FR3046854B1 - Procede d'asservissement d'un convertisseur de tension continue-continue - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un procédé d'asservissement de la fréquence de découpage d'un signal de commande propre à commander la commutation d'un interrupteur d'un convertisseur de tension continue ayant un étage résonnant et un étage élévateur et/ou abaisseur, ledit convertisseur étant propre à recevoir une tension d'entrée, et à générer une tension de sortie, ledit procédé comprenant les étapes suivantes : a) calcul (40) d'un gain théorique du convertisseur fonctionnant dans un mode hybride, à partir du rapport cyclique du signal de commande défini à un instant donné t; b) détermination (42) de la tension d'entrée à l'instant donné t; c) calcul (44) du gain actuel du convertisseur à partir de la tension d'entrée déterminée et de la tension de sortie, d) calcul (44) de la différence entre le gain actuel et le gain théorique du convertisseur, e) variation de la fréquence de découpage en fonction de ladite différence.
Description
Procédé d’asservissement d’un convertisseur de tension continue- continue L’invention concerne un procédé d’asservissement de la fréquence de commutation d’un convertisseur de tension continue-continue ayant, par exemple, une structure d’un hacheur à accumulation inductive isolé (appelée structure « Flyback ») à verrouillage actif ou une structure multi-résonnante à commande asymétrique.
Pour réduire leurs coûts de conception et leurs coûts de fonctionnement, les avionneurs cherchent aujourd’hui à standardiser leurs équipements et à améliorer le rendement énergétique de leurs systèmes électroniques et notamment de leurs systèmes électroniques à faible puissance tels que les actionneurs et les calculateurs de vol.
Cette standardisation conduit à concevoir des convertisseurs de puissance capables de fonctionner sur une large plage d’entrée. A cet effet, il est possible par exemple d’utiliser des convertisseurs ayant une structure d’un hacheur à accumulation inductive isolé à verrouillage actif ou une structure multi-résonnante à commande asymétrique.
Toutefois, le rendement énergétique de ces convertisseurs n’est avantageux que lorsque ceux-ci fonctionnent à la limite de la conduction discontinue. Le but de la présente invention est donc de proposer un procédé d’asservissement de la fréquence de découpage d’un convertisseur permettant de maintenir le convertisseur à un point de fonctionnement, dit point de fonctionnement optimal, à la limite de la conduction discontinue sur une large plage de tension d’entrée. A cet effet, l’invention a pour objet un procédé d’asservissement de la fréquence de découpage d’un signal de commande généré par un générateur à modulation de largeur d’impulsion, ledit signal de commande ayant un rapport cyclique, ledit signal de commande étant propre à commander la commutation d’au moins un interrupteur d’un convertisseur de tension continue ayant au moins un étage résonnant et un étage élévateur et/ou abaisseur, ledit convertisseur étant propre à recevoir, en entrée, une tension d’entrée, et à générer, en sortie, une tension de sortie, ledit procédé comprenant les étapes suivantes : a) calcul d’un gain théorique du convertisseur fonctionnant dans un mode hybride, à partir du rapport cyclique du signal de commande défini à un instant donné t; b) détermination de la tension d’entrée à l’instant donné t; c) calcul du gain actuel du convertisseur à partir de la tension d’entrée déterminée et de la tension de sortie, d) calcul de la différence entre le gain actuel et le gain théorique du convertisseur, e) faire varier la fréquence de découpage en fonction de ladite différence (AG) f) répéter les étapes a) à e).
Avantageusement, les convertisseurs de puissance commandés par ce procédé d’asservissement présentent un bon rendement énergétique sur une large plage de tension d’entrée.
Avantageusement, lorsque les convertisseurs de puissance de type mentionné ci-dessus sont commandés par ce procédé d’asservissement les transistors du primaire et la ou les diodes du secondaire réalisent une commutation douce. Ainsi, ce procédé d’asservissement permet de réduire l’énergie circulante et donc d’augmenter davantage le rendement du convertisseur, sans engendrer une complexification excessive du dispositif de commande.
