wenn daher die Anodenspannung der Diode D7 höher als die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V4 und niedriger als die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 ist, nimmt die Spannung an den Ausgangsanschlüssen der Komparatoren CA1 und CA2 einen hohen Pegel an, der durch das Widerstandselement R3 hochgezogen ist.
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Die Ausgangsanschlüsse der Komparatoren CA1 und CA2 sind ebenfalls mit dem Unterbrecher 12 über den Fotokoppler PC verbunden. Der Unterbrecher 12 ist abgeschnitten, wenn das Potential an den Ausgangsanschlüssen der Komparatoren CA1 und CA2 auf einem hohen Pegel ist.
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Der Betrieb der Fehlererfassungsvorrichtung 1B wird hier im Folgenden beschrieben. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1B unterscheidet sich von der Fehlererfassungsvorrichtung 1A von 2 darin, dass weiter der Komparator CA2 und die Gleichstromleistungsversorgung V4 vorgesehen sind. Folglich kann das Versagen des IGBT Q1 bestimmt werden, in dem Fall, in dem die Freilaufdiode D1 ein ist, selbst ohne dass der Gatesteuercomputer 20 benutzt wird.
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Der Betriebsmodus der Fehlerbestimmungseinheit 2B wird hier speziell im Folgenden beschrieben, der in vier Betriebsmodi von (i)–(iv) unterteilt ist.
- (i) Wenn der IGBT Q1 richtig ein ist in dem Fall einer hohen Spannung (z. B. einige hundert Volt), die zwischen den Knoten P und N in 5 angelegt ist:
In diesem Fall ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich der Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7 (z. B. 1,2 V). Da die Spannung an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 höher als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3 wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen niedrigen Pegel (gemeinsames Potential VN1) an. Die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 wird höher als die Spannung (z. B. 0 V) der Leistungsversorgungsspannung V4, der Ausgang des Komparators CA2 nimmt einen offenen Zustand an. Daher nimmt die Ausgabespannung der Komparatoren CA1 und CA2 auf der Grundlage eines verdrahteten UND einen niedrigen Pegel an. Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt, dass das Kurzschlussversagen nicht aufgetreten ist.
- (ii) Wenn das Kurzschlussversagen an dem IGBT Q1 oder der Freilaufdiode D1 auftritt, unabhängig davon, ob Spannung zwischen den Knoten P und N angelegt ist:
In diesem Fall beträgt das Potential des Kollektors C des IGBT Q1 ungefähr 0 V. Daher ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich der Vorwärtsspannung (z. B. 0,6 V) der Diode D7. Da die Spannung an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 niedriger als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3 wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen offenen Zustand an. Da weiter die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 höher als die Spannung (z. B. 0 V) der Gleichstromleistungsversorgung V4 wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA2 auch einen offenen Zustand an. Als Resultat nimmt die Spannung an den Ausgangsanschlüssen der Komparatoren CA1 und CA2 auf der Grundlage des verdrahteten UND einen hohen Pegel an (Spannung wird durch das Widerstandselement R5 hochgezogen). Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2B bestimmt das Auftreten eines Kurzschlussversagens.
- (iii) Wenn der IGBT Q1 richtig aus ist und die Freilaufdiode D1 aus ist in dem Fall der hohen Spannung (z. B. einige hundert Volt), die zwischen den Knoten P und N angelegt ist:
In diesem Fall ist die hohe Spannung zwischen den Knoten P und N durch die Diode D7 mit einer hohen Durchbruchsspannung blockiert. Daher ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich der Spannung (z. B. 5 V) der Gleichstromleistungsversorgung V2. Da die Spannung an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA1 höher als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen niedrigen Pegel (gemeinsames Potential V1) an. Die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 wird höher als die Spannung (z. B. 0,5 V) der Leistungsversorgungsspannung V4, der Ausgang des Komparators CA2 nimmt einen offenen Zustand an. Als Resultat nimmt die Ausgangsspannung der Komparatoren CA1 und CA2 auf der Grundlage des verdrahteten UND einen niedrigen Pegel an. Mit anderen Worten, die Fehlerbestimmungseinheit 2A bestimmt, dass ein Kurzschlussversagen noch nicht aufgetreten ist.
