JP2010532975A - 同期フリーホイーリングｍｏｓｆｅｔを有するブーストおよびアップ／ダウンスイッチングレギュレータ - Google Patents

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Abstract

フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴは、スイッチトＤＣ／ＤＣコンバータにおいてインダクタと並列に接続される。コンバータのスイッチング動作中にフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴがオンにされる一方、ローサイドおよびエネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴがオフにされると、インダクタ電流はフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの中を循環または「フリーホイール」する。それによって、コンバータの周波数は磁化およびエネルギ伝達段階の長さから独立し、コンバータを動作させる際の柔軟性がはるかに高くなることが可能であり、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにまつわる数多くの問題を克服する。たとえば、コンバータは、昇圧モードまたは降圧モードのどちらのモードで動作してもよく、入力電圧および所望の出力電圧の値が変化すると、１つのモードから他のモードに遷移しさえしてもよい。

Description

関連出願との相互参照
この出願は、２００７年７月６日に出願された仮出願番号第６０／９５８，６３０号の優先権を主張し、これは全文が引用によって本明細書に援用される。
この出願は、これと同時に出願された「フリーホイーリングダイオードを有する降圧スイッチングレギュレータ（Step-Down Switching Regulator With Freewheeling Diode）」と題される出願番号（代理人整理番号ＡＡＴＩ−２７−ＤＳ−ＵＳ）に関連し、これは全文が引用によって本明細書に援用される。
発明の背景
電圧調節は、一般に、特に携帯電話、ノートブックコンピュータおよび消費者製品のような電池式アプリケーションにおけるデジタル集積回路、半導体メモリ、ディスプレイモジュール、ハードディスクドライブ、ＲＦ回路、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、およびアナログ集積回路などのさまざまな超小型電子部品に電力を供給する供給電圧の変動を防ぐために必要である。
多くの場合、製品のバッテリまたは直流入力電圧がより高い直流電圧に昇圧されなければならないので、またはより低い直流電圧に降圧されなければならないので、このようなレギュレータはＤＣ−ＤＣコンバータと称される。バッテリの電圧が所望の負荷電圧よりも大きいときはいつも降圧コンバータが用いられる。降圧コンバータは、誘導性スイッチングレギュレータと、容量性充電ポンプと、リニアレギュレータとを備えていてもよい。逆に、バッテリの電圧が負荷に電力を供給するために必要な電圧よりも低いときはいつも、一般にブーストコンバータと称される昇圧コンバータが必要である。昇圧コンバータは、誘導性スイッチングレギュレータまたは容量性充電ポンプを備えていてもよい。
上述の電圧レギュレータのうち、誘導性スイッチングコンバータは、最も幅広い範囲の電流、入力電圧および出力電圧にわたって優れた性能を達成できる。ＤＣ／ＤＣ誘導性スイッチングコンバータの動作は、インダクタ（コイルまたは変圧器）における電流を即座に変化させることができず、インダクタが逆電圧を生成して電流のいかなる変化にも抵抗するという原理に基づいている。
インダクタベースのＤＣ／ＤＣスイッチングコンバータの基本原理は、直流供給電圧をパルスまたはバーストに切換えまたは「切刻み（chop）」、インダクタとキャパシタとを備えるローパスフィルタを用いてそれらのバーストをフィルタリングして、正常に挙動する、経時変化する電圧を生成する、すなわち、直流電圧を交流電圧に変えるというものである。高周波数で切換わる１つ以上のトランジスタを用いてインダクタを繰返し磁化および消磁することによって、インダクタを用いてコンバータの入力電圧を昇圧または降圧することができ、入力電圧とは異なる出力電圧を生成する。磁気学を用いて交流電圧を上げるか下げるかした後、出力は次いで直流電圧に戻るように整流され、フィルタリングされて、いかなるリップルも除去する。
トランジスタは典型的には、一般に「パワーＭＯＳＦＥＴ」と称される、オン状態抵抗が低いＭＯＳＦＥＴを用いて実現される。コンバータの出力電圧からのフィードバックを用いてスイッチング状態を制御することで、コンバータの入力電圧または出力電流の急速な変化にもかかわらず、一定の、十分に調節された出力電圧を維持することができる。
トランジスタのスイッチング動作によって発生するいかなる交流ノイズまたはリップルも除去するために、出力キャパシタがスイッチングレギュレータの出力端子の両端に配置される。インダクタおよび出力キャパシタはともに、トランジスタのスイッチングノイズが負荷に達する前にその大半を除去できる「ローパス」フィルタを形成する。典型的には１ＭＨｚまたはそれを超えるスイッチング周波数は、フィルタの「ＬＣ」タンクの共振周波数に対して「高く」なければならない。多数のスイッチングサイクルにわたって平均すると、スイッチトインダクタは、平均電流がゆっくりと変化する、プログラム可能な電流源のように挙動する。
平均インダクタ電流が、「オン」または「オフ」スイッチとしてどちらか一方にバイアスをかけられるトランジスタによって制御されるので、トランジスタにおける電力損失は理論的には小さく、８０％〜９０％の範囲の高いコンバータ効率を実現できる。特に、パワーＭＯＳＦＥＴは、「高い」ゲートバイアスを用いてオン状態スイッチとしてバイアスをかけられると、典型的には２００ミリオームまたはそれ未満の低いＲDS(on)抵抗を有する線形のＩ−Ｖドレイン特性を示す。たとえば０．５Ａでは、このようなデバイスは、高いドレイン電流にもかかわらずたった１００ｍＶの最大電圧降下ＩD・ＲDS(on)を示すことになる。オン状態導通時間中の電力損失は、ＩD 2・ＲDS(on)である。示される例では、トランジスタが導通している間に損失される電力は、（０．５Ａ）2・（０．２Ω）＝５０ｍＷである。
オフ状態では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲートはソースにバイアスをかけられ、すなわち、その結果ＶGS＝０である。印加されたドレイン電圧ＶDSがコンバータのバッテリ入力電圧Ｖbattに等しい状態でさえ、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流ＩDSSは非常に小さく、一般に１マイクロアンペアをはるかに下回り、典型的にはナノアンペアの範囲である。電流ＩDSSは元来、接合漏れを含む。
したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてスイッチとして用いられるパワーＭＯＳＦＥＴは効率的である。なぜなら、パワーＭＯＳＦＥＴは、オフ状態では高電圧で低電流を示し、オン状態では低電圧降下で高電流を示すためである。スイッチング過渡事象を除いて、パワーＭＯＳＦＥＴにおけるＩD・ＶDSの積は小さいままであり、スイッチにおける電力損失は低いままである。
スイッチング調節における重要な構成要素は、チョッパの合成交流出力を直流に変換または「整流」するために必要な整流器機能である。負荷が電圧の極性の反転を決して見ないことを確実にするため、スイッチトインダクタおよび負荷の直列経路に整流器ダイオードが配置され、それによって、負荷からの大きな交流信号を阻止する。整流器は、トポロジ的には、電力またはバッテリ入力の正端子と出力の正端子との間のどこかのハイサイド経路、またはローサイド、すなわち「接地」戻り経路のどちらかに位置していてもよい。整流器の別の機能は、電流がコンバータから負荷にのみ流れて方向を反転させないようにエネルギの流れの方向を制御することである。
ある種類のスイッチングレギュレータでは、整流器機能はＰ−Ｎ接合ダイオードまたはショットキーダイオードを利用する。ショットキーダイオードはＰ−Ｎ接合よりも好ましい。なぜなら、ショットキーダイオードはＰ−Ｎ接合よりも低い順方向電圧降下を示し、典型的には７００ｍＶの代わりに４００ｍＶであり、したがって損失する電力がより少ないためである。順方向導通中、Ｐ−Ｎダイオードは、少数キャリアの形で電荷を蓄える。これらの少数キャリアは、ダイオードが逆バイアスがかかった極性の電流を阻止することができる前に、除去、すなわち抽出されなければならず、または自然に再結合しなければならない。
ショットキーダイオードは、Ｐ−Ｎ接合ではなく金属半導体界面を用いるので、理想的には、少数キャリアを利用して導通することはなく、したがってＰ−Ｎ接合ダイオードよりも蓄える電荷が少ない。蓄える電荷が少ないので、ショットキーダイオードは、端子の両端の電圧の極性の変化に、より素早く応答することができ、より高い周波数で動作することができる。残念ながら、ショットキーダイオードはいくつかの主な不利な点を有している。そのうちの１つは、特に高温では、重大かつ望ましくないオフ状態漏れ電流を示すことである。残念ながら、ショットキーダイオードのオフ状態漏れと順方向バイアスがかかった電圧降下との間には根本的な兼ね合いが存在する。
導通中に電圧降下が低くなればなるほど、オフ状態で漏れやすくなる。さらに、この漏れは電流の正の電圧係数を示し、その結果、漏れが増大するにつれて電力損失も増大し、ショットキーダイオードの漏れがより大きくなり、より多くの電力を損失させ、さらなる加熱を引起す。このような正のフィードバックにより、デバイスが故障するような高い電流密度にホットスポットが達するまで、局所的な加熱がホットスポットをさらに熱くし、より多くの漏れを「独占する（hog）」可能性がある。これは、熱暴走として知られているプロセスである。
ショットキーダイオードの別の不利な点は、従来のウェハ作製プロセスを用いてショットキーダイオードを集積回路に組み込んで製造するのが困難であることである。ショットキーダイオードを形成するための、最良の特性を有する金属は、集積回路プロセスでは一般に利用できない。一般に入手可能な金属は過度に高い電圧障壁を示し、すなわち、引起す電圧降下が高すぎる。逆に、他の一般に入手可能な金属は低すぎる障壁電位を示し、すなわち、ショットキーダイオードで用いられると、引起す漏れが大きすぎる。
これらの制約にもかかわらず、今日、多くのスイッチングレギュレータは整流のためにＰ−Ｎダイオードまたはショットキーダイオードに頼っている。２端子デバイスであるので、整流器は、いつ導通し、いつ導通していないかを見分けるためにゲート信号を必要としない。過渡的な電荷蓄積の問題は別にして、整流器は当然のことながら逆電流を防止し、そのため、エネルギは出力キャパシタおよび電気負荷からコンバータおよびそのインダクタに戻るように流れることはできない。
電圧降下を低減し、導通ロスを改善するために、ときには、スイッチングレギュレータにおけるショットキー整流器ダイオードの代わりにパワーＭＯＳＦＥＴが用いられる。整流器としてのＭＯＳＦＥＴの動作は、多くの場合、ＭＯＳＦＥＴをショットキーダイオードと並列に配置し、ダイオードが導通するときはいつも、すなわち、ダイオードの導通と同期させて、ＭＯＳＦＥＴをオンにすることによって達成される。したがって、このような用途では、ＭＯＳＦＥＴは同期整流器と称される。
同期整流器ＭＯＳＦＥＴは、低いオン抵抗を有するように、およびショットキーダイオードよりも低い電圧降下を有するように大きさを決めることができるので、電流はダイオードからＭＯＳＦＥＴチャネルに分流され、「整流器」における全電力損失は低減される。ほとんどのパワーＭＯＳＦＥＴは、寄生ソース−ドレインダイオードを含んでいる。スイッチングレギュレータでは、この真性Ｐ−Ｎダイオードの向きは、ショットキーダイオードと同じ極性を有していなければならず、すなわちカソードからカソード、アノードからアノードでなければならない。このシリコンＰ−Ｎダイオードおよびショットキーダイオードの並列の組合せが、同期整流器ＭＯＳＦＥＴがオンになる前の、「ブレーク・ビフォア・メーク（break-before-make）」間隔として知られている短い間隔の間しか電流を伝えないので、ダイオードにおける平均的な電力損失は低く、ショットキーダイオードは多くの場合全く排除される。
トランジスタのスイッチング事象がレギュレータの発振期間と比較して比較的速いと仮定すると、スイッチング中の電力ロスは、回路分析では、無視できるほどのものであると考えることができ、または固定された電力ロスとして扱うことができる。そうであれば、概して、低電圧スイッチングレギュレータにおいて失われた電力は、導通およびゲート駆動ロスを考慮することによって推定できる。しかしながら、マルチメガヘルツスイッチング周波数では、スイッチング波形分析がより重要になり、時間に対するデバイスのドレイン電圧、ドレイン電流およびゲートバイアス電圧駆動を分析することによってスイッチング波形分析を考慮しなければならない。
同期整流器ＭＯＳＦＥＴは、ショットキーまたは接合ダイオードとは異なって、電流を双方向に流すことができ、ゲート信号のタイミングは、逆電流の流れを防止するために正確でなければならず、この逆電流の流れは、効率を低下させ、電力損失および加熱を増大させ、デバイスに損傷を与え得る望ましくないタイプの導通である。スイッチング速度を減速させ、ターンオン遅延を増大させることによって、効率はしばしば、ＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータにおけるロバスト性の改善と引換えになる可能性がある。
上記の原理に基づいて、今日のインダクタベースのＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータは、幅広い範囲の回路、インダクタおよびコンバータトポロジを用いて実現される。インダクタベースのＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータは、大きく２つの主なタイプのトポロジ、すなわち非絶縁コンバータと絶縁コンバータとに分類される。
最も一般的な絶縁コンバータは、フライバックコンバータおよびフォワードコンバータを含み、変圧器または結合インダクタを必要とする。電力がより高い状態では、フルブリッジコンバータも用いられる。絶縁コンバータは、変圧器の１次巻線対２次巻線の比率に応じて入力電圧を昇圧または降圧できる。多数の巻線を有する変圧器は、入力よりも高い電圧および入力よりも低い電圧の両方を含む多数の出力を同時に生成できる。変圧器の不利な点は、単一巻線インダクタと比較して大型であり、望ましくない浮遊インダクタンスを被ることである。
非絶縁電源は、降圧バック（Buck）コンバータ、昇圧ブーストコンバータ、およびバック−ブーストコンバータを含む。バックおよびブーストコンバータは、特に２．２μＨまたはそれ未満のインダクタが用いられ得るメガヘルツ周波数範囲で動作するときには、特に効率的であり、大きさがコンパクトである。このようなトポロジは、コイルあたり単一の調節出力電圧を生成し、常にスイッチオン時間を調整して電圧を調節するために出力ごとに専用の制御ループおよび別個のＰＷＭコントローラを必要とする。
携帯型の電池式アプリケーションでは、効率を改善するために同期整流が一般に利用される。同期整流を利用する昇圧ブーストコンバータは、同期ブーストコンバータとして知られている。同期整流を利用する降圧バックコンバータは、同期バックレギュレータとして知られている。
非同期ブーストコンバータの動作対同期ブーストコンバータの動作：図１Ａに示されるように、先行技術のブーストコンバータ１は、Ｎ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ７と、インダクタ４と、キャパシタ３と、ショットキー整流器２と、パルス幅変調（pulse-width modulation）（ＰＷＭ）コントローラ６とを含む。インダクタ４、ＭＯＳＦＥＴ７および整流器２は、ここでは「Ｖx」ノードと称され、ときにはＬxノードと称される共通のノードを共有する。ダイオード５は、ＭＯＳＦＥＴ７に寄生しており、ブーストコンバータ１の通常動作中はずっと、逆バイアスがかかったままであり、オフのままである。コンバータ１は、入力電圧Ｖbattによって電力を供給される。
パワーＭＯＳＦＥＴ７のスイッチング動作によって、Ｖxノードにおける電圧Ｖxは、供給レールよりも大きな範囲にわたって切換わり、ＭＯＳＦＥＴ７がオンであり電流ＩL(on)を伝えているときのおよそ接地と、ＭＯＳＦＥＴ７がオフであり電流ＩL(off)が整流器２を流れるときのＶOUTをわずかに上回る値とで交互になる電位を示す。従来のブーストコンバータのＶxの波形は、図１Ｄのグラフ３０における曲線セグメント３１、３２、３８、３４、３５、３６および３７によって示され、図１Ｄでは、ＭＯＳＦＥＴ７が導通している間（セグメント３１）のＶxは数式Ｉ・ＲDS(on)によって示され、ＭＯＳＦＥＴ７がオフである間（セグメント３８）のＶxは（ＶOUT＋Ｖf）によって示される。出力電圧ＶOUTは、入力電圧Ｖbattよりも大きい。フィードバックおよび閉ループ制御なしでは、コンバータ１は、ダイオード５がアバランシェ降伏、すなわち望ましくない、おそらく損傷を与える状態になるまで、ＶOUTをますます高いレベルに駆動するであろう。
時間ｔ1において、期間ｔonの後、インダクタ４は電圧Ｖxを正に駆動し、コンバータ１の設計およびレイアウトに応じて、何らかの電圧オーバーシュートおよび望ましくない発振またはリンギングが結果として生じ得る（セグメント３２）。間隔ｔoffの後、時間ｔ2において、ＭＯＳＦＥＴ２はオンになり、蓄えられたいかなる電荷もダイオード２から除去された後、Ｖxは負の遷移およびリンギングを示す（セグメント３５）。サイクル全体はサイクル時間Ｔ＝（ｔon＋ｔoff）で繰返し、これは固定周波数ＰＷＭコンバータでは一定のままであり、可変周波数コンバータでは変化し得る。
同期ブーストコンバータでは、整流器ダイオードは第２のパワーＭＯＳＦＥＴに置換えられる。図１Ｂに示される同期ブーストコンバータ１０は、真性並列ダイオード１５を有するフローティング同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３と、インダクタ１２と、出力キャパシタ１４と、真性並列ダイオード１６を有するローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１１とを含む。ＭＯＳＦＥＴ１１および１３のゲートは、フィルタキャパシタ２４の両端に存在するコンバータ１０の出力端子からのフィードバック電圧ＶFBに応答して、ブレーク・ビフォア・メーク（ＢＢＭ）回路１７によって駆動され、ＰＷＭコントローラ１８によって制御される。ＢＢＭ動作は、出力キャパシタ１４の短絡を防止するために必要である。
図１Ｄのグラフ３０に示される同期コンバータ１０のＶxノードにおけるスイッチング波形は、部分３３を除いて非同期ブーストコンバータ１のスイッチング波形と類似している。部分３３では、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３が導通している間、電圧は減少する。グラフ３０の波形は、ＭＯＳＦＥＴ１１が導通している間（部分３１）の電圧が数式（Ｉ・ＲDS1(on)）によって示されることを示している。
時間ｔ1において、期間ｔonの後、インダクタ１２は電圧Ｖxを正に駆動し、コンバータ１０の設計およびレイアウトに応じて、波形は何らかの電圧オーバーシュートおよび望ましくない発振またはリンギングを含んでもよく（部分３２）、次いで電圧（ＶOUT＋Ｖf）に落ち着くことができ、そこではＶfはダイオード１５の両端の順方向電圧降下に等しい。ＢＢＭ回路１７によって決定されるブレーク・ビフォア・メーク時間間隔ｔBBMの後、Ｖxは、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ２１を導通させることによって、大きさ（ＶOUT＋Ｉ・ＲDS2(on)）に低減され（部分３３）、Ｐ−Ｎダイオード１５における損失と比較して電力ロスを低減させる。
時間ｔ2においてローサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオンにされる直前に、線セグメント３４によって示されるように同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３はオフにされ、Ｖxは（ＶOUT＋Ｖf）に戻る。間隔ｔoffの後、ＭＯＳＦＥＴ１１はオンになり、ダイオード１５が蓄えられたいかなる電荷からも回復した後、Ｖxは負の遷移を示し、ダイオード１５におけるＰ−Ｎ接合のダイオード回復に応じて、過電圧スパイク３５を示し得る。そのスパイクおよびその後のリンギング（部分３６）の後、Ｖxは（Ｉ・ＲDS1(on)）で安定する（部分３７）。サイクル全体はサイクル時間Ｔ＝（ｔon＋ｔoff）で繰返し、これは固定周波数ＰＷＭコンバータでは一定のままであり、可変周波数コンバータでは変化し得る。
フローティング同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３はＮ−チャネルである場合もあれば、Ｐ−チャネルである場合もあるが、接地されたローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ１１は、Ｎ−チャネルデバイスを用いてより都合よく実現される。コンバータ２２の通常動作中、オフのままであり、逆バイアスがかかったままであるダイオード１６は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１１に固有のＰ−Ｎダイオードである。ダイオード１６は、通常のブースト動作下では導通しないので、点線で示されている。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３に固有のダイオード１５は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオフであるときはいつも順方向バイアスをかけられるが、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３もオフであるときのみ実質的な電流を伝える。ショットキーダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ１３と並列に含まれていてもよいが、直列インダクタンスがあれば、順方向バイアスがかかった真性ダイオード１５から電流を分流させるのに十分に速く動作しないかもしれない。
エネルギがバッテリまたは動力源からコンバータ１０に流入するとき、すなわち、ローサイドＭＯＳＦＥＴスイッチ１１がオンであり、インダクタ１２が磁化されているときとしてＤＣ／ＤＣコンバータ１０のデューティファクタＤを定義すると、ブーストコンバータ１０の出力電圧対入力電圧の比率は、１−デューティファクタに反比例する。すなわち、以下のとおりである。
Figure 2010532975
デューティファクタＤの関数としてのこの出力電圧対入力電圧伝達特性は、図１Ｃに曲線２３によってグラフで示される。この式は幅広い範囲の変換率を説明するが、ブーストコンバータは、極めて速いデバイスおよび回路応答時間を必要とすることなく１という伝達特性にスムーズに近づくことができない。有限のブレーク・ビフォア・メーク間隔ならびに０ではないＭＯＳＦＥＴの立ち上がりおよび立ち下がり時間を考慮すると、デューティファクタが非常に低い状態では反応する時間が不十分であるため、１という伝達２１に対する不連続２２が生じる。その代わり、コンバータは、ある最小デューティファクタから０％に跳ね上がり、調節する能力を失う。
さらに、デューティファクタが高く、負荷電流が高い状態では、インダクタ１２がエネルギをキャパシタ１４に送出するために利用可能な時間および負荷が制限され、短い期間の間、ＭＯＳＦＥＴ１３は高電流を伝えなければならない。これらの高電流スパイクは、性能を劣化させ、コンバータの効率を低下させる。これらの要因を考慮すると、ブーストコンバータのデューティファクタは、実際には、５％〜７５％の範囲に制限される。
同期ブーストコンバータの電流依存性：
電流およびデューティファクタがブーストコンバータの変換率および効率に課す制約をよりよく理解するために、入力から出力へのエネルギの流れを詳細に検討しなければならない。図２Ａに示されるように、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５１がオンである間、インダクタ５２は電流ＩLで磁化され、図２Ｃに示されるグラフ７０に示されるように、ノードＶxは電圧７１において接地付近にバイアスをかけられる。
また、図２Ｃのグラフ７５に示されるように、時間ｔonの間、インダクタ５２が以下の大きさの磁場にエネルギを蓄えるにつれて、インダクタ電流ＩLは、ポイント７６から７７に線形に増加する。
Figure 2010532975
この間隔の間、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３はオフであり、ダイオード５４は逆バイアスがかかっているため、バッテリまたはインダクタから負荷５６またはキャパシタ５５にエネルギは流れない。その代わり、グラフ７８に示されるように電圧が７９から８０に降下するので、キャパシタ５５は負荷５６に必要な電流を供給しなければならない。同じ間隔ｔonの間、キャパシタ５５は以下の大きさのエネルギおよび電荷を失う。
Figure 2010532975
定常状態の動作を維持するために、この電荷は、ＭＯＳＦＥＴ５１がオフである電荷伝達サイクルにおいて補充されなければならない。図２Ｂに示されるように、時間ｔoffの間、電圧Ｖxは上昇し、ダイオード５４に順方向バイアスをかけ、電荷およびエネルギをキャパシタ５５および負荷５６に伝達する。この状態は、グラフ７０では、時間ｔ1とＴとの間に示されており、そこでは、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３が導通していないときには、Ｖxは（ＶOUT＋Ｖf）、すなわち電圧７３に等しい。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３が導通しているときには、線７２によって示されるＶxは（ＶOUT＋Ｉ・ＲDS(HS)）に等しく、ダイオード５４における電力ロスを低減させ、インダクタ５２から除去されたエネルギの量を低減させる。しかしながら、キャパシタ５５に伝達されるエネルギは同じままである。
グラフ７５および７８にそれぞれ示されるように、ｔ1からＴまでのこのｔoff間隔の間、インダクタ電流はピーク７７から最小値７６に向かって減衰するが、出力電圧ＶOUTは最小値８０からピーク電圧７９に向かって増加する。
以下の電荷変換の原理を用いる。
Figure 2010532975
そうすると、リップルΔＶが小さく保たれ、出力が十分に調節される場合、時間ｔoffが短くなればなるほど、ＩLaveがより高くなければならない。言い換えれば、デューティファクタがますます高くなるので、ＭＯＳＦＥＴ５４はますます高い電流を伝えなければならない。
同期ブーストコンバータ周波数の電流依存性
負荷電流が減少する場合、ＭＯＳＦＥＴ５１がオンであるｔon中のパルス幅は減少し、ある特定の電流において、パルス幅は最小パルス幅に達する。この最小パルス幅を超えるいかなる電流低下についても、調節を維持するために、発振器周波数を減少させることによってまたはパルスを飛ばすことによって、すなわち同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５１をオンにしないことによって、ＭＯＳＦＥＴ５１のオフ時間は増えなければならない。
時間ｔoffが増える場合、固定されたオン時間動作では、コンバータの周波数は降下する。図２Ｄにおけるグラフ８８によって示されるように、インダクタ電流の範囲は、ポイント８９および９１における０の最小値からポイント９０におけるピーク値までである。具体的には、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５１がオンであるときはいつも、インダクタ電流は負荷電流に等しい。やむを得ないことであるが、グラフ８８に示されるように、ＩLの平均値は、以前にグラフ７５に示された通常動作での値よりもはるかに低い値に降下する。
ローサイドＭＯＳＦＥＴ５１および同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３が両方とも短い間オフであるブレーク・ビフォア・メーク間隔を除いて、図２Ｃおよび図２Ｄによって示される電流の範囲内で動作する同期ブーストコンバータは、インダクタを磁化するまたはエネルギを出力に伝達するという２つの動作モードしか持たない。これらのモードを表１に示す。
Figure 2010532975
記載されたように、従来の同期ブーストコンバータでは、エネルギは、バッテリ入力からインダクタに流入しているか、またはインダクタから負荷に流れているかのどちらかである。軽負荷動作の開始に対応する電流のあるしきい値を下回ると、ブーストコンバータの動作周波数は必然的に負荷電流とともに変動する。この発振周波数が２０ｋＨｚまたはそれ未満に近づく周波数に対応するときに、１つの主な問題が生じる。
このような状態下では、コンバータは、可聴周波数範囲内で発振し始め、いかなる音声増幅回路を介しても、さらには印刷回路基板自体を聞くことによってさえ、聴き取ることができる。残念ながら、最低周波数を変更できなければ、出力キャパシタは過充電することになり、電圧は出力電圧の指定の公差範囲を超えることになる。
同期ブーストコンバータにおける電流反転
音声感受性および可聴ノイズは別にして、非常に低い電流負荷条件では他の問題が生じる。具体的には、図２Ｄに示されたものよりも低い電流では、図２Ｅに示されるように、新たな、問題となる状態が生じる。ｔonが既に最小期間にあると仮定すると、インダクタ電流はポイント１１８におけるピーク値に増加し（線１１７）、電流がポイント１２０に減少すると（線１１９）、実際に０に達する。このポイントを超えて同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３をオンにしたままにすることによって、実際にはインダクタ電流は方向を反転させることが可能であり、出力キャパシタ５５からインダクタ５２に戻るように流れる。電流は、線セグメント１２１によって示されるようにこの状態では負であり、再び方向を変える前にピーク逆値１２２に達し得る。誤った方向でインダクタ５２に流入する電流は、エネルギを無駄にし、全体的な効率を低下させる。この電流反転に対応して、電圧Ｖｘ＝（ＶOUT＋Ｉ・ＲDS）は、グラフ１００における破線セグメント１０８によって示されるように、ポイント１０７においてまたはＩLが負であるときはいつでもＶOUTよりも降下する。
同期整流器において反転電流を防止するために、先行技術の同期ブーストコンバータにおける唯一の選択肢は同期ブーストコンバータをオフにすることである。この動作は、電流反転の開始を検出し、時間ｔ2において同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３をオフにすることを含む。Ｐ−Ｎダイオード５４が通常は逆方向に導通できないので、ポイント１２０におけるインダクタ電流は０に達し、極性反転の残りの期間の間、すなわち時間Ｔまで、線１２２によって示される０にとどまる。このタイプのコンバータの動作は、不連続導通として知られており、軽負荷状態下で動作する非同期ブーストコンバータの動作と同一である。そこで、上の表１は、表２に示されるようにコンバータが３つの状態で動作することを反映するように修正される。
Figure 2010532975
同期整流器ＭＯＳＦＥＴをオフにし、不連続導通に入ることによって、軽負荷動作におけるコンバータの効率は改善される。不連続導通の開始は問題がないわけではない。再び図２Ｅにおけるグラフ１００を参照して、時間ｔ2において同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３をオフにすることは、線１１０によって示されるように、Ｖxが最終的に電圧（ＶOUT＋Ｖf）に落ち着く前にＶxの望ましくない発振（曲線１０９）をもたらす。
