JP2937355B2 - スイッチングレギュレータ回路 - Google Patents
スイッチングレギュレータ回路Info
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- JP2937355B2 JP2937355B2 JP1230818A JP23081889A JP2937355B2 JP 2937355 B2 JP2937355 B2 JP 2937355B2 JP 1230818 A JP1230818 A JP 1230818A JP 23081889 A JP23081889 A JP 23081889A JP 2937355 B2 JP2937355 B2 JP 2937355B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチングレギュレータ回路に関し、とく
にインダクタに流れる電流を断続する形式のスイッチン
グレギュレータ回路に関する。
にインダクタに流れる電流を断続する形式のスイッチン
グレギュレータ回路に関する。
近年、選択呼出受信機に代表されるような携帯受信機
の多様化に伴ない、回路構成も複雑になってきている。
電源系においても携帯受信機の各回路に必要な複数の出
力電圧を供給する必要があり、例えば1.5Vの乾電池より
2V,5V等の複数の出力をとりだす昇圧型DC−DCコンバー
タが必要となってきている。
の多様化に伴ない、回路構成も複雑になってきている。
電源系においても携帯受信機の各回路に必要な複数の出
力電圧を供給する必要があり、例えば1.5Vの乾電池より
2V,5V等の複数の出力をとりだす昇圧型DC−DCコンバー
タが必要となってきている。
従来この種のスイッチングレギュレータは、電池に接
続されたインダクタと、インダクタに流れる電流を高周
波周波数で開閉し電池の出力電圧を昇圧するスイッチ
と、インダクタから流れ出る電流を充電しその端子電圧
を負荷への出力電力とするコンデンサと、インダクタと
コンデンサ間に接続されインダクタからコンデンサに流
れる電流の逆流防止を行なうダイオードと、コンデンサ
の端子電圧を基準電圧と比較するコンパレータと、コン
パレータの出力信号により、コンデンサの端子電圧が基
準電圧より低い場合コンデンサを充電しコンデンサの端
子電圧が一定に保たれるよう、スイッチを開閉する制御
機能を有するスイッチ制御部により構成されていた。
続されたインダクタと、インダクタに流れる電流を高周
波周波数で開閉し電池の出力電圧を昇圧するスイッチ
と、インダクタから流れ出る電流を充電しその端子電圧
を負荷への出力電力とするコンデンサと、インダクタと
コンデンサ間に接続されインダクタからコンデンサに流
れる電流の逆流防止を行なうダイオードと、コンデンサ
の端子電圧を基準電圧と比較するコンパレータと、コン
パレータの出力信号により、コンデンサの端子電圧が基
準電圧より低い場合コンデンサを充電しコンデンサの端
子電圧が一定に保たれるよう、スイッチを開閉する制御
機能を有するスイッチ制御部により構成されていた。
従来のスイッチングレギュレータ回路においては、複
数の種類の出力電圧を供給するためには前述のようにイ
ンダクタ、ダイオード、コンパレータ、スイッチ、スイ
ッチ制御部などのスイッチングレギュレータ回路を構成
する部品をそれぞれ必要な種類の出力電圧の数だけ用意
する必要があった。しかしとくに小型化，低価格化が必
要とされる携帯受信機等の用途には、ダイオード，コン
パレータ，スイッチ制御部などのLSI化が可能な回路は
別として、インダクタ等の個別部品の複数個の使用はそ
の妨げになるという欠点があった。
数の種類の出力電圧を供給するためには前述のようにイ
ンダクタ、ダイオード、コンパレータ、スイッチ、スイ
ッチ制御部などのスイッチングレギュレータ回路を構成
する部品をそれぞれ必要な種類の出力電圧の数だけ用意
する必要があった。しかしとくに小型化，低価格化が必
要とされる携帯受信機等の用途には、ダイオード，コン
パレータ，スイッチ制御部などのLSI化が可能な回路は
別として、インダクタ等の個別部品の複数個の使用はそ
の妨げになるという欠点があった。
本発明のスイッチングレギュレータ回路は、直流電源
と、一端を前記直流電源の一方の端子に接続したインダ