- (iv) Wenn der IGBT Q1 richtig aus ist und die Freilaufdiode D1 ein ist in dem Fall der hohen Spannung (z. B. einige hundert Volt), die zwischen den Knoten P und N angelegt ist:
In diesem Fall nimmt das Potential des Kollektors C des IGBT Q1 ein Pegel negativ zu dem gemeinsamen Potential VN1 um einen Betrag gleich der Vorwärtsspannung der Freilaufdiode D1 an. Als Resultat ist die Anodenspannung der Diode D7 auf dem Pegel der Vorwärtsspannung der Diode D7 minus der Vorwartsspannung der Freilaufdiode D1 (weniger als 0 V). Daher, da die Eingangsspannung des invertierenden Eingangsanschlusses des Komparators CA1 niedriger als die Spannung (z. B. 0,8 V) der Gleichstromleistungsversorgung V3 wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA1 einen offenen Zustand an. Die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA2 wird niedriger als die Spannung (z. B. 0 V) der Gleichstromleistungsversorgung V4. Daher wird eine Ausgabe auf niedrigem Pegel vorgesehen (gemeinsames Potential VN1). Als Resultat nimmt die Ausgangsspannung der Komparatoren CA1 und CA2 auf der Grundlage des verdrahteten UND einen niedrigen Pegel an. Mit anderen Worten bestimmt die Fehlerbestimmungseinheit 2A, dass ein Kurzschlussversagen nicht aufgetreten ist.
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Zusammenfassend, die Fehlerbestimmungseinheit 2B der zweiten Ausfuhrungsform bestimmt, dass die Uberwachungsspannung zwischen der Anode der Diode D7 und dem Emitter E des IGBT Q1 niedriger als die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V3 (hier im Folgenden auch als Referenzspannung V3 bezeichnet) und höher als die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V4 (hier im Folgenden auch als Referenzspannung V4 bezeichnet) ist. Als Resultat wird die Erfassung durchgeführt gemacht, dass ein Kurzschlussversagen an mindestens einem von dem IGBT Q1 und der Freilaufdiode D1 aufgetreten ist.
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6 ist ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes von 5 zeigt. In 6 sind die Gatespannung des IGBT Q1, die Kollektorspannung des IGBT Q1, die Anodenspannung der Diode D7, die Ausgangsspannung des Komparators CA1, die Ausgangsspannung des Komparators CA2, der Kollektorstrom des IGBT Q1 und der Strom der Freilaufdiode D1 in der Reihenfolge entlang der vertikalen Achse dargestellt. Die Ausgänge der Komparatoren CA1 und CA2 entsprechend zu der UND-Tätigkeit durch das verdrahtete UND in der Praxis sind individuell zum Zwecke der Beschreibung in 6 bezeichnet. Die Zeit ist entlang der horizontalen Achse in 6 aufgetragen.
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Zu den Zeitzonen t0–t1, t2–t3, t4–t5, t6–t7 und t8–t11 (die Aus-Zone) in 6 weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 0 V auf und ist aus. Zu den Zeitzonen t1–t2, t3–t4, t5–t6, t7–t8 und t11–t12 (die Ein-Zone) weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 15 V auf und ist ein.
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Zu den Ein-Zonen der Zeit t1–t2, t3–t4, t5–t6 und t7–t8 in 6 steigt der Kollektorstrom des IGBT Q1 allmählich durch die PWM-Steuerung. Der Kollektorstrom des IGBT Q1 beträgt ungefahr 10–300 Ampere. An diesem Zustand, da die Kollektorspannung des IGBT Q1 gleich der Ein-Spannung ist, ist die Anodenspannung der Diode D7 auf den Pegel von ungefahr 1,2–2 V.
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Während der Aus-Zone der Zeit t0–t1 in 6 ist die Freilaufdiode D1 aus. An diesem Zustand sind die hohen 600 V, die über den Kollektor und den Emitter des IGBT Q1 angelegt ist, durch die Diode D7 blockiert. Daher ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich dem Spannungswert der Gleichstromleistungsversorgung V2, die 5 V beträgt.
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Während der Aus-Zonen der Zeit t2–t3, t4–t5, t6–t7 und t8–t11 fließt Strom zu der Freilaufdiode D7 durch die induzierte elektromotorische Kraft, die in der Last erzeugt ist. An dieser Stelle ist das Potential des Kollektors C des IGBT Q1 niedriger als das Potential des Emitters E um die Vorwärtsspannung der Freilaufdiode D1. Als Resultat ist die Anodenspannung der Diode D7 auf dem Pegel von ungefähr –2 bis 0 V.
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Somit nimmt während der Zeitzone t0–t8 die Anodenspannung der Diode D7 nicht einen Wert zwischen der Referenzspannung V4 (0 V) und der Referenzspannung V3 (0,6 V) an.