Suivant des modes particuliers de réalisation, le procédé d’asservissement du convertisseur de tension continue-continue comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - le seuil prédéfini est égal à zéro et dans lequel lorsque ladite différence est supérieure à zéro, la fréquence de découpage est augmentée et lorsque ladite différence est inférieure à zéro, la fréquence de découpage est diminuée. comprend en outre une étape d’ajustement du rapport cyclique du signal de commande, et dans lequel l’étape de calcul du gain théorique du convertisseur fonctionnant dans un mode hybride, est réalisé à partir du rapport cyclique ajusté ; et - - ledit gain théorique étant égal à la fonction de transfert de l’onduleur. L’invention a également pour objet un circuit d’asservissement de la fréquence de découpage d’un signal de commande généré par un générateur à modulation de largeur d’impulsion, ledit signal de commande ayant un rapport cyclique, ledit signal de commande étant propre à commander la commutation d’au moins un interrupteur d’un convertisseur de tension continue ayant au moins un étage résonnant et un étage élévateur et/ou abaisseur, ledit convertisseur étant propre à recevoir, en entrée, une tension d’entrée, et à générer, en sortie, une tension de sortie, ledit circuit comportant : - une première unité de calcul propre à calculer le gain théorique du convertisseur fonctionnant en mode hybride à partir de la fonction de transfert de l’onduleur et du rapport cyclique défini à un instant donné t ; - une unité de traitement apte à mesurer la tension d’entrée audit instant donné t, - une deuxième unité de calcul apte à calculer le gain actuel du convertisseur à partir de la tension d’entrée mesurée et de la tension de sortie, - un comparateur propre à détecter la différence entre le gain actuel et le gain théorique du convertisseur ; - des moyens de variations de la fréquence de découpage en fonction du résultat de ladite différence. L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple et faite en se référant aux figures sur lesquelles : - la figure 1 est un schéma représentant un exemple de convertisseur de tension continue-continue sur lequel le procédé d’asservissement selon l’invention peut être mis en œuvre ; - la figure 2 est un graphe représentant la variation au cours du temps du premier signal de commande de la commutation d’un premier interrupteur du convertisseur représenté sur la figure 1 ; - la figure 3 est un graphe représentant la variation au cours du temps du courant traversant la bobine d’induction série et la bobine d’induction parallèle du convertisseur représenté sur la figure 1 ; - la figure 4 est un graphe représentant la variation au cours du temps du courant traversant la diode de redressement du convertisseur représenté sur la figure 1 ; - la figure 5 est un diagramme représentatif des étapes du procédé d’asservissement selon l’invention ; - la figure 6 est une courbe représentative du gain du convertisseur en fonction de la fréquence de découpage ; - la figure 7 est un schéma représentant un autre exemple de convertisseur de tension continue-continue sur lequel le procédé d’asservissement selon l’invention peut être mis en oeuvre ; - la figure 8 est un schéma d’un circuit d’asservissement selon un premier mode de réalisation de l’invention ; et - la figure 9 est un schéma d’un circuit d’asservissement selon un deuxième mode de réalisation de l’invention
Nous allons tout d’abord présenter un exemple de convertisseur sur lequel le procédé d’asservissement selon l’invention peut être appliqué. Puis, nous décrirons les étapes du procédé d’asservissement selon l’invention. Ce procédé d’asservissement peut être mis en oeuvre sous la forme d’un programme informatique comportant des instructions à exécuter par un processeur. Ce procédé d’asservissement peut également être mis en oeuvre par un circuit matériel comme illustré sur la figure 8.
La figure 1 illustre un exemple de convertisseur de tension continue-continue 2 sur lequel le procédé d’asservissement selon l’invention peut être mis en oeuvre. La structure de ce convertisseur est une variante de la structure d’un hacheur à accumulation inductive isolé (appelée structure « Flyback ») comprenant un circuit de verrouillage actif (en l’anglais « active clamp ») et un étage résonnant.