この不安定さの原因は、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５２がオフにされたときの、インダクタ５２ならびに順方向バイアスがかかったＰ−Ｎダイオード５４の拡散および接合キャパシタンスに蓄えられた残留エネルギである。その瞬間、ＩLは、０に近いが、わずかに正または負であり得る。なぜなら、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３は０電流交差では完全にオフにできないためである。これらの受動素子に蓄えられたエネルギは、出力キャパシタ５５および負荷５６とともに、同調回路またはＲＬＣタンク回路を形成する。したがって、この同調回路の発振周波数およびその減衰は負荷依存性である。さらに、コンバータの全体的なループ安定性も、不連続導通に入ると変化する。コンバータの受動素子の選択次第で、望ましくない不安定さおよび低品質の動的応答が結果として生じる可能性がある。
不足電流状態下でインダクタを動作させることに関する別の主な問題は、急速な負荷過渡事象に反応できないことである。インダクタ電流が非常に低いので、負荷電流の突然の変化に反応することは、インダクタにおいて電流を再構築するために有限の時間を必要とする。この時間はいくつかのスイッチングサイクルを超える可能性があり、その間、キャパシタ５５は負荷５６の電流需要を満たさなければならない。キャパシタ５５がステップ応答状態にとって故意に大き過ぎない限り、不連続導通に近い軽負荷でまたは不連続導通で動作する従来のブーストコンバータは、ステップ負荷過渡事象中、極めて低品質の調節を示すことになる。
残念ながら、軽負荷状態中に、より高いインダクタ電流を維持し、コンバータの動作周波数範囲を制限するための手段はブーストまたは同期ブーストコンバータには存在しない。
先行技術の同期ブーストコンバータにおける、Ｐ−Ｎ整流器が課す制約
先行技術の同期ブーストコンバータの動作における別の制約の組は、Ｐ−Ｎ整流器ダイオードが同期整流器ＭＯＳＦＥＴと並列に存在することに由来する。一見したところでは、このダイオードは、同期整流器として用いられるパワーＭＯＳＦＥＴ構造の設計および作製の不可避の結果であるように考えられるかもしれないが、実際には、同期ブーストコンバータの動作にとって不可避かつ必要な素子である。
再び図１Ｂに示される従来の同期ブーストコンバータ１０を参照して、Ｐ−Ｎダイオード１５は、ＭＯＳＦＥＴ１３がＰ−チャネルデバイスであるかＮ−チャネルデバイスであるかにかかわらず、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３と電気的に並列である。カソードが出力に接続され、アノードがＶxノードに接続された正出力ブーストコンバータにおけるダイオード１５の極性は極めて重要であり、その結果、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１１がオンであり、Ｖxが接地付近であり、インダクタ１２が磁化しているときはいつも、ダイオード１５はオフのままであり、逆バイアスがかかったままである。これは、図２Ａの回路５０に示される電気回路と等価の状態である。極性が反転されると、ローサイドＭＯＳＦＥＴをオンにすることは、ダイオードに順方向バイアスをかけ、出力電圧を望ましくなく引下げるであろう。
図２Ｂは、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３がオンであるかオフであるかにかかわらず、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５１がオフであり、したがってＶx＞ＶOUTであるときはいつも、Ｐ−Ｎ整流器ダイオード５４が順方向バイアスをかけられることを示す。ＭＯＳＦＥＴ５３は、ダイオード５４の周りの電流を分路し得るが、それにもかかわらず、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５１がオフであるときはいつも順方向バイアスをかけられる。最初の検査では、この特徴は偶然であるように見える。なぜなら、ＭＯＳＦＥＴ５１および５３が両方ともオフであるとき、ブレーク・ビフォア・メーク間隔の間は、ノードＶxの最大電圧を（ＶOUT＋Ｖf）の大きさに制限するためである。
残念ながら、整流器ダイオード５４の存在は、Ｖbattよりも大きな電圧に出力を制限し、これによって、ＶOUT≒Ｖbattであるときはいつも出力電圧を入力電圧付近に調節することが困難になる。この問題は、電力が最初にコンバータ５０に印加され、ＭＯＳＦＥＴ５１および５３が両方とも瞬間的にオフになり、非導通になる瞬間に起因する。最初はＶOUTが接地付近であり、キャパシタ５５が放電されるので、コンバータの入力に電力Ｖbattを印加することにより、ダイオード５４が即座に順方向バイアスをかけられ、Ｖbattにおよそ等しい電圧までＶOUTが充電される。
ＭＯＳＦＥＴ５１および５３がスイッチングさえも開始させるより前はＶOUT≒Ｖbattであるので、さらなる動作は単に出力電圧をさらに増加させることができる。ある程度まで上昇した電圧、すなわち、入力電圧Ｖbattよりも小さな電圧にのみキャパシタ５５を充電する無損失の手段はない。したがって、図１Ｃに示されるように、最小（ＶOUT／ＶIN）伝達率は、線２１によって示されるように１である。不連続な跳ね上がり２２は、閉ループ状態下で出力電圧を調節するための最小デューティファクタを表わし、それを上回ると、コンバータ５０は曲線２３に従って予測可能に挙動する。
不連続２２の高さは、最小可能パルス期間に対応するエネルギまたは電荷の量として解釈することができる。その最小期間が電流ＩLに対応するエネルギＥLをインダクタ５２に蓄える場合、出力キャパシタ５５に入れられたその同じエネルギが有限数のクーロンΔＱの電荷でキャパシタ５５を充電し、１つのスイッチングサイクルにおいて電圧の有限増分またはステップΔＶ＝（ΔＱ／Ｃ）をもたらす。電力が最初に印加されたときの不可避のプリチャージから生じる、既にキャパシタ５５に存在する電荷の上にこの電圧が加わるので、ＶOUT≧（ＶIN＋ΔＶ）ということになり、したがって以下のとおりである。
Figure 2010532975
言い換えれば、従来の同期ブーストコンバータでは、入力電圧未満の出力電圧を生成することは言うまでもなく、ＶINを上回る量ΔＶの範囲内にＶOUTを調節することは不可能である。
従来のブーストまたは同期ブーストコンバータの別の主な問題は、起動時に生じる。再び図２Ｂを参照して、電力の印加がキャパシタ５５を入力電圧にプリチャージした後、ＶxがＶbattを超えるまさに最初のスイッチングサイクルにおいて、ダイオード５４は、順方向バイアスをかけられ、インダクタ５２に蓄えられたわずかなエネルギを除去してキャパシタ５５を充電する。ブースト回路がインダクタ５２を磁化する前に負荷５６がキャパシタ５５の電荷をすべて消費すると、次のサイクルにおいてインダクタ５２は再びキャパシタを充電するが、プリチャージ状態を上回る電荷が加わることはない、すなわち、１つのサイクル後は正味ΔＶ＝０である。
この回路負荷の結果、ＶOUTはＶbattにとどまり、ブースト回路は起動しない。電気負荷５６によって負荷をかけられたブーストコンバータは、永久状態から抜け出せず、出力電圧を所望のより高い電圧にブーストできない。この問題は、ＭＯＳＦＥＴ５１の抵抗がより高く、インダクタ５２において十分な電流を構築できない場合にＶbattが最小状態にあるときに、特に深刻である。たとえば、単体ＮｉＭＨ電池または乾電池では、ＭＯＳＦＥＴをオンにし、起動を達成するためには、０．９Ｖのみが利用可能であり得る。
負荷をかけられた起動の問題に対する１つの可能な対応策は、起動中により長い期間にわたってＭＯＳＦＥＴ５１をオンのままにすることであるように思われるかもしれないが、そうすれば、インダクタ５２が伝える電流の量が多すぎ、蓄えるエネルギが多すぎて、ＶOUTをオーバーシュートさせ得る。オーバーシュートは、不安定さ、発振を引起す可能性があり、場合によっては負荷５６に損傷を与える可能性がある。
インダクタ５２に蓄えられるエネルギが多すぎる場合、余分なエネルギを除去するまたは取出すための対応策は従来のブーストまたは同期コンバータには存在しない。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５３がオンにされると、インダクタ５２がエネルギをキャパシタ５５に伝達するので、出力電圧ＶOUTは望ましくない値に上昇し続けることになる。ＭＯＳＦＥＴ５１がオンにされると、さらに多くのエネルギがインダクタ５２に蓄えられ、問題を悪化させる。たとえＭＯＳＦＥＴ５１および５３が両方ともオフにされたままであったとしても、ダイオード５４は依然として順方向バイアスをかけられ、インダクタ５２はキャパシタ５５を過充電し続けることになる。負荷５６の負荷電流が未知であり、変動し得るので、出力電圧が高すぎるというリスクなしに確実な起動を確保する方法はない。
整流器ダイオード５４が問題の原因であるので、１つの選択肢は、図３Ａの回路１３０に示されるように、整流器ダイオード５４をなくすというものであってもよい。この回路では、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３３はオフであり、順方向バイアスがかかった整流器は、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３３の両端に存在しない。その代わり、回路に整流器がないことを表わすために２つの背中合わせのダイオード１３６ａおよび１３６ｂが含まれている。図３Ｂに示されるように、ＭＯＳＦＥＴ１３１がある期間の間オンにされてインダクタ１３２を磁化し、電流１５０が増加した後、ＭＯＳＦＥＴ１３１をオフに切換えることは主な問題を引起す。
インダクタ１３２における電流がポイント１５１および時間ｔ1において中断されたとき、電圧Ｖxは制限なく跳ね上がる。ＭＯＳＦＥＴ１３３の両端に順方向バイアスがかかった整流器がなければ、Ｖxはもはや（ＶOUT＋Ｖf）に制限されず、ダイオード１３７がアバランシェ降伏になるまでＶxは増大し続け、発振し（曲線１５６）、電圧ＢＶDSSに落ち着く（曲線１５７）一方、インダクタ１３２における電流は減少して元に戻る（曲線１５２）。次いで、エネルギが、アンクランプ誘導性スイッチング（unclamped inductive switching）またはＵＩＳとして知られている、高速で、非常にノイズのある態様で、インダクタ１３２から除去される。エネルギが除去された後、時間ｔ2において、電圧はＶbatt（曲線１５８）、すなわち回路の入力状態に戻る。エネルギがダイオード１３７において熱として失われ損失されたという事実に加えて、ＭＯＳＦＥＴ１３１が、ＵＩＳ過渡事象中に同時に存在する高電流、高電圧および高温によって損傷を受けるまたは破壊され得る可能性が十分にある。
言い換えれば、同期ブーストコンバータにおける整流器ダイオードが課す制約にもかかわらず、ＵＩＳ関連の問題および効率のロスを引起すことなく先行技術の回路トポロジから整流器ダイオードを除去する単純な方法はない。
従来のブーストコンバータにおける問題の要約
先行技術のブーストスイッチングレギュレータおよび同期ブーストスイッチングレギュレータは両方とも、効率、ノイズ、安定性、過渡的性能などに悪影響を及ぼす回路トポロジに固有の数多くの制約を被る。これらの問題は、好ましくない可変周波数動作、可聴ノイズ、電流反転検出回路の必要性、電流反転を防止するために同期整流器ＭＯＳＦＥＴをオフにしたときの望ましくない発振、軽負荷動作での低品質の過渡的調節、およびデューティファクタが低く電圧変換率が１である状態での調節不能を含む。
特に問題があるのは、インダクタ電流、動作周波数およびコンバータの安定性が特に、負荷電流、およびブーストコンバータが電力を供給している負荷の複雑な等価インピーダンスの影響を受けやすいという事実である。低入力電圧から全負荷電流への確実な起動を達成することは、先行技術の昇圧コンバータを大きく制限する。インダクタを過度に磁化することによって、コンバータの負荷に損傷を与え得る過電圧状態の問題が出力で生じる。回路に負荷をかけないことによって整流器ダイオードをなくして降圧動作を達成するまたは起動を改善することは、アンクランプ誘導性スイッチング、ノイズ、効率のロスおよび起こり得るデバイスの損傷のために、さらに大きな追加の問題を引起す。
必要なのは、過度の複雑さ、コストを加えることなく、またはコンバータの不安定さもしくは確実な動作を達成する新たな問題を引起すことなく、これらの上述の問題を改良または排除する代替的な昇圧トポロジである。
このような改善されたコンバータおよびレギュレータのさらに意欲的な目標は、電圧変換率が１である状態でまたは１を上回る状態で、すなわちＶOUT≧Ｖbattであるときに調節することだけでなく、複雑で非効率なバック−ブーストコンバータ回路および技術を利用することなく、およびＶOUT≒Ｖbattであるときはいつも動作モードを変更する必要なく、入力を降圧または昇圧して、変化する入力源からの所望の出力電圧を調節できることである。
発明の簡単な概要
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、インダクタおよび好ましくはＭＯＳＦＥＴであるローサイドスイッチは、直列経路において直流入力電圧と回路接地との間に接続される。Ｖxノードは、直列経路においてインダクタとローサイドスイッチとの間に位置している。好ましくはＭＯＳＦＥＴであるエネルギ伝達スイッチは、ＶxノードとＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子との間に接続され、典型的にはキャパシタが出力端子と回路接地との間に接続される。この発明によれば、好ましくはＭＯＳＦＥＴであるフリーホイーリングスイッチは、インダクタと並列に接続される。
ローサイドスイッチおよびエネルギ伝達スイッチが開いている間はフリーホイーリングスイッチは閉じられ、それによって、従来の磁化およびエネルギ伝達段階に加えて、コンバータの動作における第３段階を提供する。第３段階の間、インダクタ電流はフリーホイーリングスイッチを通って循環し、または「フリーホイールし」、エネルギは、バッテリ入力からインダクタにまたはインダクタから出力端子に伝達されない。これによって、コンバータを動作させる際の柔軟性がはるかに大きくなる。なぜなら、コンバータは入力端子からエネルギを受取るまたはエネルギを出力端子に伝達する必要がないためである。したがって、動作サイクル（すなわち、コンバータの周波数）の全長は、磁化およびエネルギ伝達段階の長さへの依存性から解放される。さらに、磁化、エネルギ伝達およびフリーホイーリング段階の相対的な期間を適切に調整することによって、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧を昇圧もしくは降圧するように、または昇圧動作から降圧動作またはその逆に遷移するように動作することができる。さらに、フリーホイーリングスイッチを介してインダクタと並列に電流経路が存在することによって、コンバータのスイッチング動作が開始する前に出力キャパシタをプリチャージすることが可能であり、それによって、負荷が電流を引込んでいる間にコンバータを起動するという問題を克服する。この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、好ましくない可変周波数動作、可聴ノイズ、電流反転検出回路の必要性、電流反転を防止するために同期整流器ＭＯＳＦＥＴをオフにするときの望ましくない発振、軽負荷動作における低品質の過渡的調節、およびデューティファクタが低く電圧変換率が１である状態での調節不能の問題は、排除または改良される。
コンバータが昇圧モードまたは降圧モードのどちらのモードで動作してもよいので、フリーホイーリングおよびエネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴにおける通常のソース−ボディ短絡は好ましくは排除される。これは、各ＭＯＳＦＥＴのボディの電圧を制御して順方向バイアスがかかったいかなるＰ−Ｎ接合も回避することによって、または「ボディバイアス生成器」を設けて、各ＭＯＳＦＥＴにおけるソース電圧とドレイン電圧との関係に応じてボディ電圧をソースまたはドレインのどちらかに自動的に短絡させることによって、達成されてもよい。たとえば、（Ｐ型ボディを有する）Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴでは、ボディバイアス生成器は、より低い電圧を有するソース／ドレイン端子にボディを短絡させ、それによって、ボディと残りのソース／ドレイン端子との間のＰ−Ｎ接合が確実に逆バイアスをかけられるようにする。
コンバータが昇圧モードでのみ、すなわち、フリーホイーリングブーストコンバータとして動作する場合、エネルギ伝達スイッチは、真性並列ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを備えていてもよく、または整流器ダイオードを備えていてもよい。
ブレーク・ビフォア・メーク間隔中にＶxノードが確実にクランプされるように、スイッチトダイオードは、ダイオードが必要に応じて確実に接続されてローサイドＭＯＳＦＥＴのアンクランプ誘導性スイッチング（ＵＩＳ）およびアバランシェを防止するように、制御回路を有するフリーホイーリングおよびエネルギ伝達スイッチと並列に接続されてもよい。この機能が、ボディバイアス生成器に既に存在しているダイオードによって実行される実施例もあれば、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴおよびエネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの両方のためのクランプ機能が、Ｖxノードに接続された単一のスイッチダイオードによって実行される実施例もある。
この発明の別の局面は、直流入力電圧を直流出力電圧に変換する方法である。この方法は、インダクタを磁化するために、インダクタの第２の端子を回路接地に結合しながら直流入力電圧をインダクタの第１の端子に印加するステップと、インダクタの第２の端子を回路接地から切離すステップと、出力端子において直流出力電圧を提供するために、インダクタの第２の端子をキャパシタおよび出力端子に結合するステップと、インダクタの第２の端子をキャパシタおよび出力端子から切離すステップと、インダクタの第２の端子をキャパシタおよび出力端子から切離しながら、インダクタの第１および第２の端子を接続するステップとを備える。
この発明のさらに別の局面は、ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する方法であって、キャパシタを予め定められた電圧にプリチャージするために、入力電圧をインダクタに接続し、インダクタの周りの電流を分路するステップを備える。
別の実施例では、インダクタにおける電流は、平均負荷電流よりも大きな値に増加する。一旦所望のインダクタ電流が達成されると、ローサイドＭＯＳＦＥＴはオフにされ、フリーホイーリングスイッチは閉じられ、インダクタ電流がフリーホイールすることが可能になる。フリーホイーリングは、出力電圧が予め設定された電圧未満に下がるときはいつも電荷を出力に伝達するために中断され、またはインダクタ電流が所望のレベル未満に下がるとインダクタを磁化するために中断される。平均負荷電流よりも大きなインダクタ電流を維持することによって、負荷過渡事象中の調節は大幅に改善される。
従来の非同期ブーストコンバータの回路図である。 従来の同期ブーストコンバータの回路図である。 従来のブーストコンバータの伝達特性を示すグラフである。 従来のブーストコンバータのスイッチング波形のグラフである。 磁化段階における従来の同期ブーストコンバータの等価回路図である。 電荷伝達段階における従来の同期ブーストコンバータの等価回路図である。 全負荷状態で動作する従来のブーストコンバータにおける波形のグラフを示す。 軽負荷状態で動作する従来のブーストコンバータにおける波形のグラフを示す。 不連続導通状態で動作する従来のブーストコンバータにおける波形のグラフを示す。 整流器ダイオードを持たない同期ブーストコンバータの等価回路図である。 アンクランプ誘導性スイッチング（ＵＩＳ）状態の同期ブーストコンバータにおける波形のグラフである。 この発明に係る非同期フリーホイーリングブーストコンバータの回路図である。 インダクタが磁化されている段階における非同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 キャパシタが充電されている段階における非同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 フリーホイーリング段階における非同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 非同期フリーホイーリングブーストコンバータにおける波形のグラフを示す。 デューティファクタが変化する非同期フリーホイーリングブーストコンバータの固定周波数動作を示すグラフを含む。 非同期フリーホイーリングブーストコンバータの動作を表わすアルゴリズムのフローチャートである。 起動中のフリーホイーリングブーストコンバータの波形を示す。 負荷電流の過渡事象に対するフリーホイーリングブーストコンバータの応答を示す波形を示す。 この発明に係る同期フリーホイーリングブーストコンバータの回路図である。 磁化段階における同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 ブレーク・ビフォア・メーク（ＢＢＭ）間隔における同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 出力キャパシタが充電されている段階における同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 フリーホイーリング段階における同期フリーホイーリングブーストコンバータの等価回路図である。 同期フリーホイーリングブーストコンバータの動作を表わすアルゴリズムのフローチャートである。 同期フリーホイーリングブーストコンバータの動作の段階における電圧および電流を示す波形を含む。 Ｐ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのためのボディバイアス生成器の回路図である。 Ｐ−チャネル同期整流器ＭＯＳＦＥＴのためのゲート駆動回路の回路図である。 Ｎ−チャネル同期整流器ＭＯＳＦＥＴのためのゲート駆動回路の回路図である。 Ｎ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのためのボディバイアス生成器の回路図である。 アンクランプ同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの回路図である。 ボディバイアス生成器を有するＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴを備えるアンクランプ同期整流器の回路図である。 ボディバイアス生成器を有するＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴを備えるアンクランプ同期整流器の回路図である。 接地されたボディを有するＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴを備えるアンクランプ同期整流器の回路図である。 起動中の昇圧および降圧動作におけるアンクランプフリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの波形を示すグラフを含む。 適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの回路図である。 降圧動作における適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの等価回路図である。 昇圧動作における適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの等価回路図である。 降圧動作で動作する、適合可能にクランプされた同期アップ／ダウンコンバータの３つの動作状態におけるＶxの波形を示す。 昇圧動作で動作する、適合可能にクランプされた同期アップ／ダウンコンバータの３つの動作状態におけるＶxの波形を示す。 フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのための適合クランピング回路の回路図である。 同期整流器ＭＯＳＦＥＴのための適合クランピング回路の回路図である。 適合クランピングが組込まれたボディバイアス生成器を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの回路図である。 適合クランピングが組込まれたボディバイアス生成器を有する同期整流器ＭＯＳＦＥＴの回路図である。 代替的な適合クランピング回路の回路図である。 適合クランピング回路を含むが、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを含まないアップ／ダウンフリーホイーリングコンバータの回路図である。 適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータをプリチャージするためのアルゴリズムを表わすフローチャートである。 起動局面中に、適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータを動作させるためのアルゴリズムを表わすフローチャートである。 プリチャージおよび起動局面中の昇圧動作における、適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおける電流および電圧波形のグラフを示す。 プリチャージおよび起動局面中の降圧動作における、適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおける電流および電圧波形のグラフを示す。 同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの動作の状態図を示す。 コンバータが定常状態動作に遷移する前にインダクタが過剰に磁化される同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおける波形を示す。
発明の詳細な説明
図４は、この発明に従って作られたフリーホイーリングブーストコンバータおよびスイッチング電圧レギュレータの実施例を示す。示されるように、フリーホイーリングブーストコンバータ２００は、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴ２０１と、インダクタ２０３と、キャパシタ２０４と、整流器ダイオード２０２と、ボディバイアス生成器２０６を含むフリーホイーリングパワーＭＯＳＦＥＴ２０５と、ブレーク・ビフォア・メーク（ＢＢＭ）ゲートバッファ２０８と、パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ２０９とを備える。コンバータ２００の出力からのフィードバックＶFBを用いて、ＰＷＭコントローラ２０９の動作は、ＭＯＳＦＥＴ２０１および２０５のオン時間を制御して、指定の出力電圧ＶOUTを調節する。インダクタ２０３は、入力電圧、この場合バッテリ電圧Ｖbattに結合される一方、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１は接地に結合される。接地は、実際の接地またはその他の電圧であり得る回路接地であり、Ｖbattと接地との間の電位差は入力直流電圧を表わす。コンバータ２００は負荷２１０を駆動する。
この出力は、指定の範囲の入力電圧、負荷電流および温度にわたって調節される。この点で、コンバータ２００はスイッチング電圧レギュレータである。（逆は必ずしも真ではないが、すべてのスイッチング電圧レギュレータはまた、電圧コンバータであると考えられてもよい。）スイッチングレギュレータとスイッチングコンバータとを区別しようとはしていない。
コンバータ２００において、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１は典型的には、ソース−ボディ短絡を有するＮ−チャネルデバイスと、ＭＯＳＦＥＴ２０１のソースドレイン端子に並列なインテグラルダイオード２０７とを備える。ＭＯＳＦＥＴ２０１のソースがボディに短絡されるので、Ｎ＋ドレインおよびＰ型ボディを備える真性Ｐ−Ｎ接合は、トランジスタのドレイン端子と並列なダイオード２０７を形成する。通常動作下で、Ｖxは正のままであり、ダイオード２０７は逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。ダイオード２０７は、導通していないので、点線として示されている。
整流器ダイオード２０２のアノードはＶxノードに配線接続され、カソードは出力端子に接続される。整流器ダイオード２０２は、好ましくはショットキーダイオードを備え、ＭＯＳＦＥＴ２０１および２０５とは別個に作製されたディスクリートデバイスを備えていてもよい。整流器ダイオード２０２は、ＭＯＳＦＥＴ２０１および２０５が両方ともオフであるときにのみ順方向バイアスをかけられ、その他の場合は、コンバータ２００の他の動作状態の間、逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。
フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、インダクタ２０３と並列に接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１がオフであり、かつ、キャパシタ２０４が目標電圧に充電されるときはいつも、ダイオード２０２の順方向バイアスを防止するためにオンにされる。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、ブレーク・ビフォア・メーク回路２０８内に含まれるゲート駆動回路を適切に変化させるＰ−チャネルデバイスまたはＮ−チャネルデバイスであってもよい。好ましい実施例では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、Ｖbattによって電力が供給されるＣＭＯＳゲートバッファによって駆動されるＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴである。
代案として、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、Ｖoutによって電力が供給されるＣＭＯＳゲートバッファによって駆動されるＮ−チャネルデバイスを備えていてもよい。別の代替的な実施例では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、ブートストラップゲート駆動回路によって電力が供給されるＮ−チャネルデバイスを備えていてもよい。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５のためのブートストラップゲート駆動装置を用いることは、導通の期間、特にブートストラップキャパシタの電荷を周期的にリフレッシュする必要性に対して特定の制約を課す可能性がある。ＭＯＳＦＥＴ２０５のためのゲート駆動回路の詳細な実現例については以下に記載されている。Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴは、より高い電流のアプリケーションで有利である。なぜなら、ダイの大きさおよびコストが同じであれば、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴの抵抗は、同等の電気的仕様を有するＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴの抵抗よりも低いためである。