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Zu der Zeit t9 in der Aus-Zone der Zeit t8–t11 tritt Kurzschlussversagen an der Freilaufdiode D1 auf. Als Resultat fließt Kurzschlussstrom zu der Freilaufdiode D1. Die Kollektorspannung des IGBT Q1, die eine negative Spannung zu der Zeit t8–t9 war, wird zu 0 V durch das Kurzschlussversagen in der Freilaufdiode D1 geändert. Als Resultat ändert sich die Anodenspannung der Diode D7 von dem Bereich von –2 V bis 0 V schließlich zu 0,6 V, was die Vorwärtsspannung der Diode D7 ist.
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Zu der Zeit t10 wird die Anodenspannung der Diode D7 höher als die Referenzspannung V4 (0 V), und der Ausgang des Komparators CA2 wird von einem niedrigen Pegel (0 V) zu einem hohen Pegel (5 V) geschaltet. Als Resultat nehmen die Ausgänge der Komparatoren CA1 und CA2 sowohl beide einen hohen Pegel an, und das Kurzschlussversagen wird erfasst.
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Gemäß der Fehlererfassungsvorrichtung 1B der zweiten Ausführungsform wird die Spannung über den Kollektor und den Emitter des IGBT Q1 über die Diode D7 überwacht wie bei der ersten Ausführungsform. Als Resultat kann die Bestimmung des Kurzschlussversagens in dem IGBT Q1 gemacht werden mit einem einfachen Aufbau, der die Komparatoren CA1 und CA2 verwendet.
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Die Fehlererfassungsvorrichtung 1B bestimmt den Fehler in dem IGBT Q1 auf der Grundlage der Bestimmungsbedingung, dass die Anodenspannung der Diode D7 höher als die Referenzspannung V4 und niedriger als die Referenzspannung V3 ist. Daher kann die Bestimmung des Versagens in dem IGBT Q1 gemacht werden unabhängig von dem richtigen Fall der Freilaufdiode D1 in einem Ein-Zustand. Da die Fehlerbestimmung gemacht wird unter Benutzung der Komparatoren CA1 und CA2, kann die Fehlerbestimmung schneller als in dem Fall der ersten Ausführungsform gemacht werden, die den Steuercomputer 20 verwendet.
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Dritte Ausführungsform
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7 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Fehlererfassungsvorrichtung 1C gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1C von 7 ist eine Modifikation der Fehlererfassungsvorrichtung 1B der zweiten Ausführungsform und erfasst das Auftreten eines Kurzschlussversagens in dem IGBT Q1. Eine Gatetreiberschaltung und eine Fehlererfassungsvorrichtung des gleichen Aufbaus sind für jeden IGBT Q1–IGBT Q6 vorgesehen. Daher wird eine Gatetreiberschaltung GD1C und eine Fehlererfassungsvorrichtung 1C, die fur den IGBT Q1 vorgesehen sind, repräsentativ dafür beschrieben.
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Bezug nehmend auf 7, die Gatetreiberschaltung GD1C enthält eine Fehlererfassungsvorrichtung 1C und eine Treiberschaltung UA. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1C von 7 unterscheidet sich von der Fehlererfassungsvorrichtung 1B von 5 mit dem weiteren Vorsehen einer Logikschaltung LA1. Die verbleibenden Elemente der Fehlererfassungsvorrichtung 1C von 7 sind gemeinsam zu jenen der Fehlererfassungsvorrichtung 1B von 5. Daher wird die Beschreibung gemeinsamer Elemente nicht wiederholt. Die Treiberschaltungen UA ist ähnlich zu jenen in der ersten und der zweiten Ausführungsform, die bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC2 (z. B. 15 V) tätig ist.
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Bezug nehmend auf 7, die Logikschaltung LA1 ist eine UND-Schaltung, die die UND-Tätigkeit von zwei Eingangssignalen vorsieht. Die Logikschaltung LA1 weist einen Eingangsanschluss auf, der mit den Ausgangsanschlüssen der Komparatoren CA1 und CA2 verbunden ist, und einen anderen Eingangsanschluss, der mit einem Eingangsknoten SA1 des Steuersignals des IGBT Q1 verbunden ist. Der Ausgangsanschluss der Logikschaltung LA1 ist mit dem Fotokoppler PC verbunden. Daher gibt die Logikschaltung LA1 ein Signal eines hohen Pegels aus, wenn die Ausgangssignale der Komparatoren CA1 und CA2 auf dem hohen Pegel sind, und das Steuersignal des IGBT Q1 ist auf einem hohen Pegel. In diesem Zustand bestimmt die Fehlerbestimmungseinheit 2C das Auftreten von Kurzschlussversagen in dem IGBT Q1. Dann schneidet die Fehlerbestimmungseinheit 2C den Unterbrecher 12 ab, der uber den Fotokoppler PC verbunden ist. Die Logikschaltung LA1 ist bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC1 (z. B. 5 V) tätig.