クタと、スイッチ信号を発生するスイッチ信号発生器
と、前記スイッチ信号の出力期間をスイッチ制御信号を
受けている期間に限定するスイッチ制御部と、前記スイ
ッチ制御部からのスイッチ信号によって前記インダクタ
の他端に生じる電流を開閉するスイッチと、前記インダ
クタの他端に生じる電流を充電して出力電圧となすコン
デンサ，前記コンデンサの出力電圧に対応する基準電圧
を発生する基準電圧発生器，および前記主力電圧が対応
する前記基準電圧より低いときオン制御信号を生じるコ
ンパレータをそれぞれ含む複数の出力回路とを備えるス
イッチングレギュレータ回路において、複数の前記出力
回路にそれぞれ対応する前記出力回路と同数のゲート信
号を発生するゲート信号発生回路と、前記ゲート信号を
受けて前記インダクタの他端を前記ゲート信号に対応す
る前記出力回路に切り替え接続する出力切り替え回路
と、前記オン制御信号とこのオン制御信号を生じる前記
出力回路に対応する前記ゲート信号とを同時に受けると
前記スイッチ制御信号を生じる信号処理部とをさらに備
える。
と、一端を前記直流電源の一方の端子に接続したインダ
クタと、スイッチ信号を発生するスイッチ信号発生器
と、前記スイッチ信号の出力期間をスイッチ制御信号を
受けている期間に限定するスイッチ制御部と、前記スイ
ッチ制御部からのスイッチ信号によって前記インダクタ
の他端に生じる電流を開閉するスイッチと、前記インダ
クタの他端に生じる電流を充電して出力電圧となすコン
デンサ，前記コンデンサの出力電圧に対応する基準電圧
を発生する基準電圧発生器，および前記主力電圧が対応
する前記基準電圧より低いときオン制御信号を生じるコ
ンパレータをそれぞれ含む複数の出力回路とを備えるス
イッチングレギュレータ回路において、複数の前記出力
回路にそれぞれ対応する前記出力回路と同数のゲート信
号を発生するゲート信号発生回路と、前記ゲート信号を
受けて前記インダクタの他端を前記ゲート信号に対応す
る前記出力回路に切り替え接続する出力切り替え回路
と、前記オン制御信号とこのオン制御信号を生じる前記
出力回路に対応する前記ゲート信号とを同時に受けると
前記スイッチ制御信号を生じる信号処理部とをさらに備
える。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明によるスイッチングレギュレータ回路
の一実施例の構成図、第２図は第１図における各部と信
号波形を示す図である。なおこの実施例は２出力回路の
場合のスイッチングレギュレータ回路を例に説明してい
る。１は直流電源であり、負端子が接地されている。２
はインダクタであり、その一端は直流電源１の正端子に
接続され、他端はスイッチ３を介して接地されている。
スイッチ３はトランジスタ等を用いることができる。イ
ンダクタ２の他端には、スイッチ３の開閉によりインダ
クタ２に逆起電力が発生し、直流電源１の出力電圧より
高いパルス状の電圧を発生する。４はスイッチ信号発生
器であり、予め定めた周波数のスイッチ信号Ｓを発生す
る。５はスイッチ制御部であり、スイッチ信号発生器４
からのスイッチ信号Ｓを制御信号Ｎがハイレベルのとき
出力し（第２図のａ又はｂ期間）ローレベルのとき出力
をとめる（第２図のｃ又はｄ期間）信号Ｔに変える。ス
イッチ３はインダクタ２に流れる電流を信号Ｔによって
開閉する。従ってスイッチ３では信号Ｎがハイレベルの
ときインダクタ２に流れる電流の開閉が行なわれインダ
クタ２の他端には高電圧が発生するが、ローレベルのと
き電流は流れないので高電圧は発生しない。
の一実施例の構成図、第２図は第１図における各部と信
号波形を示す図である。なおこの実施例は２出力回路の
場合のスイッチングレギュレータ回路を例に説明してい
る。１は直流電源であり、負端子が接地されている。２
はインダクタであり、その一端は直流電源１の正端子に
接続され、他端はスイッチ３を介して接地されている。
スイッチ３はトランジスタ等を用いることができる。イ
ンダクタ２の他端には、スイッチ３の開閉によりインダ
クタ２に逆起電力が発生し、直流電源１の出力電圧より
高いパルス状の電圧を発生する。４はスイッチ信号発生
器であり、予め定めた周波数のスイッチ信号Ｓを発生す
る。５はスイッチ制御部であり、スイッチ信号発生器４