フリーホイーリングブーストコンバータ２００の適正な動作のために、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は好ましくは、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５がＮ−チャネルデバイスであるかＰ−チャネルデバイスであるかにかかわらず、ソース−ドレイン端子と並列なＰ−Ｎダイオードを含まない。いかなる極性においても並列ダイオードが存在することは、コンバータ２００の動作の妨げになり得る。たとえば、カソードがＶbattに接続されたＰ−ＮダイオードがフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５の両端に永久的に存在する場合、Ｖxにおける電圧は（Ｖbatt＋Ｖf）の正の最大値にクランプされ、これはＶoutがＶbattを超えることを防止できる。すなわち、それは昇圧変換を防止できる。逆に、アノードがＶbattに接続されたＰ−ＮダイオードがフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５の両端に永久的に存在する場合、Ｖxにおける電圧は（Ｖbatt−Ｖf）の最小電圧にクランプされる。これは、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１が導通しているときはいつも高いエネルギ損失を引起す可能性があり、インダクタ２０３が磁化されるのを防止でき、それによってコンバータ２００の動作を防止する。
望ましくないダイオードの導通をなくすために、ボディバイアス生成器２０６は、順方向バイアスがかかったＰ−ＮダイオードがフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５のソース−ドレイン端子と並列に存在しないことを保証する。代案として、ボディバイアス生成器２０６の必要性をなくすために、接地されたボディ端子を有するＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。
フリーホイーリングブーストコンバータ２００の動作は、（１）インダクタ２０３を磁化する、（２）出力キャパシタ２０４を充電することによってエネルギを伝達する、および（３）フリーホイーリングという交互のシーケンスを備える。フリーホイーリング中、エネルギはバッテリからインダクタ２０３に伝達されることも、インダクタ２０３から出力キャパシタ２０４に伝達されることもない。その代わり、電流は、コンバータ２００の負荷２１０またはバッテリまたは他の電源と相互作用することなくインダクタ２０３において再循環することが可能である。「フリーホイーリング」という用語は、紡ぎ車にエネルギを蓄え、紡ぎ車におよび紡ぎ車からエネルギを周期的に伝達する機械装置から借用したものである。
コンバータ２００の通常動作中、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５の両端のドレイン−ソースバイアスは、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１の導通状態に応じて、２つの極性の間で交互になる。ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１がオンであり、導通していると、Ｖxは、Ｖbatt＞Ｖxであるように接地付近にバイアスをかけられる。ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１がオフであり、導通していなければ、Ｖxは、Ｖx＞Ｖbattであり、かつ、ＭＯＳＦＥＴ２０５の両端のソース−ドレイン極性が反転するように、（Ｖf＋ＶOUT）（Ｖfは、ダイオード２０２の両端の順方向電圧降下）に等しい電圧に上昇する。どちらの極性においても、ボディバイアス生成器２０６は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５におけるいかなるＰ−Ｎ接合も順方向バイアスがかかることを防止する。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、一実施例では、「オン」状態では十分に低いオン抵抗を有し、その状態では、電圧降下が十分に低い状態でインダクタ２０３に流入する全電流を伝えて、大幅な電力ロスを回避する。その結果、インダクタ２０３における電流は、大幅なエネルギを失うことなく、長期間にわたってＭＯＳＦＥＴ２０５の中を再循環することができる。
従来のブーストコンバータのように、出力電圧ＶOUTは、スイッチング期間に対するローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１のオン時間によって制御され、それによって、コンバータ２００は、ブーストコンバータのための前述の同じ電圧変換式に従う。すなわち、以下のとおりである。
Figure 2010532975
ここで、Ｔは、ＰＷＭコントローラ２０９におけるクロックまたは傾斜波生成器の期間であり、Ｖinは、Ｖbattと表記される入力であり、これは、電池式である場合もあれば、コンバータ２００を実現するために用いられる構成要素の指定の動作電圧範囲内でその他の電源、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣアダプタ、または電源の出力によって電力を供給される場合もある。
ｔon＜Ｔであるので、フリーホイーリングブーストコンバータ２００の出力電圧は必然的に入力電圧よりも高く、コンバータ２００は厳密には、正の出力がＶbattを上回るように制限される昇圧コンバータである。ＭＯＳＦＥＴスイッチングの速度制約は、事実上、ＰＷＭコントローラ２０９において、数メガヘルツまでのクロック周波数では５％〜９５％の範囲にデューティファクタを制限する。それらの周波数を上回ると、制御ループにおける伝搬遅延のために、デューティファクタ範囲は狭くなる。実際には、整流器ダイオード２０２において伝えられる電流パルスの大きさは、７５％よりも大きなデューティファクタでは、すなわち、４Ｘ入力電圧を超えるアップ変換比率では、法外に大きくなり得る。
ＰＷＭコントローラ２０９は、固定周波数に限定されるものではなく、可変周波数、たとえば、オン時間が固定され、オフタイムが可変である状態で、またはＰＷＭ周波数モードと可変周波数モードとが交互になって、動作してもよい。ＰＷＭコントローラ２０９は、出力キャパシタ２０４をある最大電圧に充電し、次いで、ある最小値に減衰させて、サイクルを繰返すことによって、ヒステリシスモードで動作することもできる。可変周波数またはヒステリシス動作は、消費する電流がより少ないが、一般に、固定周波数動作にわたって出力電圧リップルの増大を示す。可変周波数コンバータは、通信および無線回路の動作に悪影響を及ぼし得る、伝導および放射された電気ノイズの可変スペクトルを生成するという不利な点も有する。
非同期フリーホイーリングアップコンバータの動作：前に記載されたように、コンバータ２００の出力端子からのフィードバック電圧ＶFBを用いて、ＰＷＭコントローラ２０９は、ＭＯＳＦＥＴ２０１のオン時間、およびダイオード２０２が導通して指定の出力電圧ＶOUTを調節する期間を制御する。フリーホイーリング導通は、インダクタ２０３が十分な電流を有しかつキャパシタ２０４が十分な電荷を有するときに生じる。コンバータ２００の動作の段階が表３に要約されている。
Figure 2010532975
フリーホイーリングアップコンバータの動作の原理は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１のオン時間でインダクタ２０３における電流を制御し、ＭＯＳＦＥＴ２０１および２０５が両方ともオフである時間を制御することによって、出力キャパシタが充電される時間を制御するというものである。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５の目的は、ダイオード２０２もローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１も導通していないが、Ｖxノードの電圧が大きな過渡事象を示さないか、またはＶxノードの電圧が逆バイアスがかかったダイオード２０７をアバランシェに追い込まない第３の状態を提供することである。フリーホイーリングアップコンバータの１つの可能な動作シーケンスが図５Ａ〜図５Ｃに示され、図６に示される波形は、Ｖxを表わすグラフ２６０と、ＶOUTを表わすグラフ２７０と、インダクタ２０３における電流ＩLおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおける電流Ｉfwを表わすグラフ２８０とを含む。
図５Ａに示される動作の第１の局面２２０から開始して、そこでは、ＭＯＳＦＥＴ２０１がオンであり、導通しており、電流ＩD(LS)＝ＩLであり、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５がオフであり、ダイオード２０２を通る電流Ｉrectが０に等しいように整流器ダイオード２０２が逆バイアスをかけられている。ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１が導通している間、グラフ２６０に示されるように、Ｖxは、接地をわずかに上回るＩL・ＲDS1に等しい（曲線２６１）。図６のグラフ２８０に示されるインダクタ２０３における電流ＩLは、値２８０でサイクルを開始し、値２８２に増加する（曲線２８１）。この間、出力電圧ＶOUTは、負荷２１０が要求するいかなる電流も供給するので、値２７１から値２７３に減衰する（曲線２７２）。第１の局面は、本明細書では、磁化局面と称される。
図５Ｂの回路２３０は、フリーホイーリングアップコンバータ２００の動作の第２の局面を示す。図６に示されるように、ＭＯＳＦＥＴ２０１が時間ｔ1においてオフにされた直後、Ｖxはすぐに、出力を上回る順方向バイアスがかかったダイオードドロップＶfの電位（曲線２６４）または（Ｖout＋Ｖf）に跳ね上がり、それによって、ＶxはＶbattよりも正になる。この間隔の間、ダイオード２０２は順方向バイアスをかけられ、ｔ1における電圧２７３から時間ｔ2における最大電圧２７５にキャパシタ２０４を充電する（曲線２７４）。一実施例では、出力電圧ＶOUTが目標出力電圧Ｖ′OUTを超えるまで、または予め定められた時間間隔が終了するまで、ダイオード２０２は順方向バイアスがかかったままである。
第２の局面中、インダクタ２０３における電流ＩLは、対応する態様で値２８２から値２８３に減少し、値２８３では、ＩL＝Ｉrectである。サイクルあたり出力キャパシタ２０５に送出されるクーロン電荷ｄＱは以下のとおりである。
Figure 2010532975
ｄＶc＝ｄＱc／Ｃであるので、出力キャパシタの電圧ｄＶcにおける増分変化は以下によって示される。
Figure 2010532975
したがって、ＭＯＳＦＥＴ２０１および２０５が両方ともオフである時間ｔoff＝（ｔ2−ｔ1）は、いずれか１つのサイクルにおいて負荷および出力キャパシタに送出される電荷の量を決定する。第２の局面は、本明細書では、伝達局面と称される。
図５Ｃに示される動作の第３の局面では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５はオンになり、インダクタ２０３を通ってダイオード２０２からフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５に流入する電流を分流させる。図６のグラフ２６０に示されるように、Ｖxは、Ｖbattを上回るＩL・ＲDS3に等しい電圧に引下げられる（曲線２６５）。ＩL・ＲDS3が非常に小さいので、Ｖx≒Ｖbattである。この状態下ではＶx＜ＶOUTであるので、ダイオード２０２は逆バイアスをかけられ、非導通になる。グラフ２７０に示されるように、ＶOUTは、ピーク値２７５から時間ｔ3＝Ｔにおける値２７７に減衰し始める（曲線２７６）。
より詳細には、一旦ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１がオフにされ、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５がオンにされ、全インダクタ電流を伝えていると、ＩL≒Ｉfwである。グラフ２８０に示されるように、フリーホイーリング電流Ｉfwは、時間ｔ2と時間ｔ3との間の全期間の間、インダクタ電流に等しい大きさに変化する（曲線２８６）。したがって、インダクタ２０３はこの期間中は電圧ＶoutまたはＶxを強制的に変化させることができない。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ２０５がインダクタ２０３を流れる電流を分路するので、インダクタ２０３はその他の回路素子に電流を供給できない。または、インダクタ２０３は出力端子もしくはＶxノードの電圧を強制的に動かすことができない。このフリーホイーリング状態は、時間ｔ2とｔ3との間の予め定められた間隔の間、またはＩLが特定の値（ポイント２８４）に下がるまで持続する。フリーホイーリング中、コンバータの出力を供給する整流器ダイオード２０２における電流、およびＶbattからコンバータ２４０に流入する電流は両方とも０である。
この動作状態は、従来のバックまたはバック−ブーストコンバータには存在しないフリーホイーリング状態である。フリーホイーリング状態は、時間が変化する場合もあれば、期間が固定されている場合もある。図７に示される例では、総期間は、それぞれ対応する期間ｔon、ｔxferおよびｔfwの磁化動作、伝達動作およびフリーホイーリング動作の何らかの組合せを備える期間Ｔに固定される。１つの可能な制御スキームでは、磁化および伝達が行なわれない期間のいかなる部分も、フリーホイーリング時間で埋まっている。すなわち、ｔfw＝Ｔ−（ｔon，＋ｔxfer，）である。
フリーホイーリング動作の別の特有の特徴は、図５Ｃに示される電流経路（３）が、図５Ａにおける磁化電流経路（１）または図５Ｃにおける伝達電流経路（２）のように、バッテリからインダクタへのまたは接地への電流の流れをもたらさないことである。言い換えれば、フリーホイーリング動作中に流れる唯一の大きな接地電流は、一時的に負荷２１０に供給される、出力キャパシタ２０５からのものである。
クロックの期間である時間ｔ3において、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５はオフにされ、Ｉfwは０に降下する（曲線２８７）。グラフ２６０における領域２６６によって示される短い遷移ｔBBMの間、電圧Ｖxは上昇し始めることになる。キャパシタンスが存在しなければ、Ｖx電圧は大きさＶOUT＋Ｖfの電圧に達することができ（曲線２６７）、それによって、ダイオード２０２は順方向バイアスをかけられ、その値をクランプする。しかしながら、実際には、ｔBBM間隔が短ければ、電圧は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１が再びオンにされる前は、部分的に上昇する時間しかない。
その後、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１がオンになり、サイクルが繰返し、電圧Ｖxは〜Ｖbattから接地付近に降下し、インダクタ２０３の両端の極性は図６のグラフ２６０に示されるように正の値に戻る。
フリーホイーリング昇圧コンバータ２００の動作については、磁化、伝達およびフリーホイーリングの特定のシーケンスの中で説明したが、その他のシーケンスも可能であり得る。たとえば、１つの可能なシーケンスは、磁化、フリーホイール、次いで伝達である。
フリーホイーリングコンバータは、また、動作モードのうちの２つの動作モードで長期間を費やしてもよく、たまにしか第３の状態で動作しなくてもよい。たとえば、コンバータは、伝達状態とフリーホイーリング状態とを繰返し交互に行ない、まれにしかインダクタを磁化しない場合もあれば、磁化状態と伝達状態とを繰返し交互に行ない、まれにしかフリーホイーリング状態で動作しない場合もある。
非同期フリーホイーリングブーストレギュレータの利点：
フリーホイーリングアップコンバータの動作と従来の非同期または同期ブーストコンバータの動作とを比較すると、いくつかの顕著な相違点が明らかである。従来のブーストコンバータでは、ブレーク・ビフォア・メーク動作は別にして、エネルギをインダクタに入れる状態と、そのエネルギを負荷および出力キャパシタに送出する状態との２つの状態しか存在しない。一定の出力電圧を維持し、インダクタの飽和を回避するために、インダクタに入れられたエネルギはサイクルごとに完全に除去されなければならない。すなわち、コンバータはエネルギバランスが取れた状態で動作しなければならない。サイクルごとに小さな残留電流が残っていると、インダクタが飽和するまでに平均電流は徐々に増加することになる。インダクタが飽和すると、インダクタがもはや電流を制御できないようにそのインダクタンスおよび交流インピーダンスは降下する。飽和したインダクタは、基本的には、パワーＭＯＳＦＥＴの余分な電流および過熱を招く「ワイヤ」として挙動する。
平均的なインダクタが少しずつ「徐々に上昇する（creeping up）」ことを回避するために、従来のコンバータでは、コンバータに流入するエネルギとコンバータから流出するエネルギとのバランスを取るようにオン時間および伝達時間のタイミングを調整しなければならない。従来のコンバータでは、１サイクルの総期間は、インダクタが磁化されているローサイドＭＯＳＦＥＴのオン時間ｔonと、整流器または同期整流器がエネルギを出力キャパシタに伝達する時間ｔxferとの合計であり、すなわち、Ｔ＝ｔon＋ｔxferである。固定周波数動作および一定の期間Ｔでは、ｔonのいかなる変化も、対応するｔxferの変化によって補償される。しかしながら，ｔonまたはｔxferが最小期間（すなわち、パルス幅）に達する場合、一定の期間を保持することは、出力電圧の変化をもたらす。この制約は、必然的に、従来のブーストコンバータを強制的に軽負荷状態下で可変周波数モードで動作させる。さらに、平均インダクタ電流は負荷の電流需要に従わなければならず、または誤った出力電圧が結果として生じることになる。低いインダクタ電流によって、負荷電流のステップ関数増加に応答してコンバータが出力を適正に調節することが困難になる。
３つの動作状態または局面、すなわち、磁化状態、伝達状態およびフリーホイーリング状態を有する、開示されるフリーホイーリングコンバータでは、フリーホイーリング状態は、インダクタを飽和させることなくまたは出力電圧を範囲外に追い出すことなく、固定されたクロック周波数でコンバータを動作させることができる。この利点は、図７のグラフ３００および３２０に示されるフリーホイーリングアップコンバータの２つの異なるＶx波形を比較することによって示される。グラフ３００に示されるように、通常の負荷電流状態はＭＯＳＦＥＴ２０１のオン時間ｔon（セグメント３０２）を示し、ダイオードの導通時間ｔoff（セグメント３０４）は最小幅にはない。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴは、クロックパルスが時間Ｔにおいて繰返すまで、ある期間（セグメント３０７）の間動作する。フリーホイーリング段階中、すなわち時間ｔfwの間、インダクタ電流は、継続的に維持され、負荷と相互作用することはなく、インダクタ電流における極性反転および負荷におけるノイズの問題を回避する。
グラフ３２０に示されるように、ｔonパルス幅（セグメント３２１）は、（ｔ1−ｔ0）に等しい最小幅にあり、グラフ３００に示される期間よりも短い期間である。一定の出力を維持するために、間隔ｔoffは、したがって、期間（ｔ2−ｔ1）に調整され、これもまたグラフ３００に示される期間よりも短い。一定の周波数動作を達成するために、フリーホイーリング時間ｔfwは、グラフ３００に示される期間よりも長い期間である（Ｔ−ｔ2）に増加する。ｔon、ｔoffおよびｔfw期間を、通常動作下ではセグメント３０２、３０４および３０７であると特定し、軽負荷動作中はセグメント３２１、３２３および３２６であると特定して、期間Ｔが固定された状態での一定の周波数動作については、以下のとおりである。
Figure 2010532975
したがって、フリーホイーリング段階（セグメント３２６）は、Ｔが一定のままであるようにｔonおよびｔoffのいかなる変化も補償する。このように、さらに幅広い適用範囲およびスイッチング周波数にわたって、固定クロックサイクルが用いられてもよく、ノイズスペクトルをよりよく制御することができる。
代案として、コンバータは、可変周波数の用途でも用いられてもよいが、コンバータが生成するノイズスペクトルに対してさらなる制御を有する。たとえば、重要な通信帯域に入るまたはおそらくは無線周波数回路と干渉する周波数などの特定の周波数および好ましくない高調波を回避するために、期間Ｔを事前に選択することができる。
フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴによるインダクタ電流の制御：
フリーホイーリングブーストコンバータは、通常のブーストコンバータよりもさらにインダクタ電流を制御する。通常のブーストコンバータでは、インダクタはコンバータの入力または出力に接続される。すなわち、インダクタは、エネルギを蓄えるか、またはエネルギを負荷に伝達する。通常のブーストコンバータには、図３Ｂに記載されたアンクランプ誘導性スイッチングスパイクを引起すことなく入力回路および出力回路の両方からインダクタを切離す手段はない。必要以上に長くインダクタを入力に接続したままにすることによって、インダクタに過剰なエネルギが蓄えられる。このエネルギは、出力調節に影響を及ぼすことなく何らかの形で後に除去されなければならないエネルギである。過剰に長くインダクタを出力に接続したままにすることによって、余分なエネルギがインダクタから除去されるが、出力キャパシタが過充電され、出力調節が悪影響を受ける。どちらにしても、従来のブーストコンバータにおけるエネルギの流れは、変化する負荷および入力状態下では調節が低品質になる可能性がある。
フリーホイーリングブーストコンバータは、より多くのエネルギを出力に送出することなくまたはより多くのエネルギを入力から吸収することなくインダクタ電流が再循環できる第３の状態または状況、すなわちフリーホイーリングを導入することによって、この問題をなくしている。この概念は、図８Ａのアルゴリズム３３０に図示される。示されるように、電力がコンバータの入力端子に印加された後、出力端子は、整流器ダイオード２０２に順方向バイアスをかける不可避の結果として、入力電圧におよそ等しい電圧に充電する。すなわち、ＶOUT→Ｖbattである。フリーホイーリングコンバータ２００では、このプリチャージ状態は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５がオンであるか否かにかかわらず生じる。ＭＯＳＦＥＴ２０５がオフである場合には、プリチャージ電流はインダクタ２０３を流れる。ＭＯＳＦＥＴ２０５がオンである場合には、プリチャージ電流は、導通しているＭＯＳＦＥＴ２０５を通ってインダクタ２０３の周りを流れることができる。プリチャージ中にインダクタの周りの電流を分流する利点は、出力キャパシタをより素早く充電でき、コンバータの動作が開始する前にインダクタが０にリセットされる必要がなく、コンバータの起動の速度を上げることである。いずれにせよ、プリチャージの終わりには、キャパシタ２０４の両端の電圧ＶOUTは電圧Ｖbattにおよそ等しくなる。
スイッチング動作が開始すると、段階１において、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１は、オンにされ、電流の流れでインダクタ２０３を磁化する（ステップ１３１）。段階１の期間は、従来のブーストコンバータにおいて一般的な方法である、エラー増幅器に供給されて傾斜波生成器と比較されるアナログフィードバック信号を利用することを含むさまざまな手段によって制御されることができる。代案として、オン時間段階１の期間は、インダクタ電流および出力電圧の特定の目標値に従ってデジタル処理で制御されてもよい。別のアルゴリズムアプローチでは、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１のオン時間は、最小パルス幅で開始することができ、その後、定常状態に達するまで段階１が繰返されるたびに増加することができる。代案として、ある最大オン時間が利用され、次いで、必要に応じてその後のスイッチングサイクルにおいて最大オン時間は短くされるまたは飛ばされてもよい。
段階１の期間がいかに制御されるかにかかわらず、段階２が開始すると、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１はオフにされ、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５はオフのままである（ステップ３３２）。すぐに、整流器ダイオード２０２は順方向バイアスをかけられ、電流で出力キャパシタ２０４を充電し、プリチャージされた値を上回るように出力電圧を増加させる。段階２の期間は、固定されている場合もあれば、他の回路変数の関数として変化する場合もある。代案として、固定された時間またはクロック期間（ｔon＋ｔoff）が、段階１および２の組合せに割当てられてもよい。磁化段階（１）が長くなれば、エネルギが出力端子に伝達される段階２で利用可能な時間は少なくなる。
段階２におけるある最小期間後、ステップ３３４に示される条件テストが実際の出力電圧ＶOUTを目標出力電圧Ｖ′OUTと比較する。ＶOUTがＶ′OUTよりも大きくなければ、たとえばＶOUTがＶ′OUT以下であれば、段階１（ボックス３３１）が繰返される。電圧条件が満たされると、すなわちＶOUT＞Ｖ′OUTであれば、インダクタ２０３を繰返し磁化しエネルギをキャパシタ２０４に伝達するサイクル（段階１および２）は終了し、ステップ３３５に示されるように、コンバータ２００は段階（３）においてフリーホイーリングを開始させる。
フリーホイーリング状態（段階３）では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ２０５は、オンであり、導通しており、インダクタ２０３における電流を伝えている一方、ローサイドＭＯＳＦＥＴ２０１はオフのままであり、ダイオード２０２は逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。コンバータ２００が段階３に留まる時間の期間は、さまざまな方法で決定されてもよい。一実施例では、フリーホイーリング段階３は、期間Ｔの固定クロックサイクルの残りの期間の間、すなわち期間ｔfw＝（Ｔ−ｔon−ｔoff）の間、維持される。代案として、インダクタ２０３を通る電流が特定の値に減衰するまでコンバータ２００がフリーホイールし続ける条件、または出力電圧ＶOUTがＶ′OUTを上回ったままである限りコンバータ２００がフリーホイールし続ける条件、またはそれらのパラメータおよびタイミング基準の任意の組合せが課されてもよい。段階３（ステップ３３５）が終了すると、アルゴリズム３３０に示されるように、コンバータ２００は段階１（ボックス３３１）に戻る。
示されるアルゴリズム３３０は、通常のブーストコンバータの動作と類似の態様でインダクタ電流および出力電圧を維持する。示されるように、出力電圧が指定の目標電圧Ｖ′OUTを超える場合にのみ、コンバータ２００がフリーホイーリング状態に入る。この挙動は図８Ｂの起動波形３３６に示され、そこでは、電圧Ｖbattにプリチャージされた（セグメント３３７）フリーホイーリングブーストコンバータ２００は時間ｔ1において動作を開始し、出力電圧は時間ｔ2まで伝達中に増加し（セグメント３３８）、時間ｔ2において、インダクタ２０３は再び磁化され、出力電圧は減衰する（セグメント３３９）。
時間ｔ3から時間ｔ4まで出力端子への伝達がもう１度行なわれ、出力端子を充電するが、目標値Ｖ′OUTを上回ることはない。したがって、時間ｔ4から時間ｔ6まで別の磁化および伝達ループが生じる。しかしながら、ポイント３４０において、出力電圧がようやく目標値Ｖ′OUTを通過し、次のクロックサイクルでは、時間ｔ6において、コンバータ２００はフリーホイーリング動作に入る。時間ｔ7において、コンバータは再びインダクタを磁化し、定常状態動作が達成される。代案として、コンバータ２００は、インダクタ２０３における電流がある最小値を下回るまで、フリーホイーリング動作（段階３）と電荷伝達動作（段階２）とを交互に行なうことができるであろう。
なお、インダクタ２０３が磁化されていようと（段階１）、コンバータ２００がフリーホイーリングしていようと（段階３）、出力電圧は同じ速度で減衰する。フリーホイーリング段階および磁化段階中の出力電圧の低下は、負荷電流および出力キャパシタ２０４の大きさにのみ依存する。
フリーホイーリングブーストコンバータのアルゴリズムの柔軟性は、平均インダクタ電流が必ずしも出力電圧を設定しない結果である。これは、従来のブーストコンバータとは異なって、フリーホイーリングブーストコンバータがコンバータの２つの状態変数、すなわち出力電圧ＶOUTおよびインダクタ電流ＩLの反独立制御を提供することを意味する。この事実は、図８Ｃのグラフ３４１に明らかに示されており、そこでは、予め指定された大きさおよび公差に出力電圧を調節している間でも、インダクタ電流ＩLは負荷電流ＩOUTをはるかに上回るように維持される。
一例として、負荷電流がセグメント３４２によって表わされる大きさ、たとえば３００ｍＡにある間、インダクタ電流ＩLは、負荷電流ＩOUTよりも高い、セグメント３４５および３４６によって表わされる大きさに増加および減少する。電流増加部分（セグメント３４５）は磁化局面ｔon（段階１）に対応し、電流減少（セグメント３４６）は、電荷伝達時間ｔoff（段階２）およびフリーホイーリング時間ｔfw（段階３）の両方を備える。フリーホイーリングに対応する減少期間の部分（セグメント３４６）は、ＩOUTの値が高くなると短くなり、ＩOUTの値が低くなると長くなる。
時間ｔ＝２Ｔにおいて、グラフ３４２は、セグメント３４２によって表わされる大きさからセグメント３４３によって表わされるより低い電流への、たとえば３００ｍＡから５０ｍＡへの負荷電流の階段減少を示す。すぐに、電流増加時間（セグメント３４７）は短くなる一方、減少（セグメント３４９）は対応する量だけ増加する。クロック周波数は同じままである。さらに、負荷が引込んでいる電流がより少ないので、エネルギを出力に伝達するのに費やす時間は（たとえあったとしても）ほとんどない。その代わり、インダクタ電流減少の大半は、出力へのエネルギの伝達ではなく、フリーホイーリング中の電力ロスに起因する。このような場合、出力の過充電を防止するために、ｔoffが０に近づき、かつ、ｔfwがＴ−ｔonに近づくように時間が調整される。出力へのエネルギの伝達が必要でない場合には、コンバータは、磁化とフリーホイーリングとを交互に行ない、別の伝達サイクルが生じる前に任意の数のサイクルを飛ばしてもよい。このような状態では、ｔoffは０に等しく、Ｔ＝ｔon＋ｔfwである。
フリーホイーリングブーストコンバータの特有の特性は、負荷電流が劇的に変化してもより高いインダクタ電流を維持できることである。時間ｔ＝４Ｔにおいて、負荷電流は、初期電流（セグメント３４２）よりもはるかに大きな、セグメント３４４によって表わされる新しいより高い値に跳ね上がる。ＩLの大きさが依然として負荷よりも高いので、コンバータは調節のロスがない状態で即座に反応する。
対照的に、通常のブーストコンバータは、はるかに低品質のステップ応答を示すであろう。その理由は、時間２Ｔと４Ｔとの間の期間では、平均インダクタ電流は、負荷電流に等しい大きさ（セグメント３４３）に低下し、負荷の電流需要の突然の変化、すなわち増加に反応できないであろうというものである。低品質の過渡事象調節が結果として生じるであろう。フリーホイーリングブーストコンバータは、この問題を全く回避する。
同期フリーホイーリングブーストコンバータ
図４のフリーホイーリングブーストコンバータ２００の１つの起こり得る欠点は、Ｖxノードと出力との間で整流器ダイオード２０２を用いることである。インダクタ２０３からキャパシタ２０４および負荷２１０に流れるすべてのエネルギがこの整流器ダイオードを流れなければならないので、整流器における電力ロスは無視できるほどのものではない。伝達局面中、ダイオードにおける電力ロスはＩL・Ｖfである。