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Die Ein-Spannung des IGBT Q1 variiert in Abhängigkeit von dem Kollektorstrom wie auch der Temperatur. Daher ist das Einstellen des Wertes der Gleichstromleistungsversorgung V3, die der Schwellenwert zum Bestimmen des Kurzschlussversagens ist, schwierig. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1C von 7 nimmt das UND der Ausgaben der Komparatoren CA1 und CA2 und des Steuersignals des IGBT Q1 zum Ermöglichen der Erfassung des Kurzschlussversagens in dem IGBT Q1 mit höherer Genauigkeit.
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8 ist ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Spannungs- und Stromwellenformen von jedem Element in 7 zeigt. In 8 sind die Gatespannung des IGBT Q1, die Kollektorspannung des IGBT Q2, die Anodenspannung der Diode D7, die Ausgangsspannung des Komparators CA1, die Ausgangsspannung des Komparators CA2, die Ausgangsspannung der Logikschaltung LA1, der Kollektorstrom des IGBT Q1 und der Strom der Freilaufdiode D1 in der Reihenfolge entlang der vertikalen Achse dargestellt. Die Ausgänge der Komparatoren CA1 und CA2 entsprechend der UND-Tätigkeit durch das verdrahtete UND in der Praxis sind individuell zum Zwecke der Beschreibung in 8 bezeichnet. Die Zeit ist entlang der horizontalen Achse in 8 aufgetragen.
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Zu den Zeitzonen t0–t1, t2–t3, t4–t5, t6–t7 und t8–t11 (die Aus-Zone) in 8 weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 0 V auf und ist aus. Da die Freilaufdiode D1 konstant in dem Fall von 8 aus ist, entspricht die Kollektorspannung in der Aus-Zone der hohen Spannung von 600 V, wenn der IGBT Q1 in einem richtigen Zustand ist. Da diese hohe Spannung durch die Diode D7 blockiert ist, ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich 5 V, was die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 ist.
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Zu den Zeitzonen t1–t2, t3–t4, t5–t6, t7–t8 und t11–t12 (die Ein-Zone) weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 15 V auf und ist ein. Wenn der IGBT Q1 in einem richtigen Zustand bei der Ein-Zone in 8 ist, ist die Kollektorspannung gleich der Ein-Spannung des IGBT Q1. Daher beträgt die Anodenspannung der Diode D7 ungefähr 1,2 V–2 V, das ist die Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7. Während der Ein-Zone in 8 steigt der Kollektorstrom des IGBT Q1 allmählich durch die PWM-Steuerung. Der Pegel des Kollektorstromes beträgt ungefähr 10–300 Ampere.
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Im Hinblick auf das Vorangehende wird bevorzugt, dass die Anodenspannung der Diode D7 keinen Wert zwischen der Referenzspannung V4 (0 V) und der Referenzspannung V3 (0,6 V) zu der Zeit t0–t8 annimmt. Daher ist der Ausgang des Komparators CA1 auf einem niedrigen Pegel (0 V), und der Ausgang des Komparators CA2 ist auf einem hohen Pegel (5 V) zu der Zeit t0–t8.
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Kurzschlussversagen tritt in dem IGBT Q1 zu der Zeit t9 während der Aus-Zone der Zeit t8–t11 auf. Als Resultat fällt die Kollektorspannung des IGBT Q1 allmählich auf 0 V, und die Anodenspannung der Diode D7 fällt allmählich auf den Pegel der Vorwärtsspannung (0,6 V). Zu der gleichen Zeit wird der Kollektorstrom (Kurzschlussstrom) erzeugt. Der Kurzschlussstrom wird hoch wie einige tausend Ampere.
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Wenn die Anodenspannung der Diode D7 niedriger als die Leistungsversorgungsspannung V3 (0,8 V) wird, das ist die Referenzspannung zu der Zeit t10, wird die Ausgangsspannung des Komparators CA1 von einem niedrigen Pegel (0 V) zu einem hohen Pegel (5 V) geschaltet. Als Resultat nimmt die UND-Tätigkeit des Ausgangs des Komparators CA1 und des Ausgangs des Komparators CA2 einen hohen Pegel an. Zu der Zeit t11 gibt der Gatesteuercomputer 20 ein Steuersignal aus zum Schalten des IGBT Q1 von einem Aus-Zustand zu einem Ein-Zustand, und die Gatespannung des IGBT Q1 nimmt den Pegel von 15 V an. Als Resultat wird die Logikschaltung LA1 zu einem hohen Pegel zu der Zeit t11 geschaltet. Da der Unterbrecher 12, der die Ausgabe hohen Pegels von der Logikschaltung LA1 empfängt, den Stromfluss zu der Last abschneidet, wird der Kollektorstrom des IGBT Q1 allmählich 0 Ampere.