からのスイッチ信号Ｓを制御信号Ｎがハイレベルのとき
出力し（第２図のａ又はｂ期間）ローレベルのとき出力
をとめる（第２図のｃ又はｄ期間）信号Ｔに変える。ス
イッチ３はインダクタ２に流れる電流を信号Ｔによって
開閉する。従ってスイッチ３では信号Ｎがハイレベルの
ときインダクタ２に流れる電流の開閉が行なわれインダ
クタ２の他端には高電圧が発生するが、ローレベルのと
き電流は流れないので高電圧は発生しない。
６は出力切り替え回路であり、インダクタ２の多端に
発生する高電圧出力を第１の出力回路の出力端子７およ
び第２の出力回路の出力端子８に切り替える機能をも
つ。ここで出力切り替え回路６の記号Ａは入力端子、B
1,B2はそれぞれ第1,第２の出力回路への出力端子、C1,C
2はそれぞれＡ−B1間およびＡ−B2間を「導通」、
「断」に切り替えるためのゲート入力端子をあらわす。
C1端子への入力がハイレベル,C2入力がローレベルのと
きＡ−B1間「導通」、C1入力がローレベル,C2入力がハ
イレベルのときＡ−B2間「導通」となる。９および10は
コンデンサであり、出力切り替え回路６の出力端子B1お
よびB2からの出力電流を充電し、第１の出力端子７の出
力電圧V1、第２の出力端子８の出力電圧V2の電圧とな
す。11はゲート信号発生器であり、出力切り替え回路６
のゲート入力端子数に対応して２回路のゲート信号出力
L1,L2を送出する。このゲート信号は、一般にはスイッ
チ信号発生器４の発生するスイッチ信号の数10分の１
の、一定の繰返し周期をもっている。この実施例におけ
るゲート信号の出力数は２であるのでゲート信号出力L1
とL2は互いに逆相としている。
発生する高電圧出力を第１の出力回路の出力端子７およ
び第２の出力回路の出力端子８に切り替える機能をも
つ。ここで出力切り替え回路６の記号Ａは入力端子、B
1,B2はそれぞれ第1,第２の出力回路への出力端子、C1,C
2はそれぞれＡ−B1間およびＡ−B2間を「導通」、
「断」に切り替えるためのゲート入力端子をあらわす。
C1端子への入力がハイレベル,C2入力がローレベルのと
きＡ−B1間「導通」、C1入力がローレベル,C2入力がハ
イレベルのときＡ−B2間「導通」となる。９および10は
コンデンサであり、出力切り替え回路６の出力端子B1お
よびB2からの出力電流を充電し、第１の出力端子７の出
力電圧V1、第２の出力端子８の出力電圧V2の電圧とな
す。11はゲート信号発生器であり、出力切り替え回路６
のゲート入力端子数に対応して２回路のゲート信号出力
L1,L2を送出する。このゲート信号は、一般にはスイッ
チ信号発生器４の発生するスイッチ信号の数10分の１
の、一定の繰返し周期をもっている。この実施例におけ
るゲート信号の出力数は２であるのでゲート信号出力L1
とL2は互いに逆相としている。
12,13は基準電圧発生器であり、それぞれ基準電圧VR
1,VR2を発生する14,15はコンパレータであり、それぞれ
V1とVR1,V2とVR2を比較し、V1,V2がVR1,VR2より低い場
合、コンパレータ14,15の出力K1,K2はハイレベルを出力
し、高い場合はローレベルを出力する。
1,VR2を発生する14,15はコンパレータであり、それぞれ
V1とVR1,V2とVR2を比較し、V1,V2がVR1,VR2より低い場
合、コンパレータ14,15の出力K1,K2はハイレベルを出力
し、高い場合はローレベルを出力する。
コンデンサ9,10（および出力端子7,8）と、基準電圧
発生器12,13と、コンパレータ14,15で出力回路101を構
成する。
発生器12,13と、コンパレータ14,15で出力回路101を構
成する。
21,22はANDゲート、23はORゲートであり、あわせて信
号処理部16を形成する。ANDゲート21,22の一方の入力に
はコンパレータ14の出力K1,コンパレータ15の出力K2、
他方は入力にはゲート信号出力L1,L2を入力する。その
各ANDゲート21,22の出力をM1,M2とし、ORゲート23に入
力し、ORゲート23に入力し、その出力をＮとしスイッチ
制御部５に入力する。
号処理部16を形成する。ANDゲート21,22の一方の入力に
はコンパレータ14の出力K1,コンパレータ15の出力K2、
他方は入力にはゲート信号出力L1,L2を入力する。その