この電力ロスは、負荷電流が低くかつ出力電圧がより高い状態では総ロスのうちのわずかな割合であるかもしれないが、電流がより高ければ、電力ロスは大幅な加熱を引起す可能性があり、出力電圧がより低ければ、電力効率も悪化し得る。ショットキーダイオードの使用は、これらの導通ロスを低下させるが、なくすことはない。
フリーホイーリングブーストコンバータにおける整流器ロスを低減するために、ダイオードをＭＯＳＦＥＴと置き換えることができる。結果として生じる同期フリーホイーリングブーストコンバータが図９に示される。非同期フリーホイーリングブーストコンバータ２００のように、同期フリーホイーリングコンバータ３５０は、ローサイドＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ３５１と、インダクタ３５９と、ボディバイアス生成器３５８を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７と、出力キャパシタ３５６と、ＰＷＭコントローラ３６２とを含む。インダクタ３５９は入力電圧、この場合バッテリ電圧Ｖbattに結合される一方、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１は接地に結合される。接地は、実際の接地またはその他の電圧であり得る回路接地であり、Ｖbattと接地との間の電位差は、入力直流電圧を表わす。
同期整流器３５３は、整流器ダイオード３５２と、ゲートバッファ３５５によって駆動されるＭＯＳＦＥＴ３５４とを備える。ＭＯＳＦＥＴ３５４は、ゲートバッファ３５５および信号範囲またはゲート信号ＶG3を適切に調整するＰ−チャネルまたはＮ−チャネルであってもよい。ダイオード３５２は、ＭＯＳＦＥＴ３５４に固有のＰ−Ｎ接合を備えている場合もあれば、ショットキーダイオードまたはそれらの並列の組合せを備えている場合もある。ＭＯＳＦＥＴ３５４は、ダイオード３５２が順方向バイアスをかけられる時間のある部分の間導通するようにタイミングが合わされる。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４は、同じ電流を伝えるダイオード３５２の両端の電圧よりも低い電圧降下をオン状態で示すように十分に大きな幅を有する。
フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７はＮ−チャネルまたはＰ−チャネルであってもよいが、ゲート信号ＶG2を供給するようにゲート駆動回路を実現するにはＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴがより好都合である。ボディバイアス生成器３５８は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７のソース−ドレイン端子の両端のいかなる順方向バイアスがかかったＰ−Ｎダイオードもなくす。すなわち、どちらの極性においても、ＶxとＶbattとの間に順方向バイアスがかかったダイオードは存在し得ない。ブレーク・ビフォア・メークバッファ３６１は、導通の重なりを防止するように、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７へのゲート信号を制御する。３つのパワーＭＯＳＦＥＴのうちの１つだけがどの時点においても導通し得る。１つのＭＯＳＦＥＴをオフにし、別のＭＯＳＦＥＴをオンにする間の遷移、すなわちブレーク・ビフォア・メーク時間は、導通が重なることなく、好ましくは可能な限り短い時間生じるべきである。
非同期フリーホイーリングブーストコンバータ２００と同様に、コンバータ３５０は、図９における電流の流れの矢印（１）、（２）および（３）にそれぞれ対応する磁化、伝達およびフリーホイーリングの３つの状態で動作する。同期フリーホイーリングコンバータに特有なことに、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４は、ダイオード３５２が順方向バイアスをかけられる時間のある部分の間、導通し、ダイオード整流器３５２の周りの電流を分路し、それによって、電流の流れの矢印（２）によって表わされる伝達段階中の電力損失を低下させる。同期フリーホイーリングブーストコンバータの動作は、図１１Ａのアルゴリズム４２０に従う図１０Ａ〜図１０Ｄに示され、対応するＶxおよびＩは、図１１Ｂのグラフ４３０および４４０にそれぞれ示される。
図１０Ａのステップ４２１に概略的に示される段階１において、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１は導通し、ＭＯＳＦＥＴ３５２および３５７はオフである。矢印（１）によって表わされる電流の流れは、ＰＷＭコントローラ３６２によって制御されるある期間ｔonの間インダクタ３５９を磁化する。図１１Ｂのグラフ４３０に示されるように、Ｖxが大きさＩL・ＲDS(LS)の電圧において接地付近にバイアスをかけられるので（セグメント４３１）、整流器３５２は逆バイアスをかけられ、非導通であり、その結果、グラフ４４０に示されるＩrectは０である（セグメント４４４）。整流器電流が流れないので、キャパシタ３５６は負荷４０１に必要な電流ＩOUTを供給しなければならず、この動作の「磁化」局面中に出力電圧ＶOUTを低下させる。その間、ＩLは時間ｔ1までのｔonの全期間にわたって増加し（セグメント４４１）、時間ｔ1において、コンバータ３５０は動作の第２の局面に入る。
第２の局面または動作状態は、図１１Ｂにおける時間ｔ1（ローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１がオフにされるポイント４２２）において開始する。図１０Ｂに示されるように、ＭＯＳＦＥＴ３５１がオフにされると、インダクタ３５９は即座にＶxを強制的に上昇させ、ダイオード３５２に強制的に順方向バイアスをかけ、キャパシタ３５６を電流で充電する（矢印（２））。時間ｔ1（時間ｔ1−）の直前に、ピーク値（ポイント４４２）のインダクタ電流ＩLはもっぱらローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１によって伝えられる。すなわち、ＩL（ｔ1 -）＝ＩD(LS)である。時間ｔ1の直後は（時間ｔ1＋においては）、インダクタ電流ＩLはもっぱら整流器ダイオード３５２によって伝えられ、その結果、グラフ４４０における点線４４５によって示されるＩL（ｔ1＋）＝Ｉrectである。インダクタ電流が不連続になり得ない、すなわちＩL（ｔ1 -）≒ＩL（ｔ1 +）であるので、整流器ダイオード３５２は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３５１をオフに切換えた瞬間に全インダクタ電流を伝えなければならない。電流ＩLにおいて、ダイオード３５２は大きさＶfの電圧降下を示す。その結果、電圧Ｖxは値Ｖx＝（ＶOUT＋Ｖf）に跳ね上がる（セグメント４３２）。示されるように構成要素を備える回路では、電圧は即座に跳ね上がるが、現実には、ＭＯＳＦＥＴに存在する寄生キャパシタンスが遷移を減速させる。したがって、電流のうちのいくらかが、示される理想的な素子ではなく、寄生キャパシタンスによって伝えられる。
ＢＢＭ回路３６１によって制御されるブレーク・ビフォア・メーク間隔ｔBBMの後、アルゴリズム４２０における矢印４２３に対応して、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４は「オン」にされる。図１０Ｃに示されるように、インダクタ電流ＩL（矢印（２））は２つの部分に分割され、その結果、Ｉrect電流の降下（図１１Ｂのグラフ４４０におけるセグメント４４６）によって示されるように、ＩL＝Ｉrect＋ＩD(SR)である。電流がより低ければ、ダイオード電圧Ｖfは、同期整流器パワーＭＯＳＦＥＴ３５４の両端の電圧降下ＩL・ＲDS(SR)におよそ等しい値に降下する。電圧Ｖxは、Ｖx＝（ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)）の大きさの値４３３に降下し（図１１Ｂのグラフ４３０におけるセグメント４３３）、電力損失は低減する。
動作の次の局面の前に、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４は、期間ｔBBMの間、再びオフにされ、ダイオード３５２は全負荷電流を伝えなければならず（セグメント４４７）、セグメント４３４によって示されるようにＶx＝（ＶOUT＋Ｖf）である。したがって、段階２の期間ｔxferは、３つのサブ段階、すなわち、図１０Ｂに示されるブレーク・ビフォア・メーク間隔と、図１０Ｃに示される同期整流器導通と、これも図１０Ｂに示される第２のブレーク・ビフォア・メーク間隔とを備える。段階２全体の間、インダクタ電流（図１０Ｂおよび図１０Ｃにおける矢印（２））は、負荷４０１に供給され、出力キャパシタ３３６を充電する一方、インダクタ３５９における電流は、この伝達局面中、ポイント４４２によって表わされる値から図１１Ｂのグラフ４４０におけるポイント４４７によって表わされるより低い大きさに減少する。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ導通間隔４３３と比較してブレーク・ビフォア・メーク間隔４３２および４３４が短い限り、出力へのエネルギ伝達中に損失される平均電力は低減し、コンバータの効率は改善される。
次の動作局面は、図１１Ａにおけるステップ４２４によって表わされ、図１０Ｄの等価回路に示される。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７は、オンにされ、全インダクタ電流を伝える（矢印（３））。すなわち、ＩL＝ＩFWであり、初期値はポイント４４７によって表わされ、時間ｔ＝Ｔにおけるポイント４４３によって表わされる値に減衰する。ノードＶxにおける電圧４３５は、ＶOUT未満であるがＶbattよりも大きな値であるＶx＝（Ｖbatt＋ＩL・ＲDS(FW)）に降下する。したがって、グラフ４４０における点線４４８によって示されるように、ダイオード３５２は逆バイアスをかけられ、非導通になる。この動作状態は、従来のバックまたはバック−ブーストコンバータには存在しないフリーホイーリング状態である。フリーホイーリング状態は、時間が変化する場合もあれば、期間が固定されている場合もある。図１１Ｂに示される例では、総期間は、それぞれ対応する期間ｔon、ｔxferおよびｔfwの磁化動作、伝達動作およびフリーホイーリング動作の何らかの組合せを備える期間Ｔに固定される。１つの可能な制御スキームでは、磁化および伝達が行なわれない期間のいかなる部分も、フリーホイーリング時間で埋まっている。すなわち、ｔfw＝Ｔ−（ｔon，＋ｔxfer，）である。
フリーホイーリング動作の特有の特徴は、図１０Ｄに示される電流経路（３）が、図１０Ａにおける磁化電流経路（１）または図１０Ｃにおける伝達電流経路（２）のように、バッテリからインダクタへのまたは接地への電流の流れをもたらさないことである。言い換えれば、フリーホイーリング動作中に流れる唯一の大きな接地電流は、一時的に負荷４０１に供給される、出力キャパシタ３５６からのものである。
アルゴリズム４２０に示されるサイクルを繰返す前に、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴは、期間ｔBBMの間オフにされなければならない（ステップ４２５）。すべてのＭＯＳＦＥＴが瞬間的にオフであるので、状態は図１０Ｂに示される状態に戻り、そこでは、（グラフ４４０におけるポイント４４９によって表わされる）電流がダイオード３５２に順方向バイアスをかけ、Ｖxはグラフ４３０における波形４３７によって示される電圧に戻るように増加する。遷移が十分に短い場合、またはフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ３５７をオフにすることを減速させる場合、この遷移中の電圧Ｖxのピークは、寄生キャパシタンスの大きさに応じて、曲線４３６によって示されるより小さな値または何らかの中間の電流に低減され得る。
フリーホイーリングブーストコンバータにおけるパワーＭＯＳＦＥＴボディおよびゲートバイアス
図４の非同期フリーホイーリングブーストコンバータおよび図９の同期フリーホイーリングブーストコンバータの両方における極めて重要な構成要素は、インダクタと並列なフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのボディ端子を制御するボディバイアス生成器である。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのチャネルと並列な順方向バイアスがかかったダイオードがどちらの極性においても存在する場合、回路は動作しない。昇圧動作では、Ｖxノードは、Ｖbattの値にかかわらず、接地付近からＶOUTを上回る値に切換わるために自由でなければならない。したがって、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴは、Ｐ−Ｎダイオードが順方向バイアスをかけられることができず、象限Ｉまたは象限ＩＩＩのいずれかにおいて電圧の振れを制限できない態様で作製されなければならない。言い換えれば、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴは、オフにされたときにどちらの方向の電流も阻止できる双方向スイッチでなければならない。
任意のＰ−Ｎダイオードの順方向バイアスを回避する１つのこのような方法は、ボディが接地されたＮ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いてフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを実現することである。このような場合、ソース−ボディダイオードおよびドレイン−ボディダイオードは両方とも常に逆バイアスがかかったままである。接地された、すなわち基板が接続されたボディ端子を有するＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴは、非絶縁ＣＭＯＳプロセスにおいて一般に利用可能である。
代替的なアプローチは、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴとして、ボディバイアス生成器を有するＰ−チャネルまたはＮ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴを利用するというものである。
ボディバイアス生成器の目的は、ソース−ドレイン電圧および極性にかかわらず、任意のソース−ボディダイオードまたはドレイン−ボディダイオードの順方向バイアスを防止することである。図１２Ａに示される回路４５０は、この発明に係るフリーホイーリングブーストコンバータにおいてＶx回路ノードとＶbatt回路ノードとの間のインダクタ４５４と並列に接続されたフリーホイーリングＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４５１を示す。バッテリが接続された「ハイサイド」デバイスとして、Ｐ−チャネル４５１のゲート駆動は、Ｖbattから電力を供給されるＣＭＯＳインバータ４５５を用いて容易にすることができる。ＭＯＳＦＥＴ４５１のゲートを接地に引っ張ることにより、ゲートバイアスがＶGS＝−Ｖbattで十分に高められたデバイスがオンにされる。
ダイオード４５２Ａおよび４５２Ｂは、パワーＭＯＳＦＥＴ４５１に固有のソース−ボディまたはドレイン−ボディダイオードを表わす。これらのダイオードと並列に、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４５３Ａおよび４５３Ｂは、どちらのダイオードが順方向バイアスをかけられるとしても、分路すなわち短絡するように動作し、ＭＯＳＦＥＴ４５３Ａおよび４５３ｂのうちの他方が確実に逆バイアスがかかったままであるようにし、電流を阻止する。このようなＭＯＳＦＥＴは、ときには、ボディバイアスまたは「ボディスナッチャ（body snatcher）」デバイスと称される。なぜなら、このようなＭＯＳＦＥＴは、パワーＭＯＳＦＥＴのボディまたはバックゲート端子「Ｂ」に対するバイアスを制御するためである。ボディバイアスＭＯＳＦＥＴのゲートは、交差結合されており、これは、ＭＯＳＦＥＴ４５３ＡのゲートがＭＯＳＦＥＴ４５３Ｂのソースに接続され、逆に、ＭＯＳＦＥＴ４５３ＢのゲートがＭＯＳＦＥＴ４５３Ａのソースに接続されていることを意味する。示されるように、デバイス４５０は、ソースおよびドレイン素子の命名が任意であるようにその構造の点で対称である。
動作時、Ｖbatt＞Ｖxであるときはいつも、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４５３ＢのＶGSは正であり、したがってＭＯＳＦＥＴ４５３Ｂはオフである。このような状態下では、Ｐ−チャネル４５３ＡのＶGSは負であり、ＭＯＳＦＥＴ４５３Ａをオンにし、ダイオード４５２Ａを短絡させ、パワーＭＯＳＦＥＴ４５１のボディ端子ＢをＶbatt電位にバイアスする。ダイオード４５２ＢのカソードがＶbattにバイアスされ、アノードがより負のＶx電位にバイアスされるので、ダイオード４５２Ｂは逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。このような状態は、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオンであり、Ｖxが接地電位付近に引下げられるときにフリーホイーリングブーストコンバータにおいて生じる。
逆に、Ｖx＞Ｖbattであるときはいつも、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４５３ＡのＶGSは正であり、したがってＭＯＳＦＥＴ４５３Ａはオフである。このような状態下では、Ｐ−チャネル４５３ＢのＶGSは負であり、ＭＯＳＦＥＴ４５３Ｂをオンにし、ダイオード４５２Ｂを短絡させ、パワーＭＯＳＦＥＴ４５１のボディ端子ＢをＶxノードにバイアスする。ダイオード４５２ＡのカソードがＶxにバイアスされ、アノードがより負のＶbatt電位にバイアスされるので、ダイオード４５２Ａは逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。このような状態は、フリーホイーリング中または動作の伝達局面中に、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオフであり、ＶxがＶbattを上回る電位に上昇するときに、フリーホイーリングブーストコンバータにおいて生じる。
図１２Ｄは、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのＮ−チャネル実現例を示す。回路４８０は、インダクタ４８４と並列なＮ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４８１を含む。ＭＯＳＦＥＴ４８１は、それぞれ、アノードがＭＯＳＦＥＴ４８１のＰ型ボディ端子Ｂに電気的に接続され、カソードがＶbattおよびＶxに電気的に接続された真性ボディＰ−Ｎダイオード４８２Ａと４８２Ｂとを含む。ダイオード４８２Ａおよび４８２Ｂと並列に、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４８３Ａおよび４８３Ｂは、どちらのダイオードが順方向バイアスをかけられるとしても、分路すなわち短絡するように動作し、ＭＯＳＦＥＴ４８３Ａおよび４８３Ｂのうちの他方が確実に逆バイアスがかかったままであるようにし、電流を阻止する。このようなＭＯＳＦＥＴは、ときには、ボディバイアスまたは「ボディスナッチャ」デバイスと称される。なぜなら、このようなＭＯＳＦＥＴは、パワーＭＯＳＦＥＴのボディまたはバックゲート端子「Ｂ」に対するバイアスを制御するためである。ボディバイアスＭＯＳＦＥＴ４８３Ａおよび４８３Ｂのゲートは交差結合されており、これは、ＭＯＳＦＥＴ４８３ＡのゲートがＭＯＳＦＥＴ４８３Ｂのソースに接続され、逆に、ＭＯＳＦＥＴ４８３ＢのゲートがＭＯＳＦＥＴ４８３Ａのソースに接続されていることを意味する。示されるように、回路４８０は、ソースおよびドレイン素子の命名が任意であるように構造の点で対称である。
動作時、Ｖbatt＞Ｖxのときはいつも、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４８３ＢのＶGSは正であり、したがってＭＯＳＦＥＴ４８３Ｂはオンであり、ダイオード４８２Ｂを短絡させ、パワーＭＯＳＦＥＴ４８１のボディ端子ＢをＶxにバイアスする。このような状態下では、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４８３ＡのＶGSは負であり、ＭＯＳＦＥＴ４８３Ａをオフにする。ダイオード４８２ＡのカソードがＶbattにバイアスされ、アノードがより負のＶxにバイアスされるので、ダイオード４８２Ａは逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。このような状態は、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオンであり、Ｖxが接地電位付近に引下げられるときに、フリーホイーリングブーストコンバータにおいて生じる。
逆に、Ｖx＞Ｖbattであるときはいつも、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４８３ＢのＶGSは負であり、したがってＭＯＳＦＥＴ４８３Ｂはオフである。このような状態下では、Ｎ−チャネル４８３ＡのＶGSは正であり、ＭＯＳＦＥＴ４８３Ａをオンにし、ダイオード４８２Ａを短絡させ、パワーＭＯＳＦＥＴ４８１のボディ端子ＢをＶbattにバイアスする。ダイオード４８２ＢのアノードがＶbattにバイアスされ、カソードがより正のＶxにバイアスされるので、ダイオード４８２Ｂは逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。このような状態は、フリーホイーリング中またはブースト動作の伝達局面中に、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオフであり、ＶxがＶbattを上回る電位に上昇するときに、フリーホイーリングブーストコンバータにおいて生じる。このように、ボディバイアス生成器回路４８０は、図１２Ａにおける回路４５０がＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４５１における順方向バイアスがかかったダイオードの導通を防止する方法と類似の態様で、Ｎ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４８１におけるいかなるＰ−Ｎダイオードの順方向バイアスも防止する。
フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４８１がＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴであるので、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４８１を導通オン状態にバイアスすることは、ＶbattおよびＶxがおよそ同じ電位にあるときでさえ、Ｖxよりも数ボルト大きな電位を有するゲート駆動装置を必要とする。それは、ゲートバッファ４８５がバッテリ入力電圧Ｖbattよりも大きな電位によって電力を供給されなければならないことを意味する。このような浮動供給を達成する１つの方法は、回路４８０に示されるようにブートストラップダイオード４８６およびブートストラップキャパシタ４８７を利用するというものである。Ｖxノードが接地付近にバイアスをかけられるときはいつも、ブートストラップダイオード４８６は導通し、Ｖbattにおよそ等しい電圧Ｖcapにブートストラップキャパシタ４８７を充電する。
ＭＯＳＦＥＴ４８１がオンにされ、Ｖxが上昇すると、キャパシタ４８７の正の端子はそれとともに上昇し、Ｖxの値にかかわらず、Ｖcap＋Ｖxにおよそ等しい電圧でゲートバッファ４８５に電力を供給する。このようなブートストラップゲート駆動装置は、キャパシタ４８７の電圧が減衰するのを防止するために一定のスイッチング動作を必要とする。当業者に周知の充電ポンプまたはスイッチトキャパシタ回路などの代替的なゲート駆動回路が、バッファ４８５に電力を供給するために用いられてもよい。
Ｎ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４８１のゲートを駆動する際に回路の複雑さが加わることは別にして、Ｐ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ４５１は１つの他の利点を有する。ボディバイアス回路４５０および４８０を実現する際、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのボディは、接地から電気的に切離されなければならず、さまざまな電位に浮動することが可能でなければならない。従来のＣＭＯＳプロセスでは、Ｐ−チャネルデバイスのボディは、Ｎ型材料で形成され、当然のことながら周囲のＰ型基板材料との逆バイアスがかかった接合を形成する。ボディ端子を電気的に絶縁するために特別なプロセスステップは不要である。
対照的に、従来のＣＭＯＳプロセスは、絶縁技術を利用せず、したがって、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴはすべて、接地に接続された共通のＰ型基板を共有する。Ｎ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを実現するために必要な絶縁されたデバイスを形成するために、余分な処理ステップが必要であり、ウェハ作製にコストおよび複雑さが加わる。一方、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴは、オン抵抗が同じＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴよりも典型的には２倍から３倍小さいという利点を有する。
ボディバイアス回路は、ウィリアムズらの米国特許第５，６８９，２０９号にも記載されており、この米国特許第５，６８９，２０９号は全文が本明細書に引用される。
ボディバイアス生成器回路は公知であるが、フリーホイーリングコンバータにおけるフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにバイアスをかける際の機能は新規である。ボディバイアス生成器は、望ましくないダイオードの導通なしにフリーホイーリングブーストコンバータにおけるフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの動作を容易にする１つの手段を表わす。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおいて順方向バイアスがかかったダイオード状態をなくすことなく、フリーホイーリングコンバータにおけるＶxの最大値は、Ｖbattを上回る、順方向バイアスがかかったダイオードドロップＶfの電圧に制限され、レギュレータをブーストコンバータとして働かなくさせるであろう。
ソースとドレインとの間の順方向バイアスがかかったダイオードの導通を回避しなければならないフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴとは対照的に、フリーホイーリングブーストコンバータにおける同期整流器ＭＯＳＦＥＴは、回路動作のある局面中は導通することが可能である並列ソース−ドレインダイオードを含む。したがって、ボディバイアス生成器回路を必要とすることなく、フリーホイーリングブーストコンバータにおける同期整流器デバイスとして、ソース−ボディ短絡を有する任意のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。図１２Ｂおよび図１２Ｃは、２つのこのような実現例を示す。
図１２Ｂでは、回路４６０は、ソース−ボディ短絡を有するＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４６１と、並列ダイオード４６２とを備える。ダイオード４６２のアノードはＶxノードに接続される一方、カソードは出力端子に接続される。Ｐ−チャネル同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４６１のゲートは、ＣＭＯＳインバータまたは機能的に類似のデバイスを備えていてもよいゲートバッファ４６３によって駆動される。ＶG3を接地にバイアスすることによって、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４６１がオンになり、順方向バイアスがかかったときはいつもダイオード４６２の周りの電流を分路する。ＭＯＳＦＥＴ４６１は、ゲートを最も正の電圧、ブーストコンバータの場合にはＶOUTに接続することによって、オフにされる。Ｐ−チャネルデバイスとして、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４６１は、長期間にわたってオンのままであることができ、導通しているままであることができ、一定のスイッチングを必要としない。
図１２Ｃでは、回路４７０は、ソース−ボディ短絡を有するＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４７１と、並列ダイオード４７２とを備える。ダイオード４７２のアノードはＶxノードに接続される一方、カソードは出力ピンＶOUTに接続される。Ｎ−チャネル同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４７１のゲートは、フローティングブートストラップキャパシタ４７４によって電力を供給されるＣＭＯＳインバータまたは機能的に類似のデバイスを備えていてもよいゲートバッファ４７３によって駆動される。ＶG3をキャパシタ４７４の正の端子にバイアスすることによって、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４７１がオンになり、それによって、順方向バイアスがかかったときはいつもダイオード４７２の周りの電流を分路する。ＭＯＳＦＥＴ４７１は、ゲートを接地に接続することによってオフにされる。
ブートストラップキャパシタ４７４は、十分なゲート駆動を維持して同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４７１に電力を供給するように周期的に充電されなければならない。具体的には、Ｖxが接地付近の電位にバイアスをかけられるときはいつも、すなわち、コンバータのローサイドＭＯＳＦＥＴがオンであると、ブートストラップダイオード４７５は導通して、キャパシタ４７４を電圧Ｖboot→（Ｖbatt−Ｖf）に充電する。ローサイドＭＯＳＦＥＴがオフであり、ＶxがＶbattを上回るときはいつも、ダイオード４７５は逆バイアスをかけられる。次いで、キャパシタ４７４の電荷を用いて、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ４７１のゲートを駆動する。Ｖx≒Ｖbattである導通状態では、ＶG3＝（Ｖx＋Ｖboot）である。導通の開始時には、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ４７１のゲートからソースへのバイアスはＶbootに等しく、その後漏れ電流から次第に減衰する。したがって、Ｐ−チャネル同期整流器４６１とは異なって、Ｎ−チャネル同期整流器４７１は、スイッチングの繰返しを必要とし、長期間にわたってオンのままであることはできず、導通しているままであることはできない。
アンクランプ同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ