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Gemäß der Fehlererfassungsvorrichtung 1C der dritten Ausführungsform werden die Ausgänge der Komparatoren CA1 und CA2 und das Steuersignal des IGBT Q1 UND-verknüpft mittels der Logikschaltung LA1. Daher kann die Erfassung des Kurzschlussversagens in dem IGBT Q1 mit höherer Genauigkeit durchgeführt werden zusätzlich zu dem Vorteil der zweiten Ausführungsform. Da weiter die Logiktätigkeit durch die Logikschaltung LA1 wirkt, wird ohne dass der Gatesteuercomputer 20 benutzt wird, unterschiedlich zu der ersten Ausführungsform, kann eine Fehlererfassung schneller als in der ersten Ausführungsform erzielt werden.
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Vierte Ausführungsform
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Die vierte Ausführungsform ist auf eine Fehlererfassungsvorrichtung gerichtet, die Verschlechterung in der Lebensdauer eines Leistungsschaltelementes erfasst.
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Allgemein wird ein Schaltelement, das in einem Leistungsmodul verwendet wird, oft durch Löten verbunden. Da die Lötverbindung während der Zeit der Benutzung des Leistungsmoduls sich verschlechtert, erhöht sich die Ein-Spannung des Schaltelementes im Bezug auf den gleichen angelegten Strom während der Zeit. Der Metalldraht, der zum elektrischen Verbinden des Schaltelementes benutzt wird, wird auch mit der Zeit der Benutzung verschlechtert, wodurch eine Ein-Spannung in Bezug auf den gleichen angelegten Strom zunimmt. Eine Fehlererfassungsvorrichtung 1D der vierten Ausführungsform bestimmt die Verschlechterung in der Lebenszeit des Leistungsschaltelementes durch Erfassen der Zunahme der Ein-Spannung in Bezug auf den gleichen angelegten Strom. Die Fehlererfassungsvorrichtung 1D kann allein oder zusammen mit den Fehlererfassungsvorrichtungen 1A, 1B und 1C der ersten bis dritten Ausführungsform benutzt werden.
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9 ist ein Blockschaltbild des Aufbaus der Fehlererfassungsvorrichtung 1D der vierten Ausführungsform. In dem Blockschaltbild von 9 entspricht das gemeinsame Potential VN1, das als das Referenzpotential dient, dem Potential des Emitters E (Knoten N1) des IGBT Q1. Eine Gatetreiberschaltung und eine Fehlererfassungsvorrichtung des gleichen Aufbaus sind für jeden des IGBT Q1–IGBT Q6 vorgesehen. Daher wird eine Gatetreiberschaltung GD1D und eine Fehlererfassungsvorrichtung 1D, die für den IGBT Q1 vorgesehen ist, repräsentativ dafür beschrieben.
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Bezug nehmend auf 9, die Gatetreiberschaltung GD1D enthält eine Treiberschaltung UA und entsprechende strukturelle Elemente der Fehlererfassungsvorrichtung 1D ungleich dem Widerstandselement R7. Die Treiberschaltung UA ist ähnlich zu der der ersten bis dritten Ausführungsform, die bei einer Leistungsversorgungsspannung VCC2 (z. B. 15 V) betrieben wird.
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Die Fehlererfassungsvorrichtung 1D enthält eine Diode D7 mit hoher Durchbruchsspannung, das Widerstandselement R4, die Gleichstromleistungsversorgung V2 und eine Verschlechterungsbestimmungseinheit 2D. Die Verschlechterungsbestimmungseinheit 2D enthält Komparatoren CA3 und CA4 mit einem offenen Kollektorausgang, eine Logikschaltung LA2, Gleichstromleistungsversorgungen V5 und V6, eine Einpulserzeugerschaltung 24, eine Probe- und Halteschaltung 26, einen Elementlebensdaueralarm 28 und Widerstandselemente R6, R7 und R9. Jedes der Widerstandselemente R6 und R9 ist als ein Hochziehwiderstand verwendet, der mit den Ausgangsanschlüssen der Komparatoren CA3 und CA4 verbunden ist. Die Widerstandselemente R6 und R9 weisen ein Ende auf, das mit dem Leistungsversorgungsknoten VCC1 (z. B. 5 V) verbunden ist. Die Komparatoren CA3 und CA4 als auch die Logikschaltung LA2 sind bei der Leistungsversorgungsspannung VCC1 tätig.