各ANDゲート21,22の出力をM1,M2とし、ORゲート23に入
力し、ORゲート23に入力し、その出力をＮとしスイッチ
制御部５に入力する。
次に信号処理部16の動作を詳しく説明する。L1がハイ
レベル、かつV1がVR1より低い場合は、ANDゲート21に入
力される信号L1,K1はともにハイレベルであり、ANDゲー
ト21から出力される信号M1はハイレベルとなる。そして
ORゲート23が出力する信号Ｎはハイレベルとなる。従っ
てスイッチ制御部５のスイッチ信号出力Ｔが出力（第２
図のａ期間）される。
レベル、かつV1がVR1より低い場合は、ANDゲート21に入
力される信号L1,K1はともにハイレベルであり、ANDゲー
ト21から出力される信号M1はハイレベルとなる。そして
ORゲート23が出力する信号Ｎはハイレベルとなる。従っ
てスイッチ制御部５のスイッチ信号出力Ｔが出力（第２
図のａ期間）される。
逆にL1がハイレベルの状態でV1がR1より高い場合、AN
Dゲート21に入力される信号のうちK1がローレベルとな
るので、信号M1はローレベルとなり、L2がローレベルで
あるのでM2もローレベルである。従ってORゲート23が出
力する信号Ｎはローレベルとなり、スイッチ制御部５か
らのスイッチ信号Ｔの出力は（第２図のＣ期間）とな
る。
Dゲート21に入力される信号のうちK1がローレベルとな
るので、信号M1はローレベルとなり、L2がローレベルで
あるのでM2もローレベルである。従ってORゲート23が出
力する信号Ｎはローレベルとなり、スイッチ制御部５か
らのスイッチ信号Ｔの出力は（第２図のＣ期間）とな
る。
一方L2がハイレベルの場合はV2がVR2より低い場合、
信号Ｎはハイレベル（ｂ期間）、V2がVR2より高い場合
はローレベル（ｄ期間）となる。
信号Ｎはハイレベル（ｂ期間）、V2がVR2より高い場合
はローレベル（ｄ期間）となる。
そしてＮがハイレベルのとき、スイッチ制御部５の出
力信号Ｔ（ａ及びｂ期間）に従ってスイッチ３の開閉が
行なわれる。逆にＮがローレベル（ｃ及びｄ期間）のと
きはスイッチ３の開閉は行なわれず、インダクタ３の電
流は流れない。
力信号Ｔ（ａ及びｂ期間）に従ってスイッチ３の開閉が
行なわれる。逆にＮがローレベル（ｃ及びｄ期間）のと
きはスイッチ３の開閉は行なわれず、インダクタ３の電
流は流れない。
いま実施例において、出力切り替え回路６へのゲート
信号L1がハイレベル、かつ制御信号Ｎがハイレベル、従
って出力切り替え回路６のＡ−Ｂ間は「導通」し、スイ
ッチ３が開閉する期間（第２図のａ期間）には、インダ
クタ２から出力された電流はコンデンサ９に充電され、
出力端子７の電圧V1は上昇する。なお電圧V1の上昇はス
イッチ３の電流が開に切り替わり、インダクタ２にパル
ス状の電圧が発生した瞬間から始まる。そしてその他の
期間（b,c,d期間）には電圧V1はインダクタ２が第１の
出力回路に接続されないか、又はスイッチ３が開閉しな
いため下降する。
信号L1がハイレベル、かつ制御信号Ｎがハイレベル、従
って出力切り替え回路６のＡ−Ｂ間は「導通」し、スイ
ッチ３が開閉する期間（第２図のａ期間）には、インダ
クタ２から出力された電流はコンデンサ９に充電され、
出力端子７の電圧V1は上昇する。なお電圧V1の上昇はス
イッチ３の電流が開に切り替わり、インダクタ２にパル
ス状の電圧が発生した瞬間から始まる。そしてその他の
期間（b,c,d期間）には電圧V1はインダクタ２が第１の
出力回路に接続されないか、又はスイッチ３が開閉しな
いため下降する。
またゲート信号L2がハイレベル、かつ制御信号Ｎがハ
イレベル、従って出力切り替え回路６のＡ−B2間は「導
通」し、スイッチ３が開閉する期間（第２図のｂ期間）
には、インダクタ２から出力された電流はコンデンサ10
に充電され、出力端子８の電圧V2が上昇を始める。そし
て第２図のｂ期間以外は電圧V2は下降する。
イレベル、従って出力切り替え回路６のＡ−B2間は「導
通」し、スイッチ３が開閉する期間（第２図のｂ期間）
には、インダクタ２から出力された電流はコンデンサ10
に充電され、出力端子８の電圧V2が上昇を始める。そし
て第２図のｂ期間以外は電圧V2は下降する。
ゆえに各出力回路の出力電圧は、ゲート信号L1,L2に