図１の先行技術のブーストコンバータでは、および図４および図９の開示されたフリーホイーリングブーストコンバータでは、整流器ダイオードはＶxノードとコンバータの出力端子との間に接続される。この整流器ダイオードは、エネルギが負荷に伝達されているときはいつも順方向バイアスをかけられ、そうでなければ、逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。
この出力が接続された整流器ダイオードのために、電力がコンバータの入力に印加されるとすぐに、出力電圧はＶbattにプリチャージする。その結果、入力電圧をより低い電圧に降圧するためにブーストコンバータを用いることができない。したがって、ブーストコンバータの可能な限り低い電圧出力は入力に等しく、０％のデューティサイクルに近づきさえする。
整流器ダイオードは、別の重要な役割、すなわち、Ｖxノードの最大電圧をクランプする役割を果たす。いかなる状況下でもダイオードが存在するので、Ｖxの最大値は、出力電圧を上回るダイオードドロップの電圧であり、すなわち、Ｖx≦（ＶOUT＋Ｖf）である。
図３に関して記載されたように、出力整流器をなくすことは、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１３１の両端のダイオード１３７がアバランシェ降伏になるまでＶxが制限なく上昇することを可能にする。図１Ａにおけるブーストコンバータでは、ショットキーダイオード２をなくすことにより、ローサイドＭＯＳＦＥＴ７がオフであるときはいつもダイオード５がアバランシェになるであろう。図１Ｂにおける同期ブーストコンバータ１０では、Ｐ−Ｎダイオード１５をなくすことにより、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１１および同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３が両方ともオフであるときはいつもダイオード１６がアバランシェになるであろう。
残念ながら、ハイサイド接続インダクタを用いて、すなわち降圧動作用にブーストコンバータを修正して、入力電圧をより低い出力電圧に降圧するために、アンクランプ誘導性スイッチングを引起すことなく出力が目標出力電圧に達したときはいつもインダクタを出力から切離す必要がある。今日では、その基準、すなわちまだアンクランプ誘導性スイッチングが行なわれていないときに、インダクタが磁化されていることも、出力キャパシタが充電されていることもない状態を維持する能力を満たす既存のコンバータトポロジはない。
前におよび通常のブーストコンバータと対比して記載されたように、図４および図９に示される開示されたフリーホイーリングブーストコンバータ２００および３５０は、３つの安定した状態、すなわち、磁化、エネルギ伝達およびフリーホイーリングで動作する。通常のブーストコンバータは、フリーホイーリング状態を含まず、したがって、ソースからエネルギを移動させるまたは負荷にエネルギを移動させることを含まない任意の状態を維持できない。
図９のフリーホイーリングコンバータ３５０を適切に修正することによって、単一の回路を用いて動的におよび継続的に電圧入力を昇圧または降圧できるアップ／ダウンコンバータおよびレギュレータを実現することができる。具体的には、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４において整流器ダイオード３５２およびソース−ボディ短絡をなくすことによって、コンバータは、出力キャパシタ３５６が部分的にのみ充電され、ＶOUT＜Ｖbattであるときの状態、すなわち降圧動作中を含むいかなるときにも、出力をＶxノードから切離すことができる。ソース−ボディ短絡をなくすために、ボディバイアス生成器を用いて、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ３５４のボディにバイアスをかけてもよい。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのための、前に図１２Ａおよび図１２Ｄに記載されたボディバイアス生成器は、同じ目的で適合されることができる。
結果として生じる同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ５００が図１３に示される。同期フリーホイーリングブーストコンバータ３５０のように、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ５００は、ローサイドＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５０１と、インダクタ５０８と、ボディバイアス生成器５０７を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６と、出力キャパシタ５１０と、ＰＷＭコントローラ５１２と、ブレーク・ビフォア・メークバッファ５１１とを含む。
アップ／ダウンコンバータ５００に特有なことに、同期整流器５０２は、ボディバイアス生成器５０４を有するＭＯＳＦＥＴ５０３と、ゲートを駆動するためのゲートバッファ５０５とを備える。同期整流器５０２には整流器ダイオードは存在しない。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３は、ゲートバッファ５０５および信号範囲ＶG3を適切に調整するＰ−チャネルまたはＮ−チャネルであってもよい。
たとえば、一実施例では、同期整流器５０２は、図１４Ａに示される回路５２０を用いて実現される、ソース−ボディ短絡を持たないＰ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴを備えていてもよい。Ｐ−チャネル同期整流器ゲート駆動装置の場合、図１２Ｂの回路４６０がゲート信号ＶG3を作り出すために利用されてもよい。示されるように、ＶxノードとＶOUTノードとの間に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５２１は、ソース−ボディダイオードおよびドレイン−ボディダイオード５２２Ａおよび５２２Ｂを含み、ボディは、それぞれダイオード５２２Ａおよび５２２Ｂに並列な交差結合されたＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５２３Ａおよび５２３Ｂによってバイアスをかけられる。
動作時、Ｖx＞ＶOUTであるときはいつも、ＭＯＳＦＥＴ５２３Ａはオンであり、ダイオード５２２Ａを短絡させる一方、ＭＯＳＦＥＴ５２３Ｂはオフのままであり、非導通のままである。ＭＯＳＦＥＴ５２３Ａがオンであるので、ボディバイアスはＶB＝Ｖxであり、ダイオード５２２Ｂは逆バイアスをかけられ、非導通である。逆に、Ｖx＜ＶOUTであれば、ＭＯＳＦＥＴ５２３Ｂはオンであり、ダイオード５２２Ｂを短絡させる一方、ＭＯＳＦＥＴ５２３Ａはオフのままであり、非導通のままである。ＭＯＳＦＥＴ５２３Ｂがオンであるので、ボディバイアスはＶB＝ＶOUTであり、ダイオード５２２Ａは逆バイアスをかけられ、非導通である。どのようなソース−ドレイン電位の極性がＭＯＳＦＥＴ５２１に印加されたとしても、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５２１のチャネルと並列にダイオード導通が生じることはない。
別の実施例では、同期整流器５０２は、図１４Ｂに示される回路５４０を用いて実現される、ソース−ボディ短絡を持たないＮ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ５４１を備えていてもよい。Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５４１のためのゲート駆動装置の場合、図１２Ｃのブートストラップ回路４７０がゲート信号ＶG3を作り出すために利用されてもよい。示されるように、ＶxノードとＶOUTノードとの間に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５４１は、ソース−ボディダイオードおよびドレイン−ボディダイオード５４２Ａおよび５４２Ｂを含み、ボディは、それぞれダイオード５４２Ａおよび５４２Ｂに並列な交差結合されたＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５４３Ａおよび５４３Ｂによってバイアスをかけられる。
動作時、Ｖx＞ＶOUTであるときはいつも、ＭＯＳＦＥＴ５４３Ｂはオンであり、ダイオード５４２Ｂを短絡させる一方、ＭＯＳＦＥＴ５４３Ａはオフのままであり、非導通のままである。ＭＯＳＦＥＴ５４３Ｂがオンであるので、ボディバイアスはＶB＝ＶOUTであり、ダイオード５４２Ａは逆バイアスをかけられ、非導通である。逆に、Ｖx＜ＶOUTであれば、ＭＯＳＦＥＴ５４３Ａはオンであり、ダイオード５４２Ａを短絡させる一方、ＭＯＳＦＥＴ５４３Ｂはオフのままであり、非導通のままである。ＭＯＳＦＥＴ５４３Ａがオンであるので、ボディバイアスはＶB＝Ｖxであり、ダイオード５４２Ｂは逆バイアスをかけられ、非導通である。どのようなソース−ドレイン電位の極性がＭＯＳＦＥＴ５４１に印加されたとしても、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５４１のチャネルと並列にダイオード導通が生じることはない。
さらに別の実施例では、同期整流器５０２は、図１４Ｃに示される接地されたボディ回路５６０を用いて実現される、ソース−ボディ短絡を持たないＮ−チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ５６１を備えていてもよい。Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５６１のためのゲート駆動装置の場合、図１２Ｃのブートストラップ回路４７０がゲート信号ＶG3を作り出すために利用されてもよい。示されるように、ＶxノードとＶOUTノードとの間に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ５６１は、アノードが接地されたソース−ボディダイオードおよびドレイン−ボディダイオード５６２Ａおよび５６２Ｂを含む。Ｖx＞０およびＶOUT＞０であるので、これらのダイオードは常に逆バイアスがかかったままである。しかしながら、動作時、ソースがボディに電気的に接続されないので、ボディ効果が好ましくなく生じることになり、ボディバイアス電圧の平方根に比例する量だけＭＯＳＦＥＴの閾値電位を増加させる。すなわち、以下のとおりである。
Figure 2010532975
この閾値電位の増加を相殺するためにより高いゲートバイアスが必要であり、または、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５６１のオン抵抗は、図１４Ｂの回路５４０に示されるボディバイアス生成器技術を用いた同等の大きさのＮ−チャネル５４１よりも高くなる。
再び図１３を参照して、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６は、Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴである場合もあれば、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴである場合もあるが、ゲート信号ＶG2を供給するようにゲート駆動回路を実現するためにはＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴがより好都合であり得る。ボディバイアス生成器５０７は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６のソース−ドレイン端子の両端のいかなる順方向バイアスがかかったＰ−Ｎダイオードもなくす。すなわち、どちらの極性においてもＶxとＶbattとの間に順方向バイアスがかかったダイオードは存在し得ない。ブレーク・ビフォア・メークバッファ５１１は、導通の重なりを防止するように、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０５およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６へのゲート信号を制御する。３つのパワーＭＯＳＦＥＴのうちの１つだけがどの時点においても導通し得る。
同期フリーホイーリングブーストコンバータ３５０の動作と同様に、コンバータ５００は、それぞれ電流の流れの矢印（１）、（２）および（３）に対応する磁化、エネルギ伝達およびフリーホイーリングの３つの状態を備える。同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ５００に特有なことに、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０２は、Ｖbatt入力を上回るまたは下回る任意の電圧にキャパシタ５１０を部分的に充電することができ、キャパシタ５１０が充電される時間ｔxfrを単に制御することによって、コンバータ５００を昇圧モードまたは降圧モードで動作させることができる。ＩLが任意の短い期間の間一定であると仮定すると、ＭＯＳＦＥＴ５０３がオンであり、導通しているときはいつも、インダクタ５０８は以下のようにキャパシタ５１０を充電する。
Figure 2010532975
０から開始して、出力キャパシタ５１０の両端の電圧ＶOUTは、充電時間ｔxfrを単に制御することによって、Ｖbattを上回るまたは下回るいずれか任意の電圧に充電されることができる。たとえば、図１５のグラフ５８０に示されるように、時間ｔ1（間隔（１））の間、電流でインダクタ５０８を磁化した後、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１はオフにされ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３はオンにされ、ポイント５８１における接地から、電流がキャパシタ５１０に流入する時間ｔ2（間隔（２））における何らかの目標Ｖ′OUT電圧（ポイント５８２）に出力電圧を増加させる。ポイント５８２によって表わされる電圧は、Ｖbatt未満である。時間ｔ2において同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３をオフにすることは、キャパシタ５１０を目標電圧に充電することを停止させる。ＶbattがＶ′OUTを超えるので、このモードでのコンバータ５００の動作は降圧コンバータの動作である。
ブレーク・ビフォア・メークスイッチングの短い間隔を無視して、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６は、ＭＯＳＦＥＴ５０３がオフにされるのと同時にオンにされ、ノードＶxをアンクランプ誘導性スイッチングに追い込むことなくインダクタ電流をフリーホイールさせることができる（間隔（３））。このコンバータの必須の構成要素として、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１および同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３が両方とも同時にオフであるときはいつも、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６の導通は、ＵＩＳが引起すアバランシェを防止する。
出力電圧は、時間ｔ3において、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６をオフにし、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３をオンにすることによって、ＰＷＭコントローラ５１２が出力キャパシタ５１０の電荷をリフレッシュし得るか、または、グラフ５８０に示されるように、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６をオフにし、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１をオンにすることによって、インダクタ５０８における電流をリフレッシュし得るまで、無期限に目標値５８３に留まることができる（間隔（１））。したがって、目標電圧Ｖ′OUTは、任意のシーケンスにおいて磁化、伝達、フリーホイーリング電流（間隔（１）、（２）および（３））を繰返し適用することによって無期限に維持され得る（セグメント５８５）。ＶOUT＜Ｖbattであるので、コンバータ５００は降圧モードで動作している。
代案として、図１５のグラフ５９０では、時間ｔ1（間隔（１））の間電流でインダクタ５０８を磁化した後、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１がオフにされ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３がオンにされ、ポイント５９１における接地から、電流がキャパシタ５１０に流入する時間ｔ2（間隔（２））における何らかの目標Ｖ′OUT電圧（ポイント５９２）に出力電圧を増加させる。グラフ５９０における時間ｔ2はグラフ５８０における時間ｔ2よりも遅く生じ、したがって、出力電圧は、グラフ５８０におけるポイント５８２によって表わされる値よりも高い値（ポイント５９２）に上昇する。ポイント５９２によって表わされる電圧もＶbattよりも大きい。時間ｔ2において同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３をオフにすることは、キャパシタ５１０を目標電圧に充電することを停止させる。Ｖ′OUTがＶbattを超えるので、このモードでのコンバータ５００の動作は昇圧コンバータの動作である。
ブレーク・ビフォア・メークスイッチングの短い間隔を無視して、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６は、ＭＯＳＦＥＴ５０３がオフにされるのと同時にオンにされ、ノードＶxをアンクランプ誘導性スイッチングに追い込むことなくインダクタ５０８における電流をフリーホイールさせることができる（間隔（３））。このコンバータの必須の構成要素として、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１および同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３が両方とも同時にオフであるときはいつも、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６の導通は、ＵＩＳが引起すアバランシェを防止する。
この状態は、フリーホイーリングコンバータに特有である。なぜなら、バッテリからコンバータに電流が流入せず、インダクタから接地または負荷にエネルギが流れないが、エネルギは依然として長時間にわたってインダクタに維持され、その時間はフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの抵抗に依存するためである。
出力電圧は、時間ｔ3において、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６をオフにし、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ５０３をオンにすることによって、ＰＷＭコントローラ５１２が出力キャパシタ５１０の電荷をリフレッシュし得るか、または、グラフ５８０に示されるように、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ５０６をオフにし、ローサイドＭＯＳＦＥＴ５０１をオンにすることによって、ＰＷＭコントローラ５１２がインダクタ５０８における電流をリフレッシュし得るまで、無期限に目標値５９３に留まることができる。したがって、目標電圧Ｖ′OUTは、任意のシーケンスにおいて磁化、伝達およびフリーホイーリング電流（間隔（１）、（２）および（３））を繰返し適用することによって無期限に維持され得る５９５。
したがって、フリーホイーリングコンバータ５００の昇圧および降圧動作は基本的には同じである。主な相違点は、インダクタ５０８がキャパシタ５１０を充電する期間ｔxferである。伝達間隔が短い場合、出力電圧は小さな量だけ上昇し、降圧動作が達成される。間隔がより長くなれば、出力電圧はより大きな量だけ上昇し、昇圧動作が達成される。ある中間の期間で、出力電圧は入力電圧に等しくなる。すなわち、変換率が１になる。昇圧であろうと降圧であろうと変換が１であろうと、本明細書に開示されるフリーホイーリングコンバータの動作モードには基本的な違いはない。
従来のいわゆるバック−ブーストコンバータは、バッテリ入力が減衰するにつれて回路および動作モードをバックから変換が１の状態へ、そして再びブースト動作へ切換えなければならないが、フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータはすべての変換率について動作モードを１つだけ有する。効率がより高く、より安定した動作は、単純な制御の結果生じる。
記載されたように、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ５００は、他の２つのＭＯＳＦＥＴがオフであるときはいつもフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴをオンにすることによってアンクランプ誘導性スイッチングを回避する。ブレーク・ビフォア・メーク動作中、３つのＭＯＳＦＥＴはすべてオフである。ＢＢＭ間隔が極端に短くない限り、Ｖx電圧は、制限なく上昇し、おそらくアンクランプ誘導性スイッチングが引起すアバランシェになる。間隔が十分に短ければ、パワーＭＯＳＦＥＴにまつわる寄生キャパシタンスは、その他の場合のＶxの急速な上昇をアンクランプ状態でフィルタリングし、瞬間的に減速させることができる。
言い換えれば、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータは、ブレーク・ビフォア・メーク動作中はクランプされない。ＢＢＭ動作中に電圧をクランプするためには、瞬間的に順方向バイアスがかかるダイオードがＶx電圧の振れを制限するために必要である。残念ながら、ＢＢＭ動作中を除いて、配線接続された順方向バイアスがかかるダイオードの存在は、フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの通常動作では問題がある。前に記載されたように、同期整流器に並列なダイオードの存在は降圧動作の妨げになる。逆に、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴに並列なダイオードは昇圧動作の妨げになる。
適合可能にクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ
アンクランプ誘導性スイッチング過渡事象を防止するために、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中、順方向バイアスがかかったダイオードが存在しなければならない。ブーストまたは昇圧変換に必要なダイオード接続が降圧変換に必要なものとは異なるので、通常のアップ／ダウンコンバータの動作の妨げになることなく全範囲のバイアス状態にわたってＵＩＳ過渡事象を防止できる単一のハードワイヤードダイオード回路はない。
この発明の実施例として、適合ダイオードクランプ回路は、アップ／ダウンコンバータの動作に影響を及ぼすことなく、開示される同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおけるアンクランプ誘導性スイッチングを防止する。適合クランピングの原理は、通常の動作の妨げになることなく、バイアス状態に応じてクランピングを提供する回路の中にダイオードを接続するというものである。
図１６に示されるように、クランプ同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ６００は、それぞれ関連のスイッチ６１５および６０７を有するダイオード６１４および６０６の追加の素子を有するコンバータ５００の回路を備える。コンバータ５００のように、回路６００は、ローサイドＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ６０１と、インダクタ６１０と、ボディバイアス生成器６１３を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２と、ボディバイアス生成器６０５およびゲートバッファ６０８を有するＭＯＳＦＥＴ６０４を備える同期整流器６０３と、出力キャパシタ６０９と、ＰＷＭコントローラ６１７と、ブレーク・ビフォア・メークバッファ６１６とを含む。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２は、ゲート駆動装置を適切に調整するＰ−チャネルまたはＮ−チャネルであってもよい。
典型的にはＭＯＳＦＥＴデバイスを用いて実現されるスイッチ６１５および６１７は、対応するダイオードを接続するまたは切離す手段を表わす。適合クランピングを容易にするために、ＶbattおよびＶOUT電圧の相対的な大きさに応じて、任意の時点でダイオードのうちの１つだけが接続される。好ましい実施例では、比較器は、これらの大きさを比較し、真理値表４に従って適切なスイッチをオンにする。
Figure 2010532975
表４における＊は、どちらのダイオードが接続されてもよい任意の状態を示す。バッテリの用途では、バッテリが、フル充電を必要とする降圧動作を開始して放電することは一般的であるので、その構成ではダイオードは最初に接続され、昇圧動作が必要とされるまでそのままである。適合クランピングを用いる回路６００の電気的等価物が図１７Ａおよび図１７Ｂに示される。
図１７Ａでは、等価回路６２０は、Ｖbatt＞ＶOUTであり、スイッチ６１５が閉じられている、すなわちオンでありかつ導通している、降圧状態を示す。その結果、フリーホイーリングダイオード６１４は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２およびインダクタ６１０と並列に接続される。したがって、Ｖxは、接地から、妨げられていない（Ｖbatt＋Ｖf）に変化し得て、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４が導通しているときはいつも電力をＶOUTに伝達するために用いられてもよい。同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４がオフであり、非導通であるときには、ボディバイアス生成器６０５は、降圧動作中にＶxの電圧範囲がＶOUTの値によって制限されないようにＶOUTとＶxとの間のいかなる導通も防止する。なお、たとえコンバータ６２０が降圧動作を行なっているとしても、それは、先行技術のバックコンバータの回路と等価ではなく、したがってそのように称されない。
図１８Ａは、降圧モードで動作する、適合可能にクランプされた同期アップ／ダウンコンバータ６００の３つの動作状態についてのＶxの波形６３０を示す。示されるように、時間ｔ0とｔ1との間では、電圧Ｖx（セグメント６３１）は、図１６における電流の流れの矢印（１）に対応する大きさＩL・ＲDS(LS)のオン状態ローサイドＭＯＳＦＥＴ６０１の両端の電圧降下を表わす。
ブレーク・ビフォア・メーク間隔を除いて、時間ｔ1とｔ2との間では（セグメント６３３）、図１６における電流の流れの矢印（２）に対応してＶx＝ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)であるように、電圧Ｖxは出力電圧ＶOUTと同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４の両端の任意の降下との和に等しい。３つのパワーＭＯＳＦＥＴがすべてオフであり、非導通であるｔBBMの間、Ｖxは、ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)よりも高く上昇するが、クランピングダイオード６１４の順方向バイアスによってクランプされることなく、点線６３２によって示されるように、電圧Ｖbatt＋Ｖf(FW)を超えることはできない。キャパシタンスを含むので、電圧過渡事象は、線６３７によって示されるように、Ｖbatt＋Ｖf(FW)よりも実質的に低くなり得る。
ブレーク・ビフォア・メーク間隔を除いて、時間ｔ2とＴとの間では（セグメント６３５）、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２は、図１６における電流の流れの矢印（３）に対応するＶbatt＋ＩL・ＲDS(FW)の値にＶxの最大電圧をクランプする。３つのパワーＭＯＳＦＥＴがすべてオフであり、非導通である２つのブレーク・ビフォア・メーク間隔ｔBBMの間、時間ｔ2の直後または時間Ｔの直前のどちらにおいても、Ｖxは、Ｖbatt＋ＩL・ＲDS(FW)よりも高く上昇するが、クランピングダイオード６１４の順方向バイアスによってクランプされることなく、線６３４および６３６によって示されるように、電圧（Ｖbatt＋Ｖf(FW)）を超えることはできない。
このように、降圧モードで動作するコンバータ６００は、３つのパワーＭＯＳＦＥＴのうちの１つがオンであり、導通しているときには、Ｖxが（セグメント６３１、６３３および６３５によって表わされる）３つの安定した電圧状態のうちの１つにある状態で等価回路６２０に従って挙動するが、３つのＭＯＳＦＥＴがすべて瞬間的にオフであるブレーク・ビフォア・メーク動作中は、ＶxノードがＶx≦（Ｖbatt＋Ｖf(FW)）の最大電圧にクランプされたままである。
図１７Ｂでは、等価回路６２５は、Ｖbatt＜ＶOUTであり、スイッチ６０７が閉じられている、すなわち、オンでありかつ導通している、昇圧状態を示す。その結果、整流器ダイオード６０６は同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４と並列に接続される。したがって、Ｖxは、接地から、妨げられていない（ＶOUT＋Ｖf）に変化し得て、ローサイドＭＯＳＦＥＴ６０１およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２が両方ともオフであり、非導通であるときはいつも、電力をＶOUTに伝達するために用いられてもよい。このような状態の間、ボディバイアス生成器６１３は、Ｖxの電圧範囲が昇圧動作中にＶbattの電位によって制限されないようにＶbattとＶxとの間のいかなる導通も防止する。
図１８Ｂは、昇圧またはブーストモードで動作する、適合可能にクランプされた同期アップ／ダウンコンバータの３つの動作状態についてのＶxの波形６４０を示す。示されるように、時間ｔ0とｔ1との間では、電圧Ｖx（セグメント６４１）は、図１６における電流の流れの矢印（１）に対応する大きさＩL・ＲDS(LS)のオン状態ローサイドＭＯＳＦＥＴ６０１の両端の電圧降下を表わす。図１８Ａおよび図１８Ｂに示されるように、時間ｔ1とｔ2との間のコンバータ６００の動作は、昇圧モードでも降圧モードでも同一である。
ブレーク・ビフォア・メーク間隔を除いて、時間ｔ1とｔ2との間では（セグメント６４３）、図１６における電流の流れの矢印（２）に対応してＶx＝ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)であるように、Ｖxは出力電圧ＶOUTと同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４の両端の任意の降下との和に等しい。この昇圧の場合には、ＶOUT＞Ｖbattである。３つのパワーＭＯＳＦＥＴがすべてオフであり、非導通であるブレーク・ビフォア・メーク間隔ｔBBMの間、時間ｔ1の直後または時間ｔ2の直前のどちらにおいても、Ｖxは、ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)よりも高く上昇する（セグメント６４２および６４４）が、クランピングダイオード６０６の順方向バイアスによってクランプされることなく、電圧（ＶOUT＋Ｖf(SR)）を超えることはできない。