Le convertisseur de tension continue-continue 2 comprend un étage résonant 3, un étage isolateur 5 connecté en parallèle à l’étage résonnant 3, un étage redresseur 7 connecté en série à l’étage isolateur 5 et un étage de filtrage 17 connecté en parallèle à l’étage redresseur. L’étage isolateur 5 comprend un transformateur 4 formé par un bobinage primaire 6 et un bobinage secondaire 8 couplé au bobinage primaire, une bobine d’induction parallèle 10 connectée en parallèle du bobinage primaire 6. Le transformateur 4 présente un rapport n entre le nombre de spires du bobinage secondaire 8 et le nombre de spires du bobinage primaire 6. L’étage résonant 3 comprend une bobine d’induction série 18 connectée en série du bobinage primaire 6 et une capacité 20 de résonance et de verrouillage actif connectée en parallèle du bobinage primaire 6.
La bobine d’induction série 18 peut être implémentée en tant que bobine externe comme illustrée sur la figure 1 ou en tant que bobine contenue intrinsèquement dans le transformateur (généralement appelée inductance de fuite du transformateur). De même, la bobine d’induction parallèle 10 peut être implémentée en tant que bobine externe comme illustrée sur la figure 1 ou en tant que bobine interne du transformateur (généralement appelée inductance magnétisante du transformateur).
Un premier interrupteur 12, dit de puissance, est connecté en série avec le transformateur 4. Une diode 14 et une capacité 16 sont connectées en parallèle au premier interrupteur 12. La diode 14 est montée de manière à être passante, lors de la phase de stockage d’énergie.
Un deuxième interrupteur 22, dit de verrouillage actif, est connecté en série de l’étage résonnant 3 et en parallèle avec l’étage isolateur 5. Une diode 23 et une capacité 25 sont connectées en parallèle du deuxième interrupteur 22. La diode 23 est montée de manière à être passante, lors de la phase de résonance.
En pratique, le premier 12 et le deuxième 22 interrupteurs sont, par exemple, constitués par des composants MOSFET de sorte qu’ils comportent intrinsèquement ladite diode et ladite capacité. L’étage redresseur 7 comprend une diode de redressement 30 connectée en série du bobinage secondaire 8. L'étage de filtrage 17 comprend un filtre de sortie 28 connecté en parallèle du de l’étage redresseur 7. Ce filtre de sortie 28 est propre à filtrer l’ondulation de courant à haute fréquence. Il permet de fournir en sortie une tension de sortie Vo constante. Il est, par exemple, constitué par une capacité. L’entrée du convertisseur de puissance est définie par un premier point de contact 13 positionné entre la capacité 20 de résonance et de verrouillage actif et la bobine d’induction série 18 et un deuxième point de contact 15 positionné en amont du premier interrupteur 12. Lorsqu’une tension d’entrée Vin est appliquée en entrée du convertisseur de tension continue-continue 2, le convertisseur 2 est propre à générer une tension de sortie Vo. Cette tension de sortie Vo est régulée par une boucle de rétroaction. Elle est donc constante quel que soit la tension d’entrée Vin. La tension de sortie Vo est destiné à alimenter une charge 32 connectée en parallèle du filtre de sortie 28. Cette charge 32 est représentée en pointillés.
Le convertisseur de tension continue-continue 2 comporte en outre un adaptateur de puissance 34 et une unité de traitement 36 connectée à l’adaptateur de puissance 34. L’adaptateur de puissance 34 fournit la puissance pour commander la commutation des premier 12 et deuxième 22 interrupteurs. Il est généralement appelé « driver » en anglais. L’unité de traitement 36 est propre à mesurer la tension d’entrée Vin à un instant donné t. L’unité de traitement 36 comprend une mémoire 37, une unité de calcul 35 et un générateur 38 à modulation de largeur d’impulsion généralement appelé PWM (de l’anglais « Puise wide Modulation »).
