KR100702722B1 - 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터 - Google Patents

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Abstract

제 1 공급 단자(1)와 제 2 공급 단자(2) 사이의 입력 전압(Ui)을 출력 전압(Uo)으로 변환시키기 위한 컨버터가 개시되는데, 이 컨버터는 동작시 스위치 제어 신호(Vcntrl)의 제어하에 교번적으로 턴온 및 턴오프되는 스위칭 수단(S)과, 상기 상기 스위칭 수단(S)과 함께 직렬로 접속된 유도성 소자(T)와, 상기 스위치 제어 신호(Vcntrl)를 공급하기 위한 제어 회로(CNTRL)와, 상기 스위칭 수단(S) 양단의 링잉 전압(Us)을 평가하기 위한 평가 수단(EVMNS)을 포함한다. 상기 스위치 제어 신호(Vcntrl)의 주파수는, 발진기(OSC)에 의해 결정되는 대략 일정한 주파수를 가진다. 또한 제어 회로는, 동시에 전압(Us)이 입력 전압(Ui)보다 작고, 전압(Us)의 시간에 대한 미분값이 제로보다 작거나 같고, 기준값과 같을 경우에만 스위칭 수단(S)을 턴온시킨다.

Description

입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터{CONVERTER FOR THE CONVERSION OF AN INPUT VOLTAGE INTO AN OUTPUT VOLTAGE}
본 발명은 제 1 공급 단자와 제 2 공급 단자 간의 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 컨버터에 관한 것으로, 이 컨버터는 동작시 스위치 제어 신호의 제어하에 교번적으로 턴온 및 턴오프되는 스위칭 수단과, 상기 제 1 공급 단자와 제 2 공급 단자 사이에 접속되어 상기 스위칭 수단과 함께 직렬 장치를 형성하는 유도성 소자와, 상기 스위치 제어 신호를 공급하기 위한 제어 회로와, 링잉(ring)을 나타내는 상기 스위칭 수단 양단의 전압을 평가하여 상기 제어 회로에 평가 신호를 공급하기 위한 평가 수단을 포함한다.
도 1은 미국 특허 제 5,754,414호로부터 공지되는 상기 컨버터를 도시하고 있다. 스위칭 트랜지스터(18)와 더불어 트랜스포머(12)의 1차 권선은 제 1 공급 단자 Vs와 제 2 공급 단자 GND 사이에 접속되어 입력 전압 Vs를 수신한다. 트랜스포머(12)는 또한 2차 권선(30)을 갖는다. 2차 권선(30)에 의해 공급되는 전압은 다이오드 수단(32)에 의해 정류되고 이어서 평활 캐패시터(34)에 의해 평활되 어, 출력 단자 Vo와 제 2 공급 단자 GND 사이에서 출력 전압 Vo를 생성시킨다. 공지된 컨버터의 동작은 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명된다. 시점 t0과 t1사이에서 (제 2 공급 단자 GND에 대한) 베이스 전압 Vb는 거의 0V이며, 그 결과, 스위칭 트랜지스터(18)는 도통되지 않는다. 결과적으로, 스위칭 트랜지스터(18)의 (제 2 공급 단자 GND에 대한) 콜렉터 전압 Vc는 입력 전압 Vs와 거의 동일하게 된다. 시점 t1에서 베이스 전압 Vb는 스위칭 트랜지스터(18)가 완전한 도통 상태로 들어갈 정도로 증가하고, 그 결과 콜렉터 전압 Vc는 거의 0 V로 된다. 베이스 전압 Vb는 시점 t2까지 하이 상태로 유지된다. 이러한 것의 직접적인 결과는, 시점 t1과 t2 사이에서 트랜스포머(12)의 1차 권선 양단의 전압은 입력 전압 Vs와 거의 같게 되고, 그 결과 에너지가 트랜스포머(12)의 1차 권선에 저장된다는 것이다. 