ブレーク・ビフォア・メーク間隔を除いて、時間ｔ2とＴとの間では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２は、図１６における電流の流れの矢印（３）に対応するＶbatt＋ＩL・ＲDS(FW)の値６４５にＶxの最大電圧をクランプする（セグメント６４５）。３つのパワーＭＯＳＦＥＴがすべてオフであり、非導通であるブレーク・ビフォア・メーク間隔ｔBBMの間、Ｖxは、Ｖbatt＋ＩL・ＲDS(FW)よりも高く上昇するが、クランピングダイオード６０６の順方向バイアスによってクランプされることなく、点線６４７によって示されるように、電圧（ＶOUT＋Ｖf(SR)）を超えることはできない。キャパシタンスを含むので、電圧過渡事象（セグメント６４７）はＶOUT＋Ｖf(SR)よりも実質的に低くなり得る。
このように、昇圧モードで動作するコンバータ６００は、３つのパワーＭＯＳＦＥＴのうちの１つがオンであり、導通しているときには、Ｖxが（セグメント６４１、６４３および６４５によって表わされる）３つの安定した電圧状態のうちの１つにある状態で等価回路６２５に従って挙動するが、３つのＭＯＳＦＥＴがすべて瞬間的にオフであるブレーク・ビフォア・メーク動作中は、ノードＶxがＶx≦（ＶOUT＋Ｖf(SR)）の最大電圧にクランプされたままである。
要約すると、適合クランピングは、構成要素にアンクランプ誘導性スイッチング過渡事象またはアバランシェ降伏を被らせることなく単一のコンバータにおいて昇圧および降圧変換を可能にする。最大Ｖx電圧は、それによって、昇圧および降圧動作を妨げることなく、（Ｖbatt＋Ｖf(FW)）または（ＶOUT＋Ｖf(SR)）のどちらか高いほうに制限される。この動作は表５に要約されている。
Figure 2010532975
代数的に、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおけるＶxの値は、降圧モードおよび昇圧モードの両方のモードで同一である。磁化段階中、ＶxはＩL・ＲDS(LS)に等しい。エネルギ伝達段階中、同期整流器ＭＯＳＦＥＴが導通するときは、ＶxはＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)に等しい。フリーホイーリング段階中、ＶxはＶbatt＋ＩL・ＲDS(FW)に等しい。昇圧および降圧モードにおいて、ＶbattおよびＶOUTの実際の相対的な大きさは異なるが、Ｖxについての同じ式が両方の状態に当てはまる。
したがって、３つのパワーＭＯＳＦＥＴがすべてオフであるとき、すなわち、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中に、Ｖxの最大値が発生する。降圧モードでは、この電圧は（Ｖbatt＋Ｖf(FW)）によって示される一方、昇圧モードでは、電圧は（Ｖout＋Ｖf(SR)）に等しい。すべての実用的な目的のために、フリーホイールおよび整流器ダイオードクランプの順方向電圧は同じである。すなわち、Ｖf≒Ｖf(SR)≒Ｖf(FW)である。
Ｖx≦（ＶOUT＋Ｖf）である昇圧モードで最高電圧が発生するので、表６に示されるように状態がローサイドＭＯＳＦＥＴの電圧定格を決定する。少なくとも、ローサイドＭＯＳＦＥＴの降伏電圧ＢＶDSS(LS)はこの電圧を超えなければならない。すなわち、ＢＶDSS(LS)＞（ＶOUT＋Ｖf）である。十分なＭＯＳＦＥＴホットキャリア寿命を達成するために、必要なガードバンドとして、さらに高い降伏が必要とされ得る。
Figure 2010532975
Ｖxが接地付近であり、その結果、ＢＶDSS(FW)＞ＶOUTであるときに、同期整流器のためのブースト動作中の最高ＶDS状態が生じる。フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴに必要な最大電圧定格は、コンバータ自体の動作範囲に依存する。（ＶOUT(max)−Ｖbatt）＞Ｖbattであれば、Ｖx＝（ＶOUT＋Ｖf）であり、およそＢＶDSS(FW)＞（ＶOUT＋Ｖf−Ｖbatt）であるときに最悪の場合の状態が生じる。そうでなければ、ＢＶDSS(FW)＞Ｖbattである。簡略化のために、必須のデバイスの定格を推定しているときには、Ｖfは１Ｖであると仮定することができる。
たとえば、５Ｖ〜１２Ｖのブーストコンバータでは、ＢＶDSS(LS)＞１３Ｖであり、ＢＶDSS(SR)＞１２Ｖであり、ＢＶDSS(FW)＞８Ｖである。一方、９Ｖ〜１２Ｖのブーストコンバータでは、ＢＶDSS(LS)＞１３Ｖであり、ＢＶDSS(SR)＞１２Ｖであり、ＢＶDSS(FW)＞９Ｖである。
適合クランピングの実現
上述のように、図１６におけるコンバータ６００において適合クランピングを実現するために、フリーホイーリングダイオード６１４の導通はスイッチ６１５によって制御され、整流器ダイオード６０６の導通はスイッチ６０７によって制御される。スイッチ６０７および６１５の開閉は、ＶbattおよびＶOUTの電圧の相対的な大きさを条件とする。好ましい実施例では、ただ１つのスイッチ、すなわち、整流器ダイオード６０６を制御するスイッチ６０７またはフリーホイーリングダイオード６１４を制御するスイッチ６１５が任意の時点で閉じられる。
実際、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオンであり、Ｖxが接地付近であるときはいつも、コンバータの動作の妨げになることなくダイオード６０６および６１５が両方とも接続されてもよい。なぜなら、両方のダイオードに逆バイアスがかかっているためである。順方向電圧降下Ｖfを下回る電圧で順方向バイアスがかかっているときにはどちらのダイオードも実質的な電流を伝えないので、ＶOUT≒Ｖbattであるときはいつも、より具体的には｜ＶOUT−Ｖbatt｜＜Ｖfであるときはいつも、類似の状況が生じる。このような状態では、ダイオード６０６および６１４のうちの１つだけ、すなわち正しいダイオードがブレーク・ビフォア・メーク動作中オンのままであり、導通したままである限り、ダイオード６０６および６１４は両方とも接続されてもよい。
適合クランピングのさまざまな実現例が図１９Ａ〜図１９Ｄに示される。図１９Ａでは、適合クランピングがＶbattとＶxとの間に接続された回路６６０は、ボディバイアス生成器６６２を有するＰ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６６１と、ソース−ボディ短絡を有する直列接続されたＰ−チャネル適合クランピングＭＯＳＦＥＴ６６４と真性並列ダイオード６６５とを有するクランピングダイオード６６３とを用いて実現される。適合クランピングＭＯＳＦＥＴ６６４のゲートは、電力を供給されるＣＭＯＳインバータをＶOUTと接地との間に備えていてもよいゲートバッファ６６６によって制御される。ゲートバッファ６６６の入力は、ＶbattおよびＶOUTの大きさを比較するアナログヒステリシス比較器６６７によって電力を供給される。
適合クランピング動作は、比較器６６７においてＶbattおよびＶOUTの大きさを比較し、次いで、比較器６６７の出力を用いて、ダイオード６６３がフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴと並列に接続されているかどうか判断することを含む。Ｖbatt＜ＶOUTであるとき、コンバータ６００は昇圧変換モードであり、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６６１の両端に並列ダイオードは接続されない。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ６６４はオフにバイアスをかけられ、そのゲートは好ましくは、昇圧モードではＶOUTである最も正の電位に接続される。ダイオード６６５および６６３が背中合わせに接続されるので、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６６１を通るソース−ドレインのどちらの方向にもダイオードの導通は生じ得ない。同様に、ボディバイアス生成器６６２の動作のために、ＭＯＳＦＥＴ６６１のソース−ボディおよびドレイン−ボディダイオードも逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。ＭＯＳＦＥＴ６６１のボディバイアス生成器６６２およびゲート駆動装置は、図１２Ａに示されたボディバイアス生成器およびゲートバッファ回路４５５を用いて実現されてもよい。
逆に、Ｖbatt＞ＶOUTであるとき、コンバータ６００は降圧変換モードであり、フリーホイーリングダイオード６６３はフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６６１と並列に接続される。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ６６４はオンにバイアスをかけられ、そのゲートは理想的には最も負の電位、すなわち接地に接続される。ＭＯＳＦＥＴ６６４がオンであり、クランプダイオード６６３がフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６６１と並列に接続されるので、最大Ｖx電圧は（Ｖbatt＋Ｖf）に制限される。しかしながら、降圧モードでは、このような状態は、すべてのトランジスタ、すなわち、ローサイドＭＯＳＦＥＴ６０１、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２がオフであり、非導通であるときのブレーク・ビフォア・メーク動作中にのみ、フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ６００において生じる。
図１９Ｂでは、適合クランピングがＶxとＶOUTとの間に接続された回路６８０は、ボディバイアス生成器６８２を有するＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ６８１と、ソース−ボディ短絡を有する直列接続されたＰ−チャネル適合クランピングＭＯＳＦＥＴ６８４と真性並列ダイオード６８５とを有するクランピングダイオード６８３とを用いて実現される。適合クランピングＭＯＳＦＥＴ６８４のゲートは、電力を供給されるＣＭＯＳインバータをＶbattと接地との間に備えていてもよいゲートバッファ６８６によって制御される。ゲートバッファ６８６の入力は、ＶbattおよびＶOUTの大きさを比較するアナログヒステリシス比較器６８７によって電力を供給される。適合クランピング動作は、比較器６８７においてＶbattおよびＶOUTの大きさを比較し、次いで、比較器６８７の出力を用いて、ダイオード６８３が同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６８１と並列に接続されているかどうか判断することを含む。
Ｖbatt＞ＶOUTであるとき、コンバータは降圧変換モードであり、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６８１の両端に並列ダイオードは接続されない。したがって、ＭＯＳＦＥＴ６８４はオフにバイアスをかけられ、そのゲートは好ましくは、降圧モードではＶbattである最も正の電位に接続される。ダイオード６８５および６８３が背中合わせに接続されるので、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６８１の両端のソース−ドレインのどちらの極性においてもダイオードの導通は生じ得ない。同様に、ＢＢＧ６８２の動作のために、ＭＯＳＦＥＴ６８１のソース−ボディおよびドレイン−ボディダイオードも逆バイアスがかかったままであり、非導通のままである。ＢＢＧ６８２は、図１４Ａに示されたボディバイアス生成器回路５２０を用いて実現されてもよい。
逆に、Ｖbatt＜ＶOUTであるとき、コンバータ６００は昇圧変換モードであり、整流器ダイオード６８３は同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６８１と並列に接続される。この状態では、ＭＯＳＦＥＴ６８４はオンにバイアスをかけられ、そのゲートは理想的には、最も負の電位、すなわち接地に接続される。ＭＯＳＦＥＴ６８４がオンであり、クランピングダイオード６８３が同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６８１と並列に接続されるので、最大Ｖx電圧は（ＶOUT＋Ｖf）に制限される。しかしながら、昇圧モードでは、このような状態は、すべてのトランジスタ、すなわち、ローサイドＭＯＳＦＥＴ６０１、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ６０４およびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ６１２がオフであり、非導通であるときのブレーク・ビフォア・メーク動作中にのみ、フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ６００において生じる。
図１９Ａおよび図１９Ｂに示された技術を用いて、アクティブにクランプされた同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ６００を実現することは、フリーホイーリングクランプのために追加のダイオード、ＭＯＳＦＥＴ、インバータおよび比較器を必要とし、整流器クランプのために同じ素子の別の組を必要とする。上述のアクティブクランプ回路は、ＢＢＧ回路６６２および６８２とは独立して動作する。ＶOUTおよびＶbattを比較する比較器の機能は、整流器およびフリーホイーリング適合クランプ回路の両方によって共有されることができる。
図１２Ａおよび図１４Ａに示されたボディバイアス生成器をさらに詳しく調べると、必要なクランピングダイオードおよびＭＯＳＦＥＴは既にボディバイアス生成器自体の中に存在するが、この容量では、適合クランピングを容易にするのではなく単に並列ダイオードを通る導通をなくす態様で動作することが明らかになる。ボディバイアス生成器の設計を修正することによって、既にボディバイアス生成器内に含まれているデバイスを用いて適合クランピングを実現することができ、それによって、余分な構成要素をなくし、ダイ面積を節約する。このようなアプローチは、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴについては図１９Ｃに示され、同期整流器ＭＯＳＦＥＴについては図１９Ｄに示される。
一例として、図１９Ｃは、ボディバイアス生成器が組込まれた適合クランピングを有するフリーホイーリング回路７００を示す。ＶbattとＶxとの間に接続されたフリーホイーリング回路７００は、ソース−ボディ短絡を有する直列接続されたＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７０４Ｂを有するクランピングダイオード７０２Ａを備える適合クランプ７０３を有するＰ−チャネルフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１を用いて実現される。ＭＯＳＦＥＴ７０４Ｂは、真性並列ダイオード７０２Ｂを含む。ダイオード７０２Ｂおよび適合クランプ７０３とともに、ＭＯＳＦＥＴ７０４Ａはボディバイアス生成器回路を完成させる。
図１２Ａに示されたボディバイアス生成器のようにフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのＶx端子に交差結合される代わりに、適合クランピングＭＯＳＦＥＴ７０４Ｂのゲートは、Ｖxと接地とを選択するアナログスイッチとして動作するゲートバッファ７０５によって制御される。等価の機能は、適切にレベルシフトされたデジタル回路を用いても達成することができるが、Ｖxの電圧がローサイドＭＯＳＦＥＴ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの状態に依存する場合には、アナログスイッチを用いてより容易に説明される。ゲートバッファ７０５の入力は、ＶbattおよびＶOUTの大きさを比較するアナログヒステリシス比較器７０６によって電力を供給される。ボディバイアス生成器ＭＯＳＦＥＴ７０４Ａのゲートは、Ｖbattに交差結合される。
回路７００は、降圧モードおよび昇圧モードの２つの別個のモードで動作する。降圧モードでは、以下の表７に示されるように、ローサイドＭＯＳＦＥＴ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの状態にかかわらず、ＭＯＳＦＥＴ７０４Ｂは常にオンであり、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ７０１のボディをＶbattに短絡させ、ボディダイオード７０２Ｂを分路する。
降圧モードでは、ＶBがＶbattに繋がれ、ダイオード７０２Ｂが分路されるので、適合クランプダイオード７０２Ａの導通状態はコンバータの動作状態に依存する。たとえば、磁化状態および伝達状態の両方の状態において、Ｖx＜Ｖbattであるので、ダイオード７０２Ａは逆バイアスがかかったままである。その結果、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１における電流とフリーホイーリングダイオード７０２Ａにおける電流との和であるフリーホイーリング電流ＩFWは０である。
逆に、フリーホイーリング状態では、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１は、オンになり、ＶxおよびＶbatt端子を基本的に短絡させ、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１の抵抗が十分に低ければ、最小限の電力ロスでインダクタの電流ＩLを維持する。そうすると、Ｖxノードにおける電圧は、電圧Ｖbattによって近似されることができる数式（Ｖbatt＋ＩL・ＲDS(FW)）によって示される。厳密に言えば、フリーホイーリング中、ＶxがＶbattよりもわずかに正であるので、ダイオード７０２Ａは順方向バイアスをかけられるが、導通しているＭＯＳＦＥＴ７０１が導通を分路するので、フリーホイーリング状態中は順方向バイアスがかかったダイオード７０２Ａにはほとんど電流が流入しない。
しかしながら、ブレーク・ビフォア・メーク間隔において、Ｖxノードの電圧を制御するようにオンになり、導通するパワーＭＯＳＦＥＴはない。このような状態では、ＶxはＶbattを上回るように上昇し、ダイオード７０２Ａに順方向バイアスをかけ、ダイオード７０２ＡはＶxの最大値を（Ｖbatt＋Ｖf）にクランプする。このｔBBM期間中、いかなる容量性変位電流も除いて、ＭＯＳＦＥＴ７０４Ｂと直列にダイオード７０２Ａを備える適合クランプ７０３は全インダクタ電流ＩLを伝えなければならないが、期間が短いため、実際の平均電力損失は無視できるほどのものである。要するに、降圧モードでは、開示された適合クランプ７０３は、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中を除いて、実質的なダイオード電流を伝えない。
Figure 2010532975
表７では、以下の省略形が適用される：Ｍａｇは磁化段階のことであり、Ｘｆｅｒはエネルギ伝達段階のことであり、ＦＷはフリーホイーリング段階（またはＭＯＳＦＥＴ）のことであり、ＢＢＭはブレーク・ビフォア・メーク間隔のことであり、ＬＳはローサイドＭＯＳＦＥＴのことであり、ＳＲは同期整流器ＭＯＳＦＥＴのことであり、ＶBは（フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１の）ボディ電圧のことであり、ＢＢＧはボディバイアス生成器のことであり、７０２Ｂはダイオード７０２Ｂのことであり、７０２Ａはダイオード７０２Ａのことであり、ＩFWはフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおける電流のことであり、ＦＢは順方向バイアスがかかっていることであり、ＲＢは逆バイアスがかかっていることである。
昇圧動作において、交差結合された構成と同様に、バッファ７０５はＭＯＳＦＥＴ７０４ＢのゲートをＶxノードに接続する。その結果、回路７００は、まるでフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１の両端に並列ダイオードが存在しないかのように動作する。この状態での唯一のＩFW電流は、ＦＷ ＭＯＳＦＥＴ７０１がオンにされ、導通し、いかなるＰ−Ｎ接合ダイオードの順方向バイアスも含まないときに、発生する。したがって、コンバータ６００の昇圧モードでは、回路７００および適合クランプ７０３は、クランピング動作をもたらさず、したがって、Ｖxノードの電圧の振れを制限しない。
要約すると、回路７００は、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中を除いて、さらに、ダイオード７０２Ａが導通し、Ｖxを（Ｖbatt＋Ｖf）の最大電圧にクランプする降圧動作中にのみ、導通する並列ダイオードを持たないスイッチとして挙動するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを実現する。昇圧動作中は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７０１の両端に、順方向バイアスがかかったダイオードは一切存在せず、クランピングは一切行なわれない。
同様に、図１９Ｄは、ボディバイアス生成器が組込まれた適合クランピングを有する同期整流器回路７２０を示す。示されるように、ＶOUTとＶxとの間に接続された同期整流器回路７２０は、ソース−ボディ短絡を有する直列に接続されたＰ−チャネル適合クランピングＭＯＳＦＥＴ７２４Ｂを有するクランピングダイオード７２２Ａを備える適合クランプ７２３を有するＰ−チャネル同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２１を用いて実現される。ＭＯＳＦＥＴ７２４Ｂは、真性並列ダイオード７２２Ｂを含む。ダイオード７２２Ｂおよび適合クランプ７２３とともに、ＭＯＳＦＥＴ７２４Ａはボディバイアス生成器回路を完成させる。
図１４Ａのボディバイアス生成器のようにＭＯＳＦＥＴ７２１のＶx端子に交差結合される代わりに、適合クランピングＭＯＳＦＥＴ７２４Ｂのゲートは、Ｖxと接地とを選択するアナログスイッチとして動作するゲートバッファ７２５によって制御される。等価の機能は、適切にレベルシフトされたデジタル回路を用いても達成できるが、Ｖx電圧がローサイドＭＯＳＦＥＴ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの状態に依存する場合には、アナログスイッチを用いてより容易に説明される。ゲートバッファ７２５の入力は、ＶbattおよびＶOUTの大きさを比較するアナログヒステリシス比較器７２６によって電力を供給される。ボディバイアス生成器ＭＯＳＦＥＴ７２４Ａのゲートは、ＶOUTに交差結合される。
適合クランプ回路７２０を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７２１は、２つの別個のモードで動作する。昇圧モードでは、以下の表８に示されるように、ローサイドＭＯＳＦＥＴ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの状態にかかわらず、ＭＯＳＦＥＴ７２４Ｂは常にオンであり、ＭＯＳＦＥＴ７２１のボディをＶOUTに短絡させ、ボディダイオード７２２Ｂを分路する。
ＶBがＶOUTに繋がれ、ダイオード７２２Ｂが分路されるので、昇圧モードでの適合クランプダイオード７２２Ａの導通状態はコンバータの動作状態に依存する。たとえば、磁化状態およびフリーホイーリング状態の両方の状態では、Ｖx＜Ｖbattであるので、ダイオード７２２Ａは逆バイアスがかかったままである。その結果、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２１における電流と整流器ダイオード７２２Ａにおける電流との和である同期整流器電流Ｉxfrは０である。
逆に、伝達状態では、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２１は、オンになり、ＶxおよびＶOUT端子を基本的に短絡させ、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２１の抵抗が十分に低ければ、最小限の電力ロスでインダクタの電流ＩLを負荷および出力キャパシタに送出する。そうすると、この状態でのＶxノードの電圧は、電圧ＶOUTによって近似されることができる数式（ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)）によって示される。厳密に言えば、伝達および同期整流中はＶxがＶOUTよりもわずかに正であるので、ダイオード７２２Ａは順方向バイアスをかけられるが、導通しているＭＯＳＦＥＴ７２１が導通を分路するので、フリーホイーリング状態中は順方向バイアスがかかったダイオード７２２Ａにはほとんど電流が流入しない。
しかしながら、ブレーク・ビフォア・メーク間隔では、Ｖxノードの電圧を制御するようにオンになり、導通するパワーＭＯＳＦＥＴはない。このような状態では、ＶxはＶOUTを上回るように上昇し、ダイオード７２２Ａに順方向バイアスをかけ、Ｖxの最大値を（ＶOUT＋Ｖf）にクランプする。このｔBBM期間中、いかなる容量性変位電流も除いて、ＭＯＳＦＥＴ７２４Ｂと直列にダイオード７２２Ａを備える適合クランプ７２３は全インダクタ電流ＩLを伝えなければならないが、期間が短いために、実際の平均電力損失は無視できるほどのものである。要するに、昇圧モードでは、開示された適合クランプ７２３は、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中は、過渡電流を除いて実質的なダイオード電流を伝えない。
Figure 2010532975
降圧動作において、交差結合された構成と同様に、バッファ７２５はＭＯＳＦＥＴ７２４ＢのゲートをＶxノードに接続する。その結果、回路７２０は、まるでフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７２１の両端に並列ダイオードが存在しないかのように動作する。この状態での唯一のＩxfr電流は、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２１がオンにされ、導通し、いかなるＰ−Ｎ接合ダイオードの順方向バイアスも含まないときに、発生する。したがって、降圧モードでは、回路７２０および適合クランプ７２３は、クランピング動作をもたらさず、したがって、Ｖxノードの電圧の振れを制限しない。
要約すると、回路７２０は、ブレーク・ビフォア・メーク間隔中を除いて、さらに、ダイオード７２２Ａが導通し、Ｖxを（ＶOUT＋Ｖf）の最大電圧にクランプする昇圧動作中にのみ、導通する並列ダイオードを持たないスイッチとして挙動する同期整流器ＭＯＳＦＥＴを実現する。降圧動作中、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７２１の両端に、順方向バイアスがかかったダイオードは一切存在せず、クランピングは一切行なわれない。
適合可能にクランプされたフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ７００および適合可能にクランプされた同期整流器ＭＯＳＦＥＴ７２０を利用して、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータは、ブレーク・ビフォア・メーク状態中に電圧Ｖxがクランプされることを除いて、図１３のアンクランプコンバータ５００と全く同様に動作する。具体的に、Ｖxは、降圧動作中はダイオード７０２Ａによって（Ｖbatt＋Ｖf）の最大電圧にクランプされ、昇圧動作中はダイオード７２２Ａによって（ＶOUT＋Ｖf）の最大電圧にクランプされる。ダイオード７０２Ａおよび７２２Ａ以外は、いかなる通常の動作状態下でも他のダイオードが順方向バイアスをかけられることはない。
適合クランピングの別の実施例において、図２０は、多重化によって適合クランピングを行なうために単一のダイオードを用いることができることを示す。示されるように、コンバータ内の相対的な電圧電位に応じて、ダイオード８０８はＶOUTまたはＶbattに接続される。同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ８００は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８０１と、インダクタ８０６と、ボディバイアス生成器８０３を有するフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴ８０２と、ボディバイアス生成器８０５を有する同期整流器ＭＯＳＦＥＴ８０４と、出力キャパシタ８０７とを備える。適合クランピング回路８１１は、ダイオード８０８と、アナログマルチプレクサ８０９と、比較器８１０とを備える。マルチプレクサ８０９は、適切なゲート駆動および論理制御を有するアナログスイッチまたはゲート幅が大きな２つのＭＯＳＦＥＴを用いて実現されてもよい。図１２Ａ、図１４Ａおよび図１４Ｂに開示された回路を含んでいてもよいボディバイアス生成器８０３および８０５を利用して、ＭＯＳＦＥＴ８０２および８０４は並列ダイオードを持たず、したがって、ブレーク・ビフォア・メーク動作中に電圧クランピングをもたらさない。
適合クランプ８１１において、クランプダイオード８０８のアノードはＶxノードに配線接続される一方、カソードは、比較器８１０の状態に応じて、マルチプレクサ８０９によってＶbattまたはＶOUTに選択的に接続される。ＶOUT＜Ｖbattであるとき、コンバータは降圧モードで動作しており、マルチプレクサ８０９はダイオード８０８のカソードをＶbattに接続し、それによって、図１７Ａの回路との電気的な等価物を形成する。ＶOUT＞Ｖbattであるとき、コンバータ８００は昇圧モードで動作しており、マルチプレクサ８０９はダイオード８０８のカソードをＶOUTに接続し、それによって、図１７Ｂの回路との電気的な等価物を形成する。
電力がより低い用途では、適合クランピングは、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータにおけるフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの必要性をなくすことができる。このような場合、適合クランプダイオードは、アンクランプ誘導性スイッチングを防止し、また、フリーホイーリング動作を容易にする。図２１に示されるように、アップ／ダウンコンバータ８２０は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ８２１と、インダクタ８２２と、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ８２３と、ボディバイアス生成器８２４と、適合クランプ回路８２５とを含む。コンバータ８２０は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを含まない。示されるように、適合クランプ回路８２５は、クランピングダイオード８２６と、マルチプレクサ８２７と、比較器８２８とを備える。
動作時、比較器８２８は、ＶOUTおよびＶbattの大きさを比較し、クランピングダイオード８２６のカソードをＶbattまたはＶOUTに接続する。ＶOUT＜Ｖbattであるとき、コンバータは降圧モードで動作しており、マルチプレクサ８２８はダイオード８２６のカソードをＶbattに接続し、それによって、図１７Ａの回路との電気的な等価物を形成する。ＶOUT＞Ｖbattであるとき、コンバータ８２０は昇圧モードで動作しており、マルチプレクサ８２８はダイオード８２６のカソードをＶOUTに接続し、それによって、図１７Ｂの回路との電気的な等価物を形成する。