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In 9 ist die Verbindung der Diode D7, des Widerstandselementes R4 und der Gleichstromleistungsversorgung V2 ähnlich zu denen der ersten bis dritten Ausführungsform. Die Diode D7 weist eine Kathode auf, die mit dem Kollektor C des IGBT Q1 verbunden ist, und eine Anode, die mit einem Ende des Widerstandselementes R4 verbunden ist. Eine Spannung positiv zu dem Knoten N1 wird an das andere Ende des Widerstandselementes R4 von der Gleichstromleistungsversorgung V2 angelegt.
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Zum Zwecke des Messens des Kollektorstromes wird ein IGBT mit einer Stromerfassungselektrode (hier im Folgenden als ein Fühl-IGBT bezeichnet) für den IGBT Q1–IGBT Q6 benutzt, die in der vierten Ausführungsform verwendet werden. Der Fühl-IGBT enthält eine Stromerfassungselektrode (Fühl-Elektrode) SE, durch die der erfasste Strom gemäß dem Kollektorstrom (Haupt-Strom) fließt. Ein Erfassungswiderstand ist zwischen der Fühl-Elektrode SE und dem Emitter E vorgesehen. Die Spannung uber den Erfassungswiderstand wird erfasst. In 9 ist das Widerstandselement R7 zwischen der Fühl-Elektrode SE des IGBT Q1 und dem Knoten N1 vorgesehen, und das Widerstandselement R8 ist zwischen die Fühl-Elektrode SE des IGBT Q2 und dem Knoten N niedriger Spannung geschaltet.
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Wie oben erwähnt wurde, erfasst die Fehlererfassungsvorrichtung 1D der vierten Ausführungsform die Zunahme der Ein-Spannung des Schaltelementes bei dem gleichen angelegten Strom. Da die Ein-Spannung des Schaltelementes von der Temperatur abhangt, muss die Abhangigkeit der Ein-Spannung von der Temperatur in Betracht gezogen werden, um die Verschlechterung richtig zu bestimmen.
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10 ist ein Diagramm, das die Temperaturabhangigkeit der Strom- und Spannungseigenschaft eines IGBT darstellt. In 10 ist die Kollektoremitterspannung entlang der horizontalen Achse aufgetragen, und der Kollektorstrom ist entlang der vertikalen Achse aufgetragen.
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Bezug nehmend auf 10, es gibt einen Kreuzungspunkt CP in der Kurve der Stromeigenschaft und der Spannungseigenschaft des IGBT in Bezug auf verschiedene Temperaturen. In dem Bereich, in dem der Strom niedriger ist als ein Stromwert IX an den Kreuzungspunkt CP, wird die Ein-Spannung niedriger, wenn die Temperatur abnimmt. Mit anderen Worten, die Ein-Spannung weist eine negative Temperaturabhängigkeit auf. In dem Bereich, in dem der Strom hoher als der Stromwert IX ist, nimmt die Ein-Spannung zu, wenn die Temperatur höher wird. Mit anderen Worten, die Ein-Spannung weist eine positive Temperaturabhängigkeit auf. An dem Stromwert IX entsprechend der Grenze zwischen den zwei Bereichen gibt es im Wesentlichen keine Temperaturabhängigkeit von der Ein-Spannung. Auf der Grundlage des Stromwertes IX an der Grenze zwischen dem Bereich, in dem die Temperaturabhängigkeit der Ein-Spannung negativ ist, und dem Bereich, an dem die Temperaturabhängigkeit der Ein-Spannung positiv ist, als Referenzpotential wird die Änderung in der Ein-Spannung VX über die Zeit an dem Referenzstrom IX gemessen. Folglich kann der Einfluss der Temperatur beim Bestimmen der Verschlechterung des Leistungsschaltelementes minimiert werden.
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Der Stromwert IX an dem Kreuzungspunkt CP, der sich für jedes IGBT-Element unterscheidet, ist im Allgemeinen 0,8–1,2 mal dem Wert des Kollektorstromes. Der IGBT-Wert wird unter der Bedingung benutzt, dass der Kollektorstrom 1,5 mal den Wert höchstens ist. Daher erreicht der Kollektorstrom den Pegel des Referenzstromes IX, wenn sich ein Strom dem höchsten Wert nähert, der durch den IGBT fließt. Daher kann die Bestimmung der Lebensdauer durch die Fehlererfassungsvorrichtung 1D durchgeführt werden. In dem Fall, in dem der Kollektorstrom nicht den Pegel des Referenzstromes IX erreicht, kann die Lebensdauerbestimmung nicht durch die Fehlererfassungsvorrichtung 1D ausgeführt werden. Die Möglichkeit eines Kurzschlussversagens in dem IGBT ist jedoch niedrig, da wenig Wärmeerzeugung in dem IGBT stattfindet.