Selon le premier mode de réalisation de l’invention, la mémoire 37 contient des instructions pour exécuter le procédé d’asservissement illustré sur la figure 5. La mémoire 37 contient également la valeur de la tension de sortie Vo, ainsi que le rapport n entre le nombre de spires du bobinage secondaire 8 et le nombre de spires du bobinage primaire 6. L’unité de calcul 35 est propre à calculer le gain actuel Gr du convertisseur à l’instant donné t. Ce gain actuel Gr est obtenu en calculant le rapport Vo/Vin, Vo étant la tension de sortie enregistré dans la mémoire 37 et Vin étant la tension mesurée par l’unité de traitement 36. L’unité de calcul 35 est également adaptée pour calculer le gain du convertisseur 2, lorsque celui-ci fonctionne en mode hybride, à partir du rapport cyclique a du premier signal PWMi2de commande du premier interrupteur 12 et du rapport n du transformateur.
Le générateur PWM 38 est apte à générer un premier signal de commande PWM 12 propre à commander la commutation du premier interrupteur 12 et un second signal de commande PWM22 propre à commander la commutation du deuxième interrupteur 22.
Les signaux de commande PWM12 et PWM22 sont générés de manière à ce que lorsque le premier interrupteur 12 est passant, le deuxième interrupteur 22 est bloqué et, inversement, lorsque le premier interrupteur 12 est bloqué, le deuxième interrupteur 22 est passant.
Le premier signal PWM12 présente une fréquence de découpage donné F et un rapport cyclique a. Le second signal PWM22 présente la même fréquence de découpage F et un rapport cyclique complémentaire égal à 1- α. Il n’est pas représenté.
Le fonctionnement du convertisseur 2 est explicité en référence aux figures 2 à 4. Au temps tO, le premier signal PWM12 commande la fermeture du premier interrupteur 12. Le deuxième signal PWM22 commande l’ouverture du deuxième interrupteur 22.
Une phase de stockage d’énergie a lieu entre les temps tO et t2. Le courant i induit par l’application de la tension Vin et illustré sur la figure 3 charge la bobine d’induction série 18 et la bobine d’induction parallèle 10. Cette phase de stockage d’énergie dure pendant un temps égal à aT, avec T= 1/F.
Au temps t2, le premier signal PWM12 commande l’ouverture du premier interrupteur 12 et le deuxième signal PWM22 commande la fermeture du deuxième interrupteur 22.
Une phase de transfert d’énergie direct en mode résonnant a lieu entre les temps t2 et t6. Au cours de cette phase de transfert d’énergie, la bobine d’induction série 18 et la bobine d’induction parallèle 10 se déchargent. L’énergie accumulée dans ces bobines est transférée à la charge 32 par résonance de la capacité de résonance 20 et de la bobine d’induction série 18. Le courant is, représenté sur la figure 4, traverse la diode de redressement 30. Cette phase de transfert d’énergie dure pendant un temps égal à (1-a)T, avec T= 1/F.
Ce transfert direct d’énergie peut être réalisé selon trois modes de fonctionnement différents déterminés en fonction de la fréquence de découpage F et du rapport cyclique a appliqués par le générateur à modulation de largeur d’impulsion 28. Le mode de fonctionnement dit hybride est généralement préféré au mode de fonctionnement résonnant et au mode de fonctionnement à verrouillage actif (de l’anglais « active clamp ») car il permet le transfert d’un maximum d’énergie vers le bobinage secondaire 8, tout en assurant une commutation douce sur le redresseur et en minimisant l’amplitude des courants. Dans ce mode hybride, la quantité de courant is traversant la diode de redressement 30, à chaque cycle, entre les temps t3 et t6, est maximale.
Pour fonctionner selon le mode hybride, la fréquence de découpage F doit valider l’équation (1) ci-dessous :
Il est difficile de maintenir la fréquence F afin qu’elle valide l’équation (1) car cela nécessite de connaître la valeur exacte de l’impédance Cr de la capacité de résonance et la valeur exacte de l’impédance de la bobine d’induction série Lr. De plus, la valeur de ces impédances change en fonction de la température, du vieillissement des composants et de la tension d’entrée et du procédé de fabrication. L’invention propose un procédé d’asservissement du premier signal PWM12 et du deuxième signal PWM22 permettant de faire fonctionner le convertisseur dans un mode de fonctionnement hybride. L’invention repose sur le principe selon lequel, en mode de fonctionnement hybride, le gain de l’étage résonant est égal à un (car l’impédance du circuit de résonnance est nulle). En conséquence, le gain théorique Gth du convertisseur 2 est égal au gain d’un hacheur à accumulation inductive isolé à verrouillage actif. Ce gain théorique Gth du convertisseur 2 peut être calculé, à un instant donné t, à partir de la valeur du rapport cyclique a du premier signal de commande à cet instant donné t.