しかしながら、図１６におけるフリーホイーリングアップ／ダウンコンバータ６００とは異なって、コンバータ８２０は、昇圧モードでは、持続的なフリーホイーリングを維持できない。なぜなら、ＶOUT＜Ｖbattであるときはいつも、すなわち降圧動作中は、ダイオード８２６がインダクタ８２２と並列である状態のみが生じるためである。
フリーホイーリングコンバータの起動
電圧を昇圧するだけの能力は別にして、図１Ａおよび図１Ｂに示されたものなどの従来のブーストコンバータの１つの主な制約は、出力端子に負荷をかけられるときはいつも、すなわち、コンバータが起動しようとしている間に負荷が接続され、電流を引込んでいるときはいつも、確実に起動できないことである。負荷が大きすぎると、回路は定常状態に達するのに十分な電流をインダクタにおいて生じさせることはない。
これは、ＰＷＭおよびゲートバッファ回路がコンバータの出力から電力を供給されるブーストコンバータにおいては特に問題である。出力に負荷がかけられると、出力電圧は制御回路に電力を供給するのに十分に上昇することはなく、これによって、ローサイドパワーＭＯＳＦＥＴは不十分なゲート駆動および低いバイアス電圧を被り、抵抗が高くなり、インダクタ電流が低くなる。
ブーストコンバータにおける起動問題は、Ｖxノードを出力端子に接続するハードワイヤードダイオードが絶えず存在する結果である。たとえば、図１Ａの従来の非同期ブーストコンバータでは、ダイオード２は負荷をバッテリおよびインダクタ４に接続する。互いを切離す方法はない。図１Ｂの同期ブーストコンバータでは、同期整流器ＭＯＳＦＥＴ１３に固有のダイオード１５が同じ制約および制限を課す。インダクタを「過剰に磁化」しようとする、すなわち、起動中にインダクタにおいて余分な電流を作ろうとする試みはいずれも、出力キャパシタを過充電し、指定の目標値を上回る出力電圧を生成するというリスクを生み出し、調節が失敗し、おそらく電圧感受性負荷に損傷を与える。
この発明に従って作られたフリーホイーリングアップ／ダウンコンバータが、ハードワイヤードソース−ドレイン並列ダイオードを持たない同期整流器を利用するので、負荷がない状態でまたは負荷が制御された状態で起動シーケンスを達成することができる。さらに、フリーホイーリングの性能のために、起動シーケンスは、出力キャパシタを過充電するといういかなるリスクも課すことなく、負荷が必要とする電流よりも高いインダクタ電流を作るように修正されることができる。さらに、このコンバータトポロジを用いて、コンバータのスイッチングを開始するより前により大きな程度の制御が利用可能である。このプリチャージ局面は、コンバータの出力キャパシタを部分的に、すなわち、目標電圧未満であるが０を上回る電圧に充電することが可能である。プリチャージは、スイッチング動作を開始した後にコンバータが目標電圧に達するのにかかる時間を低減させる。
図２２Ａおよび図２２Ｂにおけるフローチャート８５０および８７０は、フリーホイーリングコンバータを起動する際に利用可能なさまざまなオプションをアルゴリズムで示す。具体的に、フローチャート８５０は、プリチャージのための動作シーケンスを示す。プリチャージ挙動は、図２３Ａの昇圧スイッチング波形において、および同様に図２３Ｂに示される降圧スイッチング波形において、時間ｔ1と時間ｔ3との間に示される。
再びアルゴリズム８５０を参照して、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを両方ともオンにすることによってプリチャージが開始し、これによって、電流は、インダクタを磁化することなくバッテリからコンバータの出力キャパシタに直接流れることが可能である（ステップ８５１）。条件ステップ８５２によって示されるように、充電シーケンスは、目標出力電圧Ｖ′OUTに達するために昇圧動作が必要であるか降圧動作が必要であるかを条件とする。Ｖbatt＜ＶOUTであれば、コンバータは続いて昇圧モードで動作することになり、出力はＶbattにプリチャージされる（ステップ８５５）。図２３Ａに示されるように、時間ｔ1において、コンバータの出力キャパシタを充電する電流は、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴおよび同期整流器ＭＯＳＦＥＴの相対的な抵抗に応じて、出力電流曲線９０２によって示されるＶbatt／（ＲDS(FW)＋ＲDS(SR)）に跳ね上がり、ＶxはＶbatt付近の値（線９２１）に跳ね上がる。
徐々に、キャパシタ電圧がＶbattに充電する間（曲線９３５）、出力電流は指数関数的に減少する（曲線９０４）。この間隔の間、電気負荷がいかなる電流も引込んでいる場合には、最終的な電流は０ではなくその電流に減衰することになる。時間ｔ3までに、プリチャージが完了し、出力はＶbattに充電され、動作の開始を待つ。プリチャージ電流のうちいくらかがスイッチではなくインダクタを流れてもよいので、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを両方ともオフにする（ステップ８５７）によって負荷を切離す前に同期整流器ＭＯＳＦＥＴの両端に適合クランプダイオードを接続する（ステップ８５６）ことは賢明である。
再びアルゴリズム８５０を参照して、出力をＶbattに充電することが、条件ステップ８５２によって示される目標出力電圧Ｖ′OUTを超えるので、降圧動作のためのプリチャージは異なる。その代わり、Ｖbatt＞ＶOUTであれば、コンバータは続いて降圧モードで動作することになり、出力はＶbatt未満のプリチャージ電圧ＶPCにプリチャージされる（ステップ８５３）。図２３Ｂに示されるように、時間ｔ1において、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴおよび同期整流器ＭＯＳＦＥＴの相対的な抵抗に応じて、コンバータの出力キャパシタを充電する電流はＶbatt／（ＲDS(FW)＋ＲDS(SR)）に跳ね上がり（曲線９４２）、Ｖxは目標起動値Ｖ′OUT(SU)に跳ね上がる（線９６１）。
徐々に、キャパシタ電圧がＶ′OUT(SU)に充電する間（曲線９７５）、出力電流は指数関数的に減少する（曲線９４４）。この間隔の間、電気負荷がいかなる電流も引込んでいる場合には、電流は容量性電流と負荷電流との両方を含む。時間ｔ2において、ＶOUTは、コンバータの動作中の実際の目標出力電圧Ｖ′OUT以下である目標起動電圧Ｖ′OUT(SU)に達する。プリチャージ電流のうちいくらかがスイッチではなくインダクタを流れてもよいので、同期整流器ＭＯＳＦＥＴおよびフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを両方ともオフにする（ステップ８５７）によって負荷を切離す前にステップ８５４においてフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの両端に適合クランプダイオードを接続することは賢明である。時間ｔ2において示されるように、ＭＯＳＦＥＴは切離され、出力電流は０でない値から０に降下し（曲線９４５）、その後、時間ｔ3においてスイッチングが開始するまで出力電圧はＶ′OUT(SU)において一定のままである。
このシーケンスは、アルゴリズム８５０に記載されるプリチャージ段階を終了させる。開示されたフリーホイーリングアップ／ダウンコンバータは、ボディ−ダイオード−フリー同期整流器をオフにすることによって単に負荷を切離すことによって入力Ｖbatt未満の値にプリチャージできるという点で特有であり、これは、整流器ダイオードが出力端子に配線接続されているために図１Ａおよび図１Ｂの従来のブーストコンバータが行なうことができない機能である。
プリチャージ後、コンバータは次いで、図２２Ｂにおけるアルゴリズム８７０に従ってスイッチング動作を開始するように進む。ここでも、開示されたフリーホイーリングコンバータは、先行技術のコンバータでは利用できない特有の特徴を提供する。その特有の特徴とは、すなわち、出力キャパシタを過充電することなくインダクタを過剰に磁化できるというものである。具体的に、インダクタ電流ＩLは、起動中に、過剰であると判明すると、負荷が要求する電流よりも大きく、後に調整される何らかの任意の値ＩL(peak)に駆動されることができる。
ステップ８７１から開始して、ローサイドＭＯＳＦＥＴはオンにされ、インダクタ電流ＩLを何らかの値ＩL(peak)に上昇させる。図２３Ａの昇圧波形では、インダクタ電流は時間ｔ3とｔ4との間でピーク値９０７に上昇する（曲線９０６）。この間、Ｖxは大きさＩL・ＲDS(LS)の値９２４に降下する（曲線９２３）一方、ＶOUTはプリチャージ電圧Ｖbattに留まる。同様に、図２３Ｂの降圧波形では、インダクタ電流は時間ｔ3とｔ4との間でピーク値９４８に上昇し（曲線９４７）、その間、Ｖxは大きさＩL・ＲDS(LS)の値９６４に降下する（曲線９６３）一方、ＶOUTはプリチャージ電圧Ｖ′OUT(SU)に留まる。
アルゴリズムによって、ＶbattがＶOUTよりも大きいかどうか（ステップ８７２）に応じて、適合クランプが適切に、降圧動作ではフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴと並列に適用され、昇圧変換では同期整流器と並列に適用される。次に、時間ｔ4において、ローサイドＭＯＳＦＥＴは、同期整流器ＭＯＳＦＥＴをオンにする（ステップ８７４）前に、ｔBBMの間オフにされる（ステップ８７４）。このＢＢＭ間隔の間、昇圧モードにおけるＶx電圧は、電荷伝達中の大きさ（ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)）の電圧（線９２２）に戻るまで、ある順方向バイアスがかかったダイオードドロップＶfによって、Ｖ′OUTを上回る電圧（線９２６）に跳ね上がる（曲線９２５）。
図２３Ａおよび図２３Ｂを参照して、降圧モードでは、Ｖx電圧は、電荷伝達中の大きさ（ＶOUT＋ＩL・ＲDS(SR)）の電圧（線９６７）に戻るまで、ある順方向バイアスがかかったダイオードドロップＶfによって、Ｖ′OUTを上回る電圧（線９６６）に跳ね上がる（曲線９６５）。
エネルギ伝達局面中、インダクタ電流はあるより低い値（ポイント９０９または９５０）に減少する一方、出力キャパシタおよび負荷に供給されるコンバータの出力電流はそれに応じて増加する（曲線９１２または９５３）。その間、出力電圧ＶOUTは、時間ｔ5においてプリチャージ電圧から目標値Ｖ′OUTに増加する。昇圧モードでは、この増加はＶbattで開始し、Ｖbattよりも大きな電圧であるＶ′OUTに増加する（曲線９３７）。降圧モードでは、この増加はＶ′OUT(SU)で開始し、Ｖbatt未満の電圧（ポイント９７８）であるＶ′OUTに増加する（曲線９７７）。
時間ｔ5においてＶOUT→Ｖ′OUTであるとき、同期整流器ＭＯＳＦＥＴはオフにされ、伝達は終了する。昇圧モードでは、Ｖx電圧は、ＢＢＭ間隔中、Ｖbattよりも大きな電圧である、Ｖ′OUTを上回るあるＶfに戻る（曲線９２８）。降圧モードでは、Ｖx電圧は、この電圧がＶbatt未満であることを除いて、ＢＢＭ間隔中にＶ′OUTを上回るあるＶfに戻る（曲線９６８）。時間ｔ5の後、ローサイドＭＯＳＦＥＴは再びオンにされ、インダクタ電流は目標値Ｉ′L付近で定常状態動作を開始し、その後サイクルが繰返す時間ｔ6まで上昇する（曲線９１０または９５１）。次いで、起動が完了し、定常状態動作が達成されている。
フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの定常状態動作
図２４の状態図１０００に示されるように、同期フリーホイーリングアップ／ダウンコンバータの定常状態動作は、磁化（円１００１）、エネルギ伝達（円１００２）およびフリーホイーリング（円１００３）の３つの安定した状態を備える。導通しているパワーＭＯＳＦＥＴがないブレーク・ビフォア・メーク（ＢＢＭ）間隔遷移状態（ボックス１００４、１００５または１００６）を遷移が含む限り、いかなる状態もその他の状態に遷移することができる。このようなＢＢＭ間隔中、適合クランピング（ボックス１００９）は、ダイオードを回路に挿入して、必要に応じて、昇圧変換についても降圧変換についてもＶxの通常の動作範囲を制限することなくアンクランプ誘導性スイッチングを防止する。
磁化状態（円１００１）における時間は、一実施例では、状態コントローラ（ボックス１００７）によって示されるように目標値Ｉ′Lを満たすように実際のインダクタ電流ＩLを制御することによって決定される。フリーホイーリングコンバータにおけるインダクタ電流は、実際の負荷電流に一致する場合もあれば、実際の負荷電流を超える場合もあり、サイクル単位でバランスが取れたままである必要はない。エネルギ伝達状態（円１００２）およびフリーホイーリング状態（円１００３）において費やす時間は、状態制御装置（ボックス１００８）によって制御され、状態制御装置の主な機能は、目標値Ｖ′OUTにまたは目標値Ｖ′OUT付近に実際のＶOUTを維持することである。
磁化状態（円１００１）は、ローサイドＭＯＳＦＥＴをオンにし、時間ｔonの間導通することによって、インダクタに電流を蓄積することを含む。ＶL＝Ｌ・ｄＩ／ｄｔであるので、一定の傾きの三角形の電流波形を仮定すると、短い間隔の間、インダクタ電流を蓄えることができる。
Figure 2010532975
ここで、分数の分子はボルト−秒の単位を有し、Ｌは傾きを決定する。したがって、インダクタに蓄えられたエネルギは、以下のようにここでは規定されるオン時間ｔonによって、または総クロック期間の百分率として、またはデューティファクタとして制御される。
Figure 2010532975
しかしながら、ＩLがＩ′Lの目標値に達すると、ある期間、ローサイドＭＯＳＦＥＴをオンにする必要が全くない。この挙動は図２５に示され、そこでは、繰返されるフリーホイーリングおよび伝達のサイクルにわたってＩL(peak)は目標Ｉ′L値１０２２に減衰する１０２１一方、ＶOUTは、グラフ１０４０に示される目標値Ｖ′OUT付近に調節され、これは、曲線１０４１、１０４３、１０４４、１０４５および１０４６によって示されるリップルを含む。この間、ローサイドＭＯＳＦＥＴがオンにされ（線１０５３）、インダクタ電流が再び増加し始める前に、ＶxはＶbatt付近（線１０４７）から〜ＶOUT（線１０４９）に変化し、Ｖbatt付近（線１０５１）に戻る。明確にするために、必要なブレーク・ビフォア・メーク間隔は図２５には示されていない。
いずれにしても、平均インダクタ電流は、出力電流（線１０２５）よりも高いレベル（線１０２２、１０２３および１０２４）に維持されることができる。エネルギバランスがサイクルごとに必要とされないので、伝達時間は時間ｔonには関連しない。伝達時間ｔxferは、磁化時間ｔonによって決定されない対応する「デューティファクタ」Ｄxtrを有する。すなわち、以下のとおりである。
Figure 2010532975
低ロスフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを仮定すると、ＤxfrがコンバータのデューティファクタＤonを超えると、平均インダクタ電流ＩLは蓄積する一方、ＤonがＤxfrを超えると、インダクタの平均電流は減少することになる。このように、平均電流の制御はコンバータの急速な負荷過渡事象に応答する能力を制限しない。
この発明の具体的な実施例について本明細書において説明してきたが、これらの実施例はこの発明の幅広い原理を限定するものではなく、例示および例証するものであると考えられるべきである。

Claims (31)

  1. ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    直列導通経路において第１の供給電圧と第２の供給電圧との間に接続されたインダクタおよびローサイドスイッチを備え、前記インダクタは前記第１の供給電圧に結合され、前記ローサイドスイッチは前記第２の供給電圧に結合され、Ｖxノードは、前記直列導通経路において前記インダクタと前記ローサイドスイッチとの間に位置し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータはさらに、
    前記Ｖxノードと前記コンバータの出力端子との間に接続されたエネルギ伝達スイッチと、
    前記インダクタと並列に接続されたフリーホイーリングスイッチとを備える、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 前記フリーホイーリングスイッチは、フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを備える、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 前記フリーホイーリングスイッチはボディバイアス生成器を備え、前記ボディバイアス生成器は、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのソース、ドレインおよびボディの各々に結合され、前記ボディバイアス生成器は、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおける任意のＰ−Ｎ接合が順方向バイアスをかけられることを防ぐために、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ソースおよびドレインにそれぞれ存在する電圧間の関係に応答して、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ソースおよびドレインのうちの１つに前記ボディを短絡させるように適合される、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 前記ボディバイアス生成器は、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ボディと前記ドレインとの間に結合された第１のボディバイアスＭＯＳＦＥＴと、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ボディと前記ソースとの間に結合された第２のボディバイアスＭＯＳＦＥＴとを備え、前記第１のボディバイアスＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ソースに結合され、前記第２のボディバイアスＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴの前記ドレインに結合される、請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴと並列に接続された電圧クランピング回路を備え、前記電圧クランピング回路は、クランピングスイッチと直列に接続されたクランピングダイオードを備える、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 前記電圧クランピング回路は、前記クランピングダイオードと直列に接続されかつ前記クランピングスイッチと並列に接続された阻止ダイオードを備え、前記阻止ダイオードおよび前記クランピングダイオードは、前記阻止ダイオードおよび前記クランピングダイオードを備える直列経路においてどちらの方向の電流の流れにも対抗するように向けられている、請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 前記クランピングスイッチは、クランピングＭＯＳＦＥＴを備え、前記クランピングＭＯＳＦＥＴのゲートに結合されたゲート駆動回路をさらに備え、前記ゲート駆動回路は、前記第１の供給電圧と前記出力端子における電圧との間の関係に応答して、前記クランピングＭＯＳＦＥＴの前記ゲートを制御するように適合される、請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 前記エネルギ伝達スイッチは、エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴを備える、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 前記エネルギ伝達スイッチはボディバイアス生成器を備え、前記ボディバイアス生成器は、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴのソース、ドレインおよびボディの各々に結合され、前記ボディバイアス生成器は、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴにおける任意のＰ−Ｎ接合が順方向バイアスをかけられることを防ぐために、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ソースおよびドレインにそれぞれ存在する電圧間の関係に応答して、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ソースおよびドレインのうちの１つに前記ボディを短絡させるように適合される、請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 前記ボディバイアス生成器は、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ボディと前記ドレインとの間に結合された第１のボディバイアスＭＯＳＦＥＴと、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ボディと前記ソースとの間に結合された第２のボディバイアスＭＯＳＦＥＴとを備え、前記第１のボディバイアスＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ソースに結合され、前記第２のボディバイアスＭＯＳＦＥＴのゲートは、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴの前記ドレインに結合される、請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴと並列に接続された電圧クランピング回路を備え、前記電圧クランピング回路は、クランピングスイッチと直列に接続されたクランピングダイオードを備える、請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 前記電圧クランピング回路は、前記クランピングダイオードと直列に接続されかつ前記クランピングスイッチと並列に接続された阻止ダイオードを備え、前記阻止ダイオードおよび前記クランピングダイオードは、前記阻止ダイオードおよび前記クランピングダイオードを備える直列経路においてどちらの方向の電流の流れにも対抗するように向けられている、請求項１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 前記クランピングスイッチは、クランピングＭＯＳＦＥＴを備え、前記クランピングＭＯＳＦＥＴのゲートに結合されたゲート駆動回路をさらに備え、前記ゲート駆動回路は、前記第１の供給電圧と前記出力端子における電圧との間の関係に応答して、前記クランピングＭＯＳＦＥＴの前記ゲートを制御するように適合される、請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  14. 前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴのボディは、前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴにおけるソース／ボディ接合またはドレイン／ボディ接合が、前記コンバータの通常動作中、順方向バイアスをかけられないようにボディバイアス電圧に接続される、請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  15. 前記ボディバイアス電圧は、前記第２の供給電圧に等しい、請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  16. 前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのボディは、前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおけるソース／ボディ接合またはドレイン／ボディ接合が、前記コンバータの通常動作中、順方向バイアスをかけられないようにボディバイアス電圧に接続される、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  17. 前記ボディバイアス電圧は、前記第２の供給電圧に等しい、請求項１６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  18. 前記Ｖxノードと適合クランピング回路との間に接続されたクランピングダイオードを備え、前記適合クランピング回路は、前記第１の供給電圧と前記出力端子における電圧との間の関係に応じて、前記第１の供給電圧または前記出力端子における電圧のどちらかに前記ダイオードを接続するように適合される、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  19. ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    直流導通経路において第１の供給電圧と第２の供給電圧との間に接続されたインダクタおよびローサイドスイッチを備え、前記インダクタは前記第１の供給電圧に結合され、前記ローサイドスイッチは前記第２の供給電圧に結合され、Ｖxノードは、前記直列導通経路において前記インダクタと前記ローサイドスイッチとの間に位置し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータはさらに、
    前記Ｖxノードと前記コンバータの出力端子との間に接続されたエネルギ伝達ダイオードと、
    前記インダクタと並列に接続されたフリーホイーリングスイッチとを備える、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  20. 直流入力電圧を直流出力電圧に変換する方法であって、
    インダクタを磁化するために、前記インダクタの第２の端子を回路接地に結合しながら前記直流入力電圧を前記インダクタの第１の端子に印加するステップと、
    前記インダクタの前記第２の端子を前記回路接地から切離すステップと、
    出力端子において前記直流出力電圧を提供するために、前記インダクタの前記第２の端子をキャパシタおよび前記出力端子に結合するステップと、
    前記インダクタの前記第２の端子を前記キャパシタおよび前記出力端子から切離すステップと、
    前記インダクタの前記第２の端子を前記キャパシタおよび前記出力端子から切離しながら、前記インダクタの前記第１および第２の端子を接続するステップとを備える、方法。
  21. 前記インダクタの前記第２の端子を回路接地から切離すステップと、前記インダクタの前記第２の端子を前記キャパシタおよび前記出力端子に結合するステップとの間に、第１のブレーク・ビフォア・メーク間隔を提供するステップと、
    前記第１のブレーク・ビフォア・メーク間隔中の、前記インダクタの前記第２の端子における電圧の上昇を制限するステップとを備える、請求項２０に記載の方法。
  22. 前記インダクタの前記第２の端子を前記キャパシタおよび前記出力端子から切離すステップと、前記インダクタの前記第１および第２の端子を接続するステップとの間に、第２のブレーク・ビフォア・メーク間隔を提供するステップと、
    前記第２のブレーク・ビフォア・メーク間隔中の、前記インダクタの前記第２の端子における電圧の上昇を制限するステップとを備える、請求項２１に記載の方法。
  23. 前記直流出力電圧は、前記直流入力電圧よりも高い、請求項２０に記載の方法。
  24. 前記直流出力電圧は、前記直流入力電圧よりも低い、請求項２０に記載の方法。
  25. 前記インダクタの前記第１および第２の端子を接続するステップは、
    前記インダクタの前記第１の端子と第２の端子との間にフリーホイーリングＭＯＳＦＥＴを接続するステップと、
    前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴをオンにするステップとを備える、請求項２０に記載の方法。
  26. 前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴにおける任意のＰ−Ｎ接合が順方向バイアスをかけられることを防ぐように前記フリーホイーリングＭＯＳＦＥＴのボディの電圧を制御するステップを備える、請求項２５に記載の方法。
  27. 前記インダクタの前記第２の端子をキャパシタおよび出力端子に結合するステップは、
    前記インダクタの前記第２の端子と前記キャパシタおよび前記出力端子との間にエネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴを接続するステップと、
    前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴをオンにするステップとを備える、請求項２０に記載の方法。
  28. 前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴにおける任意のＰ−Ｎ接合が順方向バイアスをかけられることを防ぐように前記エネルギ伝達ＭＯＳＦＥＴのボディの電圧を制御するステップを備える、請求項２７に記載の方法。
  29. ＤＣ／ＤＣコンバータを起動する方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、インダクタとキャパシタとを備え、前記方法は、前記キャパシタを予め定められた電圧にプリチャージするために、入力電圧を前記インダクタに接続し、前記インダクタの周りの電流を分路するステップを備える、方法。
  30. 前記予め定められた電圧は、前記入力電圧よりも高い、請求項２９に記載の方法。
  31. 前記予め定められた電圧は、前記入力電圧よりも低い、請求項２９に記載の方法。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012170215A (ja) * 2011-02-14 2012-09-06 Rohm Co Ltd スイッチング電源装置
KR20170117534A (ko) * 2015-02-14 2017-10-23 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 퀵-스타트 고전압 부스트
JP2018117484A (ja) * 2017-01-20 2018-07-26 セイコーエプソン株式会社 半導体装置、電源装置、電子機器、及び、電源装置の制御方法
KR20190074240A (ko) * 2017-12-19 2019-06-27 리니어 테크놀러지 홀딩, 엘엘씨 동기식 변환기들에서 바디 다이오드 전도를 최소화하는 방법

Families Citing this family (113)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8319471B2 (en) 2006-12-06 2012-11-27 Solaredge, Ltd. Battery power delivery module
US8947194B2 (en) 2009-05-26 2015-02-03 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
WO2009001234A1 (en) * 2007-06-27 2008-12-31 Nxp B.V. Transmitter with adjustable transmit level for magnetic link
US8405456B2 (en) 2009-03-31 2013-03-26 Quantance, Inc. High speed power supply system
TWI403080B (zh) * 2009-08-24 2013-07-21 Green Solution Tech Co Ltd 具電流偵測的電荷幫浦電路及其方法
JP5504782B2 (ja) * 2009-09-18 2014-05-28 ヤマハ株式会社 チャージポンプ