이 결과, 저장된 에너지는 2차 권선(30)으로 전달되고 궁극적으로는 정류기 다이오드(32)를 통해 출력 단자 Vo와 제 2 공급 단자 GND사이에 접속될 수 있는 부하(도시되지 않음)로 전달된다. 시점 t2에서의 스위칭 트랜지스터(18)의 과도한 턴오프는, 1차 권선의 자기 유도의 결과로서 콜렉터 전압 Vc를 갑자기 증가시킨다. 따라서 시점 t2 직후의 콜렉터 전압 Vc는 실질적으로 입력 전압 Vs보다 더 높게된다. 이어서, 콜렉터 전압 Vc는 도 2의 참조 번호 44로 도시된 바와 같이 감소하기 시작한다. 참조 번호 82로 도시된 바와 같은 소정의 시점에 대해, 콜렉터 전압 Vc는 링잉을 개시한다. 주목할 것은, 종래의 컨버터의 동작을 설명하기 위해 상기 미국 특허 공보에 도 2 및 도 3이 도시되어 있다는 것이다. 그러나, 도 2 및 도 3은 또한 상기 미국 특허 공보로부터 공지된 컨버터의 동작을 설명하는 데에 도 사용된다. 따라서, 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 미국 특허 공보에 의하면, 여러 종래의 컨버터들은 고정된 스위칭 주파수 f로 동작하고 있다. 스위칭 주파수 f는, 시점 t1에 대응하는 시점 t3에서 콜렉터 전압 Vc가 링잉(ringing)을 거의 나타내지 않을 정도로 충분히 낮으며, 그 결과, 스위칭 트랜지스터(18)는 콜렉터 전압 Vc가 입력 전압 Vs보다 훨씬 더 높아짐으로 인해 스위칭 트랜지스터(18)가 손상될 위험없이 다시 턴온될 수 있다. 게다가, 콜렉터 전압 Vc가 링잉을 중단한 시점에서, 트랜스포머(12)로부터 부하로의 에너지 전달이 중단되었다는 것을 단언할 수 있다. 그러한 종래의 컨버터가 시점 t3에서 콜렉터 전압 Vc가 링잉을 중단될 정도로 낮은 고정 스위칭 주파수 f로 동작하기 때문에 그 종래의 컨버터는 높은 스위칭 주파수 f를 필요로 하는 것에는 적합하지 않다. 이러한 이유로 인해, 미국 특허 공보에서 개시되는 바와 같이 공지된 컨버터에서 높은 스위칭 주파수 f로 동작하게 하는 몇가지 조치들이 취해졌다. 그 필수적인 것은, 컨버터가 링잉 주파수가 변화할 때마다 스위칭 트랜지스터(18)가 콜렉터 전압 Vc의 제 1 최소 링잉 전압(이 전압은 도 2의 참조 번호 84를 포함함)에서 턴온되도록 하는 방식으로 스위칭 주파수 f를 적응시킨다는 것이다. 트랜스포머(12)로부터 부하로의 에너지 전달은 아직 완료되지 않았다. 그러나, 정류기 다이오드(32)가 도통 상태를 벗어나지 않을 시점까지는 링잉이 발생하지 않는다는 것을 상기할 때, 분명한 것은 대부분의 에너지는 이미 부하로 전달이 완료되었다는 것이다. 콜렉터 전압 Vc의 링잉 주파수는 가령, 사용된 트랜스포머의 타입에 의존하고 있다. 이러한 이유로 인해, 상기 미국 특허 공보에 의하면, 컨버터의 스위칭 주파수 f는 변화가능하며, 도 2에 도시된 시점 f3가 콜렉터 전압 Vc의 제 1 최소 링잉 전압과 거의 일치하도록 자체적으로 자동 적응되어야만 한다는 것이다. 따라서 상기 미국 특허 공보에 의하면, 종래의 고정 스위칭 주파수를 갖는 컨버터는 바람직한 것이 아니라는 것이다. 이러한 것은 스위칭 트랜지스터(18)가 콜렉터 전압 Vc의 제 1 최소 링잉 전압(84)에서 항상 턴온될 수 없기 때문이다.
미국 특허 공보에서 개시된 바와 같이 공지된 컨버터의 단점은, 실질적으로 일정한 스위칭 주파수를 원하는 경우의 용도로는 적합하지 않다는 것이다. 결과적으로 이러한 것은, 가령, 스위칭 주파수가 매우 높은 값을 갖는다고 가정하면 컨버터의 효율에 악영향을 끼칠 수도 있다.
본 발명의 목적은 전술한 단점을 갖지 않는 컨버터를 제공하는데 있다.