En effet, lorsque l’on suppose que l’inductance de la bobine d’induction parallèle 10 est bien supérieure à l’inductance de la bobine d’induction série 18, la fonction de transfert du convertisseur (2) est la suivante :
Dans laquelle : - Vo est la tension de sortie du convertisseur, - Vin est la tension d’entrée du convertisseur, - n est le rapport du transformateur, - a est le rapport cyclique du premier interrupteur 12, - ZLrest égale à jL-i^F dans laquelle l_-i8 est l’impédance de la bobine d’induction 18, - ZLm est égale à jL-io 2πΡ dans laquelle L10 est l’impédance de la bobine d’induction 10, - Zc est égale à1 / jC2t^F dans laquelle C20 est l’impédance de la capacité de résonance 20, - R est la résistance de la charge 32.
Cette fonction de transfert est le produit de la fonction de transfert T2 du hacheur à accumulation inductive isolé à verrouillage actif (de l’anglais « Flyback Active Clamp ») et de la fonction de transfert T1 de l’étage résonnant. La fonction de transfert T2 du hacheur à accumulation inductive isolé est égale au premier terme du produit de l’équation (2), c’est -à-dire elle est égale à ηα/(1-α). La fonction de transfert T1 de l’étage résonnant est égale au deuxième terme du produit de l’équation (2).
En théorie, lorsque le convertisseur 2 fonctionne dans un mode hybride, la fonction de transfert du convertisseur 2 est égale à la fonction de transfert T2 du hacheur à accumulation inductive isolé à verrouillage actif, la fonction de transfert de l’étage résonnant étant égale à l’unité. Ainsi, en mode hybride, le gain théorique G«, du convertisseur, est égale à ηα/(1-α) avec a égal au rapport cyclique du premier signal PWM12.
Le procédé d’asservissement selon l’invention propose de comparer ce gain théorique Gth du convertisseur avec le gain actuel du convertisseur 2 et d’ajuster la fréquence de découpage F jusqu’à ce que le gain actuel du convertisseur 2 soit égal au gain théorique. Ce qui revient à trouver la fréquence de découpage F permettant de rendre la fonction de transfert de l’étage résonnant égale à l’unité. Cet ajustement est réalisé par une boucle d’asservissement.
Le gain actuel du convertisseur 2 est obtenu en déterminant la tension d’entrée Vin à un instant donné t et en la divisant par la tension de sortie Vo.
Ainsi, le procédé d’asservissement selon l’invention peut être mis en œuvre sous forme logiciel par exécution des instructions d’un programme d’ordinateur stocké dans la mémoire 37. Ce procédé comporte les étapes illustrées sur la figure 5.
Il débute par une étape 40 de calcul du gain théorique Gth du convertisseur 2 c'est-à-dire du gain du convertisseur lorsque le gain de l’étage résonnant est égal à l’unité. Ce gain théorique est égal à la fonction de transfert T2. Lorsque le convertisseur 2 est l’exemple de convertisseur représenté sur la figure 1, ce gain théorique est égal à:
Avec n le rapport du transformateur et a le rapport cyclique à l’instant t donné du premier signal PWM12 commandant la commutation du premier interrupteur.
Puis, au cours d’une étape 42, l’unité de traitement 36 mesure la tension d’entrée Vin à l’instant donné t.
Au cours d’une étape 44, l’unité de calcul 35 calcule le gain actuel Gr du convertisseur 2 à partir de la tension d’entrée Vin mesurée au cours de l’étape 42 et de la tension de sortie souhaitée Vo enregistrée dans la mémoire 37 en utilisant l’équation ci- dessous :
Au cours d’une étape 46, l’unité de calcul 35 calcule la différence AG entre le gain actuel Gr et le gain théorique Gth du convertisseur 2.