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Bezug nehmend auf 9 wiederum, der Komparator CA4 ist vorgesehen zum Erfassen der Übereinstimmung des Kollektorstromes mit dem oben beschriebenen Referenzstrom IX. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss des Komparators CA4 ist mit der Fühl-Elektrode SE des Fühl-IGBT Q1 verbunden und empfängt die Spannung, die über dem Widerstandselement R7 erzeugt wird. Die Gleichstromleistungsversorgung V6 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA4 verbunden. Der Spannungswert der Gleichstromleistungsversorgung V6 ist auf den Pegel des Referenzstromes IX derart eingestellt, dass der Komparator CA4 ein Signal eines hohen Pegels ausgibt, wenn der Kollektorstrom des Fuhl-IGBT Q1 den Referenzstrom IX uberschreitet.
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Die Logikschaltung LA2 gibt die UND-Tätigkeit des Steuersignals des IGBT Q1 und des Ausgangssignals des Komparators CA4 aus. Die Einpulserzeugerschaltung 24 wird durch die führende Kante der Ausgabe der Logikschaltung LA2 angestoßen, zum Vorsehen eines Einpulses an die Probe- und Halteschaltung 26.
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11 ist ein Blockschaltbild eines Beispiels eines Aufbaus einer Probe- und Halteschaltung 26 von 9.
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Bezug nehmend auf 11, die Probe- und Halteschaltung 26 enthält Operationsverstärker 34 und 36, Schalter SW1 und SW2 und einen Spannungshaltekondensator C2. Die Operationsverstärker 34 und 36 werden als Spannungsfolger verwendet, indem die Eingangsanschlüsse und die invertierten Eingangsanschlüsse direkt verbunden sind. Der Operationsverstärker 34, der Schalter SW1 und der Operationsverstärker 36 sind in Reihe in dieser Reihenfolge zwischen einem Eingangsanschluss 30 und einem Ausgangsanschluss 32 der Probe- und Halteschaltung 26 geschaltet. Der Kondensator C2 und der Schalter SW2 sind parallel zueinander zwischen dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 36 und dem Knoten N1 geschaltet.
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Während der Ausgabe eines Hochpegelsignals von der Einpulserzeugerschaltung 24 ist der Schalter SW1 geschlossen, und der Kondensator C2 wird mit der Spannung des Eingangsanschlusses 30 geladen. Die geladene Spannung von dem Kondensator C2 wird von dem Ausgangsanschluss 32 ausgegeben. Bei einem Ablauf einer vorbestimmten Zeit von der Ausgabe eines Hochpegelsignals von der Einpulserzeugerschaltung 24 wird der Schalter SW2, der mit der Einpulserzeugerschaltung 24 durch eine Verzögerungsschaltung 38 verbunden ist, geschlossen. Als Resultat wird die geladene Spannung an dem Kondensator C2 über den Schalter SW2 ausgegeben.
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Wieder Bezug nehmend auf 9, die Probe- und Halteschaltung 26 der Fehlererfassungsvorrichtung 1D hält die Anodenspannung der Diode D7, wenn die Einpulserzeugerschaltung 24 eine Hochpegelausgabe vorsieht. Die gehaltene Anodenspannung wird zu dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA3 vorgesehen.
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Die Gleichstromleistungsversorgung V5 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators CA3 verbunden. Der Komparator CA3 gibt ein Hochpegelsignal aus, wenn die Anodenspannung der Diode D7 den Spannungswert der Gleichstromleistungsversorgung V5 überschreitet. Als Resultat benachrichtigt der Elementenlebensdaueralarm 28 uber die Lebensdauerverschlechterung des IGBT Q1.
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Wie hierin benutzt wird, wird der Spannungswert der Gleichstromleistungsversorgung V ungefähr 1,2 mal der Ein-Spannung entsprechend zu dem Referenzstrom IX für einen IGBT Q1 in einem Zustand eines neuen Produktes. Da die Ein-Spannung des Schaltelementes an dem Ende der Lebensdauer höher als die Ein-Spannung entsprechend dem Zustand des neuen Produktes wird, wird die Bestimmung gemacht, dass das Leben des Schaltelementes zu Ende geht.