본 발명에 따른 목적 달성을 위해, 전술한 서두에서 정의된 컨버터는, 스위치 제어 신호가, 발진기의 발진기 신호에 의해 결정되며 상기 발진기 신호의 일정 주파수와 거의 같은 대략 일정한 주파수를 가지는 것을 특징으로 하며, 또한 제어 회로는 평가 신호가 상기 스위칭 수단 양단의 전압이 입력 전압 보다 작다는 것을 나타낼 경우와, 추가로 상기 평가 수단에 의해 공급되는 제 2 평가 신호가 스위칭 수단 양단의 전압의 시간에 대한 미분값이 제로보다 작거나 같을 경우와, 추가로 스위칭 수단의 양단의 전압의 시간에 대한 미분값이 기준값과 같을 경우에만 스위칭 수단을 턴온시키는 특징을 갖는다.
평가 신호는 스위칭 수단의 양단의 전압이 입력 전압보다 높을 경우 스위칭 수단이 절대로 스위칭되지 않는다는 것을 보장한다. 스위칭 수단이 턴온될 수 있는 스위칭 수단 양단 전압의 전압 범위의 추가 감소는 제 2 평가 신호에 의해 달성된다. 이러한 것은 특히 제로값에 매우 근접한 네가티브 값이 기준값으로 선택될 경우에 유리하다. 무엇보다도, 스위칭 수단의 양단 전압이 국부 최소값을 보일 시점에서 스위칭 수단을 턴온시키는 것이 목표이다. 그러나, 전기 제어 회로는 항상 소정의 응답 시간을 필요로 하고 있다. 제로가 아닌 작은 네가티브 값의 기준값을 선택함으로써 응답 시간에 대한 허가가 행해진다. 따라서, 요구된 응답 시간에도 불구하고, 스위칭 수단은 스위칭 양단의 전압이 국부 최소값을 보이는 시점에서 여전히 턴온될 수 있다. 스위칭 수단의 턴온이 허락되기 전에 충족되어야 할 상기 세가지 요건들과는 별도로, 또다른 매우 중요한 요건이 있다. 즉, 그 요건은, 스위치 제어 신호는 발진기에 의해 공급되는 발진 신호에 의해 결정되며 그 발진 신호의 일정 주파수와 거의 동일한 거의 일정한 주파수를 가진다는 것이다. 스위칭 수단은 다음에 발진기 신호가 제 1 신호 레벨, 가령 로우 레벨에서 제 2 신호 레벨, 가령, 하이 레벨로 변화할 때에만 턴온될 수 있으며, 상기 레벨의 변화의 반복율은 일정하다. 다음에 이러한 스위칭 수단은 상기 레벨 변화가 발생한 후에 나타나는 다음 국부 최소값에서 턴온된다. 이러한 국부 최소값은, 가령 제 1, 제 2, 제 3, 등의 최소값일 수 있다. 따라서, 스위칭 수단은 전적으로 제 1 국부 최소값에서 턴온되지는 않는데, 이는 전술한 미국 특허 공보에 따른 공지된 컨버터와 대조된다. 스위칭 수단이 턴온되는 또다른 국부 최소값의 선택 가능성은 링잉 전압의 주파수가 발진기 신호의 주파수보다 훨씬 높다는 인식에 근거를 두고 있다. 스위칭 수단 양단의 전압상에서의 주파수 변동은 궁극적으로 국부 최소값의 선택의 변화를 일으키며, 그 결과 컨버터의 주파수는 거의 일정하며, 사실상 발진기 신호의 주파수에 의해 결정된다.
본 발명은 첨부 도면을 참조하여 보다 상세히 설명될 것이다.
도 1은 미국 특허 제 5,754,414호에서 제안된 공지된 컨버터의 전기 회로도를 도시하며,
도 2 및 도 3은 도 1의 전기 회로도의 다른 설명을 위한 그래프도이며,
도 4는 본 발명에 따른 컨버터의 일실시예의 전기 회로도이며,
도 5는 도 4 및 도 6에 도시된 실시예들의 또다른 설명을 위한 신호 파형도이며,
도 6은 본 발명에 따른 컨버터의 다른 실시예의 전기 회로도이다.
도 4 내지 도 6에 있어서 동일 부품 또는 소자는 동일한 참조 기호로 나타낸다.