Puis, au cours d’une étape 48, l’unité de calcul 35 compare la différence AG= Gr - Gth à zéro.
Lorsque ladite différence AG est supérieure ou inférieure à zéro, l’unité de calcul 35 fait varier la fréquence de découpage F du générateur, au cours d’une étape 50. En particulier, lorsque la différence AG est supérieure à zéro, le convertisseur 2 fonctionne dans un mode résonnant. En référence à la figure 6, le convertisseur fonctionne dans un point de fonctionnement situé dans la zone Mv. Pour faire fonctionner le convertisseur 2 dans un mode hybride, l’unité de calcul 35 augmente la fréquence de découpage F jusqu’à amener le point de fonctionnement sur la courbe Mh représentative d’un mode de fonctionnement hybride. Lorsque la différence AG est inférieure à zéro, Le convertisseur 2 fonctionne dans un mode de verrouillage actif. Le point de fonctionnement du convertisseur est situé dans la zone hachurée Mv. L’unité de calcul 35 diminue la fréquence de découpage F jusqu’à amener le point de fonctionnement sur la courbe Mh.
Puis, les étapes 40 à 50 sont répétées en boucle.
Lorsque la fréquence de découpage F ou que la tension d’entrée Vin est modifiée, le rapport cyclique a est modifié par la chaîne de rétroaction (en anglais « feedback »). Le procédé d’asservissement selon l’invention est donc généralement suivie par une étape 54 au cours de laquelle l’unité de calcul 35 réajuste le rapport cyclique a. Cette étape de réajustement est réalisée selon des procédés connus qui ne seront pas décrit dans cette demande de brevet.
Enfin, les étapes 40 à 52 sont répétées, au cours d’une étape 54.
Avantageusement, la mise en œuvre du procédé d’asservissement selon l’invention sur le convertisseur illustré sur la figure 1 associe les avantages liés à l’utilisation d’une topologie de circuit résonnant en réalisant des commutations douces sur tous les transistors et diodes, ainsi que les avantages liés à l’utilisation d’une topologie de hacheur à accumulation inductive isolé à verrouillage actif en permettant un fonctionnement à la fois comme élévateur et comme abaisseur.
Le procédé d’asservissement illustré sur la figure 5 peut également être mis en œuvre sur un convertisseur de tension continue -continue 56 ayant une structure multi-résonnante à commande asymétrique tel qu’illustré sur la figure 7. Ce convertisseur ne sera pas décrit en détail. Les éléments techniques identiques ou similaires ou éléments techniques du convertisseur 2 illustré sur la figure 1, sont référencé par les mêmes références.
Ce convertisseur ne peut néanmoins fonctionner que, en tant qu’abaisseur. La fonction de transfert T2 du convertisseur 56 est égale à na. Lorsque le procédé d’asservissement selon l’invention est mis en œuvre sur le convertisseur 56, le gain théorique Gth calculé au cours de l’étape 40 est obtenu à partir de la formule suivante :
Avec n rapport du transformateur 4 et a le rapport cyclique de commande de la commutation du premier interrupteur 12.
Le procédé d’asservissement selon l’invention peut également être mis en œuvre sous forme matérielle par le circuit d’asservissement 58 selon un premier mode de réalisation illustré sur la figure 8.
Dans ce mode de réalisation de l’invention, l’unité de calcul 35 est remplacée par un circuit d’asservissement 58 fonctionnant de manière discrète. Ce circuit
d’asservissement 58 comporte une première unité de calcul 60, une deuxième unité de calcul 62, un comparateur 64 ayant une entrée non inverseuse + connectée à la première unité de calcul 60, et une entrée inverseuse - connectée à la deuxième unité de calcul 62.
La première unité de calcul 60 est propre à recevoir, en entrée, la tension d’entrée Vin à l’instant donné t ainsi que la tension de sortie V0, à calculer le rapport de la tension de sortie V0 sur la tension d’entrée Vin, et à générer en sortie le gain actuel Gr.