JP5863229B2 (ja) * 2010-04-30 2016-02-16 スパンション エルエルシー 電源回路
US8450988B2 (en) * 2010-10-05 2013-05-28 Maxim Integrated Products, Inc. Systems and methods for controlling inductive energy in DC-DC converters
GB2485527B (en) 2010-11-09 2012-12-19 Solaredge Technologies Ltd Arc detection and prevention in a power generation system
US8476878B2 (en) * 2010-11-15 2013-07-02 National Semiconductor Corporation Startup circuit for DC-DC converter
EP2466738B1 (en) * 2010-12-20 2018-04-04 ams AG Voltage converter and method for voltage conversion
JP5621633B2 (ja) * 2011-02-02 2014-11-12 トヨタ自動車株式会社 電源装置
TW201240341A (en) * 2011-03-17 2012-10-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter
US9136836B2 (en) 2011-03-21 2015-09-15 Semiconductor Components Industries, Llc Converter including a bootstrap circuit and method
EP2523324A1 (de) * 2011-05-11 2012-11-14 Siemens Aktiengesellschaft Frequenzumrichter mit Kommutierungsdrosseln und Verfahren zum Betreiben desselben
CN102810991B (zh) 2011-06-02 2017-09-15 通用电气公司 同步整流器驱动电路整流器
US8754676B2 (en) * 2011-06-10 2014-06-17 Rogers Corporation Direct drive waveform amplifier
US8536906B2 (en) * 2011-06-10 2013-09-17 Rogers Corporation Direct drive waveform generator
TWI448058B (zh) * 2011-07-22 2014-08-01 Elite Semiconductor Esmt 昇壓式電壓轉換器
GB2498365A (en) 2012-01-11 2013-07-17 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic module
GB2498790A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
GB2498791A (en) * 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
US8890502B2 (en) 2012-02-17 2014-11-18 Quantance, Inc. Low-noise, high bandwidth quasi-resonant mode switching power supply
US8952753B2 (en) 2012-02-17 2015-02-10 Quantance, Inc. Dynamic power supply employing a linear driver and a switching regulator
US20130249520A1 (en) * 2012-03-23 2013-09-26 Fairchild Semiconductor Corporation Boost regulator with timing controlled inductor bypass
EP2648483B1 (en) * 2012-04-06 2019-08-07 Dialog Semiconductor GmbH Method of preventing spurious ringing during discontinuous conduction mode in inductive boost converters for white LED drivers
JP5704124B2 (ja) * 2012-06-14 2015-04-22 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US9362772B2 (en) * 2012-08-14 2016-06-07 Texas Instruments Incorporated System and method for balancing voltages
JP6069957B2 (ja) * 2012-08-27 2017-02-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP6069958B2 (ja) * 2012-08-27 2017-02-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
SG2013067749A (en) * 2012-09-07 2014-04-28 Agency Science Tech & Res An energy harvesting apparatus and a method for operating an energy harvesting apparatus
US8847565B2 (en) * 2012-09-14 2014-09-30 Nxp B.V. Shunt regulator for adverse voltage/circuit conditions
TWI479789B (zh) * 2012-11-06 2015-04-01 Wistron Corp 偏壓電路與電子裝置
US20140125306A1 (en) * 2012-11-07 2014-05-08 Infineon Technologies North America Corp. Switching Regulator Control with Nonlinear Feed-Forward Correction
EP2763317A3 (en) * 2013-02-01 2014-10-15 Rogers Corporation Direct drive waveform amplifier
US20140278709A1 (en) 2013-03-14 2014-09-18 Combined Energies LLC Intelligent CCHP System
US9413271B2 (en) 2013-03-14 2016-08-09 Combined Energies, Llc Power conversion system with a DC to DC boost converter
US9548619B2 (en) 2013-03-14 2017-01-17 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
EP2994987A4 (en) * 2013-05-10 2017-04-19 Rompower Energy Systems, Inc. Resonant transition controlled flyback
CN103326566A (zh) * 2013-06-30 2013-09-25 南京集能易新能源技术有限公司 一种四开关升降压直流变换器及其控制方法
DE102013107792A1 (de) * 2013-07-22 2015-01-22 Sma Solar Technology Ag Steuergerät für einen wandler und steuerverfahren
US9391517B1 (en) 2013-07-26 2016-07-12 Cirrus Logic, Inc. Controller for adjusting a switching frequency in a boost converter
US9661711B2 (en) * 2013-08-19 2017-05-23 Infineon Technologies Austria Ag Multi-function pin for light emitting diode (LED) driver
CN103427624B (zh) * 2013-08-21 2015-09-09 电子科技大学 用于集成式降压型dc/dc开关变换器的抗振铃电路
US9368936B1 (en) 2013-09-30 2016-06-14 Google Inc. Laser diode firing system
US9178424B2 (en) * 2013-10-09 2015-11-03 Texas Instruments Deutschland Gmbh Switched mode DCDC converter efficiency improvement by adaptive driver stage
TWI487261B (zh) * 2013-11-20 2015-06-01 Anpec Electronics Corp 電子系統、電壓轉換電路及其電壓轉換方法
TWI501528B (zh) * 2013-12-27 2015-09-21 Anpec Electronics Corp 降壓轉換器及降壓轉換器的控制方法
TWI528692B (zh) 2014-03-19 2016-04-01 茂達電子股份有限公司 動態預充電之電壓轉換裝置
CN106165247B (zh) * 2014-04-08 2017-11-07 日产自动车株式会社 非接触供电系统以及非接触受电装置
CN103929154B (zh) * 2014-04-30 2017-03-08 中国科学院电子学研究所 皮秒级单周期脉冲发射机
TWI524638B (zh) 2014-05-23 2016-03-01 華碩電腦股份有限公司 升壓轉換器及其供電控制方法
TWI544728B (zh) 2014-06-06 2016-08-01 聯詠科技股份有限公司 電壓產生電路及預驅動訊號產生模組
US9787206B2 (en) * 2014-07-17 2017-10-10 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectification for flyback converter
US9496787B2 (en) * 2014-08-13 2016-11-15 Endura Technologies LLC Switched power stage and a method for controlling the latter
CN105429458B (zh) * 2014-09-23 2019-03-22 瑞昱半导体股份有限公司 不连续导通模式的直流至直流转换器与转换方法
CN104297553B (zh) * 2014-10-28 2017-09-15 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 输出电压检测电路、控制电路和开关型变换器
US9711984B2 (en) * 2014-10-28 2017-07-18 Renesas Electronics America Inc. High voltage generation method at battery system
TWI555319B (zh) * 2015-01-22 2016-10-21 通嘉科技股份有限公司 採用適應性閘偏壓技術之單一電感多輸出電源轉換器
KR102345396B1 (ko) 2015-04-03 2021-12-31 삼성디스플레이 주식회사 전원 관리 드라이버 및 이를 포함하는 표시 장치
TWI560984B (en) * 2015-04-16 2016-12-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter and method
DE202015103339U1 (de) * 2015-06-25 2016-09-30 Weidmüller Interface GmbH & Co. KG Schaltungsanordnung für einen sicheren digitalen Schaltausgang
JP6488963B2 (ja) * 2015-09-28 2019-03-27 株式会社デンソー 電源システムの制御装置、及び電源ユニット
US9571104B1 (en) * 2015-10-19 2017-02-14 Texas Instruments Incorporated Programmable body bias power supply
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
CN107800295A (zh) * 2016-09-07 2018-03-13 国民技术股份有限公司 一种升降压转换器及其工作方法、及终端设备
US10256605B2 (en) 2016-10-14 2019-04-09 Waymo Llc GaNFET as energy store for fast laser pulser
RU2632412C1 (ru) * 2016-11-07 2017-10-04 Общество с ограниченной ответственностью Научно-инженерный центр "Энергодиагностика" Индуктивно-емкостный преобразователь
CN106374739B (zh) * 2016-11-18 2018-07-31 贵州恒芯微电子科技有限公司 一种同步整流电路
TWI619322B (zh) 2016-12-30 2018-03-21 新唐科技股份有限公司 電源開關裝置
US10312724B2 (en) * 2017-05-19 2019-06-04 Nxp B.V. Implementation of high-voltage direct-charging 2:1 switched-capacitor converter for battery charging of electronic devices
US10468898B2 (en) 2017-05-19 2019-11-05 Nxp B.V. Implementation of high efficiency battery charger for electronic devices
CN107229447B (zh) * 2017-05-31 2020-04-03 深圳市邦华电子有限公司 音频噪音的消除方法及装置
US10581241B2 (en) * 2017-06-22 2020-03-03 Silicon Laboratories Inc. Clamping inductive flyback voltage to reduce power dissipation
US10355590B2 (en) 2017-06-26 2019-07-16 Qualcomm Incorporated Boost converter with pre-charge current
CN108233460B (zh) * 2017-09-04 2021-10-22 珠海市魅族科技有限公司 一种充电方法、充电装置及终端设备
US10243449B1 (en) * 2018-03-14 2019-03-26 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Limited Multifunction three quarter bridge
US10411599B1 (en) * 2018-03-28 2019-09-10 Qualcomm Incorporated Boost and LDO hybrid converter with dual-loop control
US10374583B1 (en) * 2018-04-02 2019-08-06 Analog Devices, Inc. Dynamic hysteresis circuit
US20190326816A1 (en) * 2018-04-20 2019-10-24 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for Power Converter with Efficient Switching and Associated Methods
JP6805201B2 (ja) * 2018-04-20 2020-12-23 株式会社京三製作所 Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
US10630160B2 (en) 2018-04-24 2020-04-21 Texas Instruments Incorporated Gate drive adapter
TWI660564B (zh) * 2018-06-01 2019-05-21 杰力科技股份有限公司 電壓轉換電路及其控制電路
KR20200010830A (ko) * 2018-07-23 2020-01-31 삼성전자주식회사 동적으로 출력 전압을 변경하는 스위칭 레귤레이터 및 이를 포함하는 전원 회로
US10444780B1 (en) 2018-09-20 2019-10-15 Qualcomm Incorporated Regulation/bypass automation for LDO with multiple supply voltages
US10591938B1 (en) 2018-10-16 2020-03-17 Qualcomm Incorporated PMOS-output LDO with full spectrum PSR
CN109245752B (zh) * 2018-10-22 2024-02-27 上海艾为电子技术股份有限公司 一种调整电路和模拟开关
US10545523B1 (en) 2018-10-25 2020-01-28 Qualcomm Incorporated Adaptive gate-biased field effect transistor for low-dropout regulator
CN109921623B (zh) * 2018-11-09 2021-03-26 上海科世达-华阳汽车电器有限公司 一种电源电路及其预充电电路
US10530256B1 (en) * 2018-11-30 2020-01-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level buck converter with reverse charge capability
US11201493B2 (en) 2018-12-31 2021-12-14 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Circuit for battery charging and system supply, combining capacitive and inductive charging
CN109793567B (zh) * 2019-01-03 2020-09-15 杭州电子科技大学 一种医疗设备云系统的dds波形生成模块
US11165334B2 (en) 2019-03-19 2021-11-02 Stmicroelectronics International N.V. Enhancing high-voltage startup voltage rating for PWM controllers with internal high voltage startup circuit
US10698465B1 (en) * 2019-05-13 2020-06-30 Quanta Computer Inc. System and method for efficient energy distribution for surge power
US10797580B1 (en) * 2019-06-26 2020-10-06 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman), Ltd. Detection circuit, switching regulator having the same and control method
CN110299842B (zh) * 2019-07-23 2024-02-13 东莞保力电子有限公司 一种增压续流低压差Buck型开关电源装置
CN111585425A (zh) * 2019-08-21 2020-08-25 杰华特微电子（杭州）有限公司 用于开关电路的功率器件驱动方法、驱动电路及开关电路
US11372436B2 (en) 2019-10-14 2022-06-28 Qualcomm Incorporated Simultaneous low quiescent current and high performance LDO using single input stage and multiple output stages
WO2021138377A1 (en) 2019-12-30 2021-07-08 Waymo Llc Laser pulser circuit with tunable transmit power
TWI739258B (zh) * 2019-12-30 2021-09-11 台達電子工業股份有限公司 預充電控制電路及其控制方法
CN113131730B (zh) 2019-12-30 2023-12-19 台达电子工业股份有限公司 预充电控制电路及其控制方法
US11101729B1 (en) 2020-03-27 2021-08-24 Vitesco Technologies USA, LLC Protection circuit for high inductive loads
US11323022B2 (en) * 2020-05-28 2022-05-03 Nxp B.V. System for controlling inductor current of boost converter
TWI763057B (zh) * 2020-09-26 2022-05-01 宏碁股份有限公司 消除啟動過衝之升壓轉換器
US11561249B2 (en) * 2020-12-17 2023-01-24 Cypress Semiconductor Corporation Inductive sensing methods, devices and systems
CN112886825B (zh) * 2021-04-28 2021-08-17 杭州富特科技股份有限公司 一种优化同步整流sr关断风险的控制方法
CN113659858B (zh) * 2021-10-20 2022-02-15 成都凯路威电子有限公司 高性能整流电路
WO2023110726A1 (en) * 2021-12-16 2023-06-22 Signify Holding B.V. Solar powered battery charger

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929615A (en) * 1998-09-22 1999-07-27 Impala Linear Corporation Step-up/step-down voltage regulator using an MOS synchronous rectifier
US6271651B1 (en) * 2000-04-20 2001-08-07 Volterra Semiconductor Corporation Inductor shorting switch for a switching voltage regulator

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3641422A (en) * 1970-10-01 1972-02-08 Robert P Farnsworth Wide band boost regulator power supply
US4926304A (en) * 1988-06-30 1990-05-15 U.S. Philips Corporation Switched-mode power supply with low loss interrupted oscillation
US5262930A (en) 1992-06-12 1993-11-16 The Center For Innovative Technology Zero-voltage transition PWM converters
US5689209A (en) 1994-12-30 1997-11-18 Siliconix Incorporated Low-side bidirectional battery disconnect switch
US5600257A (en) 1995-08-09 1997-02-04 International Business Machines Corporation Semiconductor wafer test and burn-in
US6051963A (en) * 1998-10-09 2000-04-18 Linear Technology Corporation Methods and apparatus for actively snubbing waveforms in switching regulators
EP1196981A2 (en) * 1999-07-07 2002-04-17 SynQor, Inc. Control of dc/dc converters having synchronous rectifiers
US6349044B1 (en) * 1999-09-09 2002-02-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Zero voltage zero current three level dc-dc converter
JP2002262551A (ja) 2000-02-07 2002-09-13 Fiderikkusu:Kk ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ
US6509721B1 (en) * 2001-08-27 2003-01-21 Koninklijke Philips Electronics N.V. Buck regulator with ability to handle rapid reduction of load current
TWI264172B (en) * 2001-08-29 2006-10-11 Oqo Inc Bi-directional DC power conversion system
DE10232677A1 (de) * 2002-07-18 2004-02-05 Infineon Technologies Ag Schaltregler mit dynamischer Strombegrenzung und Ansteuerschaltung dafür
WO2004047277A1 (en) * 2002-11-15 2004-06-03 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Power converter
US7432614B2 (en) * 2003-01-17 2008-10-07 Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
US7026795B2 (en) * 2003-07-09 2006-04-11 Advanced Analogic Technologies, Inc. Method for pulse modulation control of switching regulators
US7256568B2 (en) * 2004-05-11 2007-08-14 The Hong Kong University Of Science And Technology Single inductor multiple-input multiple-output switching converter and method of use
DE102004031394B4 (de) 2004-06-29 2016-03-31 Intel Deutschland Gmbh Gleichspannungswandler und Verfahren zur Umsetzung einer Gleichspannung
JP4832056B2 (ja) * 2004-11-18 2011-12-07 パナソニック株式会社 高効率高スルーレートのスイッチングレギュレータ／アンプ
US7652457B2 (en) * 2005-09-30 2010-01-26 St-Ericsson Sa Switching regulator circuit including an inductor shunt switch
US8063615B2 (en) * 2007-03-27 2011-11-22 Linear Technology Corporation Synchronous rectifier control for synchronous boost converter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929615A (en) * 1998-09-22 1999-07-27 Impala Linear Corporation Step-up/step-down voltage regulator using an MOS synchronous rectifier
US6271651B1 (en) * 2000-04-20 2001-08-07 Volterra Semiconductor Corporation Inductor shorting switch for a switching voltage regulator

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012170215A (ja) * 2011-02-14 2012-09-06 Rohm Co Ltd スイッチング電源装置
KR20170117534A (ko) * 2015-02-14 2017-10-23 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 퀵-스타트 고전압 부스트
KR102538997B1 (ko) * 2015-02-14 2023-05-31 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 퀵-스타트 고전압 부스트
JP2018117484A (ja) * 2017-01-20 2018-07-26 セイコーエプソン株式会社 半導体装置、電源装置、電子機器、及び、電源装置の制御方法
KR20190074240A (ko) * 2017-12-19 2019-06-27 리니어 테크놀러지 홀딩, 엘엘씨 동기식 변환기들에서 바디 다이오드 전도를 최소화하는 방법
KR102217670B1 (ko) * 2017-12-19 2021-02-18 리니어 테크놀러지 홀딩, 엘엘씨 동기식 변환기들에서 바디 다이오드 전도를 최소화하는 방법

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