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12 ist ein Zeitablaufdiagramm, das schematisch ein Beispiel von Spannungs- und Stromwellenformen eines jeden Elementes in 9 zeigt. In 12 sind die Gatespannung des IGBT Q1, die Kollektorspannung des IGBT Q1, die Anodenspannung der Diode D7, die Ausgangsspannung der Probe- und Halteschaltung 26, die Ausgangsspannung des Komparators CA4, die Ausgangsspannung der Logikschaltung LA2, der Kollektorstrom des IGBT Q1 und der Strom der Freilaufdiode D1 entlang der vertikalen Achse dargestellt. Die Zeit ist entlang der horizontalen Achse in 12 aufgetragen.
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An den Zeitzonen t0–t1, t2–t3, t4–t5, t6–t7 und t8–t9 (die Aus-Zone) in 12 weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 0 V auf und ist aus. Da die Freilaufdiode D1 konstant aus in dem Fall von 12 ist, ist die Kollektorspannung während der Aus-Zone auf der hohen Spannung von 600 V, wenn sich der IGBT Q1 in einem richtigen Zustand befindet. Da diese hohe Spannung durch die Diode D7 blockiert wird, ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich 5 V, was die Spannung der Gleichstromleistungsversorgung V2 ist.
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Bei den Zeitzonen t1–t2, t3–t4, t5–t6, t7–t8 und t9–t11 (die Ein-Zone) weist der IGBT Q1 eine Gatespannung von 15 V auf und ist ein. Während der Ein-Zone ist die Anodenspannung der Diode D7 gleich der Summe der Ein-Spannung des IGBT Q1 und der Vorwärtsspannung der Diode D7.
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Bei der Ein-Zone steigt der Kollektorstrom des IGBT Q1 allmählich durch die PWM-Steuerung. Zu der Zeit t1 während der Zeitzone t9–t11 kommt der Pegel des Kollektorstromes zu dem Referenzstrom IX. In diesem Zustand nimmt der Ausgang des Komparators CA4 und der Ausgang der Logikschaltung LA2 einen hohen Pegel an (z. B. 5 V). Als Resultat hält die Probe- und Halteschaltung 26 die Anodenspannung der Diode D7 zu dem Zeitpunkt t10.
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Es ist hier angenommen, dass die Anodenspannung der Diode D7 entsprechend des Referenzstromes IX gleich VD1 (z. B. 1,2–2 V) ist, wenn der IGBT Q1 ein neues Produkt ist, und VD2 höher als VD1 ist (z. B. 2,8 V), wenn der IGBT Q1 sich am Ende seines Lebens befindet. Wenn die Gleichstromleistungsversorgung V auf einen Wert zwischen VD1 und VD2 (z. B. 2,5 V) gesetzt wird, nimmt der Ausgang des Komparators CA3 einen hohen Pegel zu der Zeit t10 an. Somit wird die Bestimmung bezüglich der Verschlechterung der Lebensdauer des IGBT Q1 gemacht.
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Gemäß der Fehlererfassungsvorrichtung 1D der vierten Ausführungsform wird eine langfristige Änderung der Ein-Spannung erfasst auf der Grundlage des Stromwertes an dem Kreuzungspunkt CP. Daher kann die Bestimmung der Lebensdauerverschlechterung des Leistungsschaltelementes auf der Grundlage einer Bedingung des Minimierens des Temperatureffektes durchgeführt werden. Durch Bestimmen des Ablaufes des Lebens des Schaltelementes, das in dem Leistungsmodul verwendet wird, kann ein Signal, das eine Änderung anzeigt, ausgegeben werden, bevor das Leistungsmodul an der Grenze der Lebensdauer beschädigt wird. Somit kann die Beschädigung des Leistungsmoduls verhindert werden.
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Obwohl die erste bis vierte Ausführungsform auf der Grundlage einer Fehlererfassungsvorrichtung 1A des IGBT Q1 in der Inverterschaltung 11 beschrieben worden ist, kann ein ähnlicher Vorteil erzielt werden für die Fehlerbestimmungsvorrichtungen der IGBT Q1–IGBT Q6 durch Verwenden eines ähnlichen Aufbaus mit der Ausnahme der Weise des Einstellens des gemeinsamen Potentials. Für die Fehlererfassungsvorrichtungen des IGBT Q3 und des IGBT Q5 werden die Potentiale der Knoten N2 und N3 als das gemeinsame Potential verwendet anstelle des gemeinsamen Potentials VN1 von 2. Für die Fehlererfassungsvorrichtungen des IGBT Q2, des IGBT Q4 und des IGBT Q6 wird das Potential des Masseknotens GND verwendet als das gemeinsame Potential anstelle des gemeinsamen Potentials VN1 von 2.