La deuxième unité de calcul 62 est propre à recevoir, en entrée, le rapport n du transformateur 4 et le rapport cyclique a du premier signal PWM12 de commande du premier interrupteur, dit interrupteur de puissance. Le rapport cyclique a est soit le rapport cyclique à l’instant donné t ou le rapport cyclique a ajusté.
La deuxième unité de calcul 62 est apte à calculer le gain théorique Gth du convertisseur à partir de la fonction de transfert T2, du rapport cyclique et du rapport n. Lorsque le circuit d’asservissement 58 commande le convertisseur 2 illustré sur la figure 1, la fonction de transfert T2 est égale à
Lorsque le circuit d’asservissement 58 commande le convertisseur 56 illustré sur la figure 7, la fonction de transfert T2 est égal à na.
Le comparateur 64 est propre à détecter la différence entre le gain actuel et le gain théorique.
Ce circuit d’asservissement 58 comporte en outre : - un premier registre 66 stockant une variation positive de fréquence de découpage fhys, - un premier interrupteur 68 connecté par une branche principale 70 à la sortie du comparateur 64, le premier interrupteur 68 étant propre à actionner le premier registre 66 afin que celui-ci émette un signal représentatif de la variation positive de fréquence de découpage fhys,
- une porte inverseuse 72 montée sur une branche secondaire 74, la branche secondaire 74 est reliée à la branche principale 70, - un deuxième registre 76 stockant une variation négative de fréquence de découpage -fhys, - un deuxième interrupteur 78 connecté à porte inverseuse 72 ; le deuxième interrupteur 72 étant propre à actionner le deuxième registre 76 afin que celui-ci émette un signal représentatif de la variation négative de fréquence de découpage -fhys, - un premier sommateur 80 propre à recevoir les signaux issus du premier et du second regitres ; - une mémoire tampon 82 stockant la valeur de la fréquence de découpage F à l’instant donné t, un deuxième sommateur 84 relié au premier sommateur 80, le deuxième sommateur 84 est propre à ajouter la variation positive fhys ou la variation négative -fhys de fréquence de découpage à la fréquence de découpage F stocké dans la mémoire tampon.
Le procédé d’asservissement de l’invention peut enfin être mis en œuvre par le circuit d’asservissement 86 selon un deuxième mode de réalisation illustré sur la figure 9.
Dans ce mode de réalisation de l’invention, l’unité de calcul 35 est remplacée par un circuit d’asservissement 86 fonctionnant de manière analogique. Ce circuit d’asservissement 86 forme une boucle d’asservissement qui comporte : - une première unité de calcul 94 propre à calculer le gain théorique fonctionnant en mode hybride à partir de l’équation définie dans l’étape 40 et du rapport cyclique a calculé par une boucle d’asservissement annexe, - une deuxième unité de calcul 96 connectée à la mémoire 37 ; la deuxième unité de calcul est propre à calculer le gain actuel du convertisseur à partir de la tension d’entrée Vin mesurée par l’unité de traitement 36 et de la tension de sortie Vo enregistrée dans la mémoire 37, - un premier soustracteur 98 connecté à la première 94 et à la deuxième 96 unités de calcul, le premier soustracteur étant propre à calculer la différence entre le gain actuel et le gain théorique, - un correcteur de type Proportionnel - Intégral 100 connecté à la sortie du soustracteur 98 et au PWM 38. Ce correcteur PI 100 assure la stabilité du circuit d’asservissement. Il comporte des coefficients proportionnel et intégral sont calculés en fonction de la fonction de transfert du convertisseur.
En fonctionnement, la différence calculée par le soustracteur représente en termes de régulation, une erreur. Cette erreur passe dans le correcteur de type Proportionnel Intégral 100 qui va faire converger sa sortie (qui représente la fréquence) à une valeur permettant d’obtenir une différence nulle. Le correcteur PI 100 permet ainsi de placer le convertisseur dans son mode de fonctionnement hybride.