도 4는 본 발명을 구체화하는 컨버터의 전기 회로도이다. 이 컨버터는 스위칭 수단 S, 즉 스위치 제어 신호 Vcntrl의 제어하에 교대로 턴온 및 턴오프되는 스위치 S와, 본 실시예의 경우 1차 권선 Lp와 2차 권선 Ls를 갖는 트랜스포머 T를 포함하는 유도성 소자 T를 포함하고 있다. 스위치 S와 1차 권선 Lp는 함께 제 1 공급 단자(1)에 접속된 제 1 단자와 제 2 공급 단자(2)에 접속된 제 2 단자를 갖는 직렬의 장치를 형성하여 전압원 VSRC에 의해 공급되는 입력 전압 Vin을 수신한다. 제 1 캐패시터 Cp1은 1차 권선 Lp의 기생 캐패시턴스이다. 제 2 캐패시터 Cp2는 스위치 S의 기생 캐패시턴스이다. 정류기 다이오드 D는 2차 권선 Ls의 제 1 단자와 제 1 출력 단자(3) 사이에 접속된다. 2차 권선 Ls의 제 2 단자는 제 2 출력 단자(4)에 접속된다. 평활 캐패시터 C는 제 1 출력 단자(3)와 제 2 출력 단자(4) 사이에 접속된다. 부하 ZL은 출력 전압 Uo을 수신하기 위해 제 1 출력 단자(3)와 제 2 출력 단자(4) 사이에 접속된다. 컨버터는 또한 스위치 S에 스위치 제어 신호 Vcntrl을 공급하기 위한 제어 회로 CNTRL과, 스위치 S 양단의 전압 Us를 평가하기 위한 평가 수단 EVMNS를 더 포함한다. 평가 수단 EVMNS는 평가 신호 EVsgnl와, 제 2 평가 신호 EVfsgnl과, 발진기 신호 Vosc와, 기준값 RF를 나타내는 신호를 제어 회로 CNTRL에 공급한다.
도 4에 도시된 바와 같은 실시예의 동작은 도 5에 도시된 신호 파형들의 세트, Ⅰ,Ⅱ, Ⅲ, Ⅳ 및 Ⅴ를 참조하여 보다 상세하게 설명될 것이다. 기준값 RF는 제로로 가정한다. 시점 t0과 시점 t1 사이에서 스위치 제어 신호 Vcntrl은 스위치 S가 닫혀질 정도의 높은 값을 갖는다. 그 결과, 1차 권선 Lp 양단의 전압은 입력 전압 Vin과 거의 같게 된다. 시점 t0에서 시점 t1 사이에서 에너지는 트랜스포머 T의 1차 권선 Lp에 저장된다. 시점 t1에서 스위치 제어 신호 Vcntrl은 제로 볼트와 거의 같게 되며, 그 결과 스위치 S는 개방된다. 시점 t1에서부터 1차 권선 Lp에 저장된 에너지는 2차 권선 Ls로 전달되며, 이어서 정류기 다이오드 D를 통해 부하 ZL에 공급된다. 대략 시점 tD에서부터 정류기 다이오드 D를 통한 전류는 정류기 다이오드가 가상적으로 개방 회로로 작용할 정도로 낮다. 그 결과, 트랜스포머 T는 대략 시점 tD에서부터 거의 무부하 상태에 있게 되며, 그 결과 1차 권선 Lp와, 제 1 캐패시터 Cp1와 제 2 캐패시터 Cp2의 (전압원 VSCR을 통한)병렬 장치로 구성되는 공진 회로는 거의 감쇠되지 않는다(undamped). 그 결과, 스위치 S 양단의 전압 Us는 발진되기 시작한다. 전압 Us의 제 1 국부 최소값은 시점 t3에서 나타난다. 공지된 컨버터에서 스위치 S는 시점 t3에서 다시 닫혀질 것이다. 그러나, 이는 본 발명에 따른 컨버터에서는 실행되지 않는데, 그 이유는 스위치 제어 신호 Vcntrl이 발진기 신호 Vosc에 의해 결정되는 거의 일정한 주파수를 가지기 때문이다. 시점 t4에서, 발진기 신호 Vosc는 로우 레벨에서 하이 레벨로 변화한다. 발진기 OSC는 따라서 스위치 S가 기본적으로 다시 닫혀질 수 있다는 것을 나타낸다. 그러나, 시점 t4가 국부 최소값과는 일치하지 않기 때문에, 두개의 신호, 즉 평가 신호 EVsgnl과 제 2 평가 신호 EVfsgnl 중의 적어도 하나의 신호는 로우 레벨을 갖는다. 시점 t5에서, 평가 신호 EVsgnl과 제 2 평가 신호 EVfsgnl과 발진기 신호 Vosc는 처음에는 모두 하이 레벨을 갖는다. (발진기 신호 Vosc가 하이 레벨로 가정한 후의 최초 국부 최소값에 대응하는) 시점 t5에서, 스위치 S는 따라서 다시 닫혀지고, 그에 따라 에너지는 다시 트랜스포머 T의 1차 권선 Lp에 저장된다.
발진 전압 Us의 주파수가 몇가지 이유로 인해 변화한다면, 컨버터는 (도 5에 도시된 바와 같이) 발진 전압 Us의 제 3 국부 최소값이 아닌 다른 최소값에서 다시 스위치 S를 턴온시킬 수 있다. 그러나, 스위치 S가, 발진 신호 Vosc가 하이 레벨로 가정한 이후에만 턴온될 수 있고 그리고 발진 전압 Us의 주파수가 발진기 OSC의 주파수보다 훨씬 더 높기 때문에 컨버터의 스위칭 주파수는 거의 일정하게 유지된다.
도 6은 본 발명에 따른 컨버터의 다른 실시예의 전기 회로도이다. 이 컨버터는 평가 신호 EVsgnl을 공급하기 위해 AND 게이트 AND의 제 1 입력단에 접속된 출력단을 갖는 비교기 CMP를 포함하고 있다. 이 비교기 CMP는 제 1 공급 단자(1)에 접속된 포지티브 입력단과, 1차 권선 Lp 및 스위치 S에 공통된 노드에 접속된 네가티브 입력단을 갖는다. 이 결과, 전압 Us가 입력 전압 Vin보다 낮을 경우 평가 신호 EVsgnl만이 하이 레벨을 갖는다(도 5의 신호 파형 Ⅰ과 Ⅲ을 참조). 이 컨버터는 또한 제 2 평가 신호 EVfsgnl을 공급하기 위해, 1차 권선 Lp 및 스위치 S에 공통인 노드에 접속된 입력단과, AND 게이트 AND의 제 2 입력단에 접속된 출력단을 갖는 미분기 DF를 포함하고 있다. 제 2 평가 신호 EVfsgnl은 전압 Us의 시간에 대한 미분값(derivative)이 거의 제로와 같게 될 때만 하이 레벨을 갖는다(도 5의 신호 파형 Ⅰ 및 Ⅱ 참조). 발진기 OSC는 발진기 신호 Vosc를 AND 게이트 AND의 제 3 입력단에 공급한다. 스위치 제어 신호 Vcntrl은 AND 게이트 AND의 모든 입력들이 하이 레벨을 가질 때에만 하이 레벨을 갖는다.
미분기 DF는, 상호 접속된 콜렉터 및 베이스를 가지며 제 2 공급 단자(2)에 접속된 에미터를 갖는 제 1 바이폴라 트랜지스터 Q1과, 제 2 공급 단자(2)에 접속 된 에미터를 가지며 제 1 바이폴라 트랜지스터 Q1의 베이스에 접속된 베이스를 갖는 제 2 바이폴라 트랜지스터 Q2와, 제 1 바이폴라 트랜지스터 Q1의 콜렉터에 접속된 에미터를 가지며 AND 게이트 AND의 제 2 입력단에 접속된 콜렉터를 갖는 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3과, 한편의, 1차 권선 Lp와 스위치 S에 공통된 노드와, 다른 한편의, 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3의 에미터 사이에 접속된 캐패시터 소자 CDF와, 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3의 베이스와 제 2 공급 단자(2) 사이에 접속된 기준 전압원 VRF와, 제 2 바이폴라 트랜지스터 Q2의 콜렉터 및 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3의 콜렉터에 접속된 기준 전류원 IRF를 포함한다.
미분기 DF는 다음과 같이 동작한다. 제 1 바이폴라 트랜지스터 Q1 및 제 2 바이폴라 트랜지스터 Q2는 모두 전류 미러를 형성한다. 캐패시터 CDF를 통한 포지티브 전류(즉, 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3의 에미터와 제 1 바이폴라 트랜지스터 Q1의 콜렉터로 향하는 전류)는 전류 미러에 의해 반사되며 결과적으로 전류 미러의 출력단에서 반전된 채로 나타나며, 상기 전류 미러의 출력단은 제 2 바이폴라 트랜지스터 Q2의 콜렉터에 의해 형성된다. 캐패시터 CDF를 통한 네가티브 전류는 (전류 미러를 통하는 것이 아니라) 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3을 통해 흐르며, 따라서 반전되지는 않는다. 도 6에 도시된 바와 같이, 사실상 미분기 DF는 전류 정류기로서 작용한다. 캐패시터 CDF를 통하는 포지티브 혹은 네가티브의 전류의 절대값이 기준 전류원 IRF에 의해 공급되는 전류보다 작다면 제 2 평가 신호 EVfsgnl은 하이 레벨을 가지며, 그렇지 않은 경우에는 제 2 평가 신호 EVfsgnl은 로우 레벨을 갖는다.