La boucle d’asservissement annexe régule le rapport cyclique. Elle comporte un soustracteur 88 connecté à la mémoire 37 et un dispositidf de mesure de la tension de sortie actuel Vo, un correcteur Proportionnel - Intégral 90 connecté à la sortie du soustracteur 88, au PWM 38 et à la première unité de calcul 94. Le soustracteur 88 est propre à calculer la différence entre la tension de sortie Vo enregistrée dans la mémoire 37 et la tension de sortie Vo mesurée. Le PWM 38 est propre à modifier le premier et le second signal de commande en fonction de la fréquence reçue du correcteur PI 100 et du rapport cyclique reçu du correcteur PI 90.
Claims (4)
- REVENDICATIONS1. - Procédé d’asservissement de la fréquence de découpage (F) d’un signal de commande (PWM12) généré par un générateur (38) à modulation de largeur d’impulsion, ledit signal de commande (PWM12) ayant un rapport cyclique (a), ledit signal de commande (PWM12) étant propre à commander la commutation d’au moins un interrupteur (12, 22) d’un convertisseur de tension continue (2, 56) ayant au moins un étage résonnant (3) et un étage élévateur et/ou abaisseur (4), ledit convertisseur (2, 56) étant propre à recevoir, en entrée, une tension d’entrée (Vin), et à générer, en sortie, une tension de sortie (Vo) , ledit procédé comprenant les étapes suivantes : a) calcul (40) d’un gain théorique (Gth) du convertisseur (2, 56) fonctionnant dans un mode hybride, à partir du rapport cyclique (a) du signal de commande (PWM12) défini à un instant donné t; b) détermination (42) de la tension d’entrée (Vin) à l’instant donné t; c) calcul (44) du gain actuel (Gr) du convertisseur (2, 56) à partir de la tension d’entrée déterminée (Vin) et de la tension de sortie (Vo), d) calcul (44) de la différence (AG) entre le gain actuel et le gain théorique du convertisseur (2, 56), e) lorsque ladite différence (AG) est supérieure à zéro, la fréquence de découpage (F) est augmentée, lorsque ladite différence (AG) est inférieure à zéro, la fréquence de découpage (F) est diminuée, f) répétition (54) des étapes a) à e).
- 2. - Procédé d’asservissement selon la revendication 1, qui comprend en outre une étape d’ajustement (52) du rapport cyclique (a) du signal de commande, et dans lequel l’étape de calcul (40) du gain théorique du convertisseur fonctionnant dans un mode hybride, est réalisé à partir du rapport cyclique ajusté.
- 3. - Procédé d’asservissement selon l’une quelconque des revendications 1 et 2, dans lequel ledit gain théorique étant égal à la fonction de transfert (T2) de l’onduleur (4).
- 4. - Circuit d’asservissement de la fréquence de découpage (F) d’un signal de commande (PWM12) généré par un générateur (38) à modulation de largeur d’impulsion, ledit signal de commande (PWM12) ayant un rapport cyclique (a), ledit signal de commande (PWM12) étant propre à commander la commutation d’au moins un interrupteur (12, 22) d’un convertisseur de tension continue (2, 56) ayant au moins un étage résonnant (3) et un étage élévateur et/ou abaisseur (4), ledit convertisseur (2, 56) étant propre à recevoir, en entrée, une tension d’entrée (Vin), et à générer, en sortie, une tension de sortie (Vo) , ledit circuit comportant : - une première unité de calcul (60, 94) propre à calculer le gain théorique du convertisseur fonctionnant en mode hybride à partir de la fonction de transfert (T2) de l’onduleur (4) et du rapport cyclique (a) défini à un instant donné t ; - une unité de traitement (36) apte à mesurer la tension d’entrée (Vin) audit instant donné t, - une deuxième unité de calcul (62, 96) apte à calculer le gain actuel du convertisseur (2, 56) à partir de la tension d’entrée mesurée (Vin) et de la tension de sortie (Vo), - un comparateur (64, 98) propre à détecter la différence (AG) entre le gain actuel et le gain théorique du convertisseur (2, 56) ; - des moyens (38, 72, 80, 68, 78, 66, 76, 84, 82, 100) de variations de la fréquence de découpage (F) en fonction du résultat de ladite différence (AG).
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