기준값 RF을 나타내며 도 4에 도시된 신호는 도 6에 도시되지 않는다. 이는 도 6에 도시된 바와 같이, 미분기 DF에서 기준값 RF가 미분기 DF에 의해 결정되기 때문이다. 따라서 제 2 평가 신호 EVfsgnl도 기준값 RF에 의해 영향을 받는다. 기준값 RF는 전류 미러의 전류 미러 비율을 적절히 함으로써 적응될 수 있는데, 상기 전류 미러 비율은 제 1 및 제 2 바이폴라 트랜지스터 Q1 및 Q2의 에미터 영역들 간의 비율에 의해 결정된다. 기준 전압원 VRF는 제 3 바이폴라 트랜지스터 Q3에 대한 d.c. 바이어스를 제공한다.
컨버터에는 대안적으로 다른 타입의 미분기가 제공될 수도 있다. 게다가, 트랜스포머 T대신에 단일 코일이 사용될 수도 있다. 스위치 S는 가령, MOS 트랜지스터, 바이폴라 트랜지스터, 사이리스터(thyrister), 혹은 릴레이 수단을 통해 구현될 수도 있다. 컨버터는 집적 회로 내에 통합될 수도 있거나 이산 구성요소를 통해 형성될 수도 있다.

Claims (5)

  1. 제 1 공급 단자(1)와 제 2 공급 단자(2) 사이의 입력 전압(Ui)을 출력 전압(Uo)으로 변환시키기 위한 컨버터에 있어서,
    동작시 스위치 제어 신호(Vcntrl)의 제어하에 교번적으로 턴온 및 턴오프되는 스위칭 수단(S)과,
    상기 제 1 공급 단자(1)와 제 2 공급 단자(2) 사이에 접속되어 상기 스위칭 수단(S)과 함께 직렬 장치를 형성하는 유도성 소자(T)와,
    상기 스위치 제어 신호(Vcntrl)를 공급하기 위한 제어 회로(CNTRL)와,
    상기 스위칭 수단(S) 양단에서 링잉(ring)을 나타내는 전압(Us)을 평가하여 상기 제어 회로(CNTRL)에 평가 신호(EVsgnl)를 공급하기 위한 평가 수단(EVMNS)을 포함하며,
    상기 스위치 제어 신호(Vcntrl)는, 발진기(OSC)의 발진기 신호(Vosc)에 의해 결정되며 상기 발진기 신호의 일정 주파수와 같은 일정한 주파수를 가지며,
    상기 제어 회로(CNTRL)는, 상기 평가 신호(EVsgnl)가 상기 스위칭 수단(S) 양단의 전압(Us)이 입력 전압(Ui)보다 작다는 것을 나타낼 경우와, 추가로 상기 평가 수단(EVMNS)에 의해 공급되는 제 2 평가 신호(EVfsgnl)가 상기 스위칭 수단(S) 양단의 전압(Us)의 시간에 대한 미분값이 제로보다 작거나 같을 경우와, 추가로 상기 스위칭 수단(S)의 양단의 전압(Us)의 시간에 대한 미분값이 기준값(RF)과 같을 경우에만 스위칭 수단(S)을 턴온시키는
    컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준값(RF)은 제로인 컨버터.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 평가 수단(EVMNS)은 상기 유도성 소자(L)에 병렬 접속된 제 1 및 제 2 입력단과 상기 평가 신호(EVsgnl)를 공급하기 위한 출력단을 갖는 비교기(CMP)를 포함하는 컨버터.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 평가 수단(EVMNS)은 상기 스위칭 수단(S) 양단의 전압(Us)을 미분하여 상기 제 2 평가 신호(EVfsgnl)를 공급하도록 적응된 미분기(DF)를 포함하는 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 미분기(DF)는 용량성 소자(CDF)를 포함하며, 상기 미분기(DF)는 상기 용량성 소자(CDF)를 통하는 전류가 상기 스위칭 수단(S)의 전압(Us)의 시간에 대한 미분값의 척도가 되도록 상기 용량성 소자(C) 양단의 전압(Uc)이 상기 스위칭 수단(S)의 양단의 전압(Us)과 같게 되는 방식으로 적응되는 컨버터.
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