よって切り替えられた各出力回路における、その電圧V
1,V2が各々基準電圧VR1,VR2より低い期間、すなわち信
号Ｎのハイレベル期間（Ａ期間またはｂ期間）中、スイ
ッチ３の開閉を行なうことによって、電圧V1,V2が規定
の電圧に到達するようコンデンサ９または10の充電を行
ない、いいかえればデューティサイクルを各々の出力回
路毎に制御することによって、２系統の出力電圧V1,V1
を各々規定の電圧に安定に保つことができる。
よって切り替えられた各出力回路における、その電圧V
1,V2が各々基準電圧VR1,VR2より低い期間、すなわち信
号Ｎのハイレベル期間（Ａ期間またはｂ期間）中、スイ
ッチ３の開閉を行なうことによって、電圧V1,V2が規定
の電圧に到達するようコンデンサ９または10の充電を行
ない、いいかえればデューティサイクルを各々の出力回
路毎に制御することによって、２系統の出力電圧V1,V1
を各々規定の電圧に安定に保つことができる。
第３図は出力切り替え回路６の詳細回路である。記号
A,B1,B2,C1,C2は第１図で説明した通り、出力切り替え
回路６の入出力およびゲート端子である。スイッチ素子
はバイポーラトランジスタを用いた例である。いま入出
力端子の電位はＡ〉B1,A〉B2となっている。C1をハイレ
ベルとすればNPNトランジスタ62は導通となり、従ってP
NPトランジスタ61が導通となり、Ａ−B1間導通となる。
またC1をローレベルとすればNPNトランジスタ62は断と
なり、従ってPNPトランジスタ61が導通となり、Ａ−B1
間が断となる。NPNトランジスタ64,PNPトランジスタ63
を用いたＡ−B2間回路も同様にC2がハイレベルのとき導
通、ローレベルのとき断となる。65,66は保護抵抗であ
る。この出力切り替え回路６においてはPNPトランジス
タ61,63のダイオード動作により、仮にB1またはB2の電
位がＡより高くなってもB1からＡ又はB2からＡへは電流
は逆流しない。なおこの出力切り替え回路６のスイッチ
素子としてはバイポーラトランジスタを用いたがMOSFET
を用いても同様に構成できる。
A,B1,B2,C1,C2は第１図で説明した通り、出力切り替え
回路６の入出力およびゲート端子である。スイッチ素子
はバイポーラトランジスタを用いた例である。いま入出
力端子の電位はＡ〉B1,A〉B2となっている。C1をハイレ
ベルとすればNPNトランジスタ62は導通となり、従ってP
NPトランジスタ61が導通となり、Ａ−B1間導通となる。
またC1をローレベルとすればNPNトランジスタ62は断と
なり、従ってPNPトランジスタ61が導通となり、Ａ−B1
間が断となる。NPNトランジスタ64,PNPトランジスタ63
を用いたＡ−B2間回路も同様にC2がハイレベルのとき導
通、ローレベルのとき断となる。65,66は保護抵抗であ
る。この出力切り替え回路６においてはPNPトランジス
タ61,63のダイオード動作により、仮にB1またはB2の電
位がＡより高くなってもB1からＡ又はB2からＡへは電流
は逆流しない。なおこの出力切り替え回路６のスイッチ
素子としてはバイポーラトランジスタを用いたがMOSFET
を用いても同様に構成できる。
以上、本発明の実施例においては２出力回路について
説明したが、出力切り替え回路を多出力切り変え回路と
し、基準電圧発生器、コンパレータ、コンデンサを出力
回路と等しく用意し、ゲート信号発生器のゲート出力を
を多相出力とし、AND回路を多相入力動作で設計するこ
とにより、３以上の多出力回路を持つスイッチングレギ
ュレータ回路を構成することが可能である。
説明したが、出力切り替え回路を多出力切り変え回路と
し、基準電圧発生器、コンパレータ、コンデンサを出力
回路と等しく用意し、ゲート信号発生器のゲート出力を
を多相出力とし、AND回路を多相入力動作で設計するこ
とにより、３以上の多出力回路を持つスイッチングレギ
ュレータ回路を構成することが可能である。
以上説明したように本発明、スイッチングレギュレー
タ回路において、１個のインダクタの使用で多系統の安
定した電源出力をとりだすことができ、回路の小型化、
低価格化に多大の効果がある。
タ回路において、１個のインダクタの使用で多系統の安
定した電源出力をとりだすことができ、回路の小型化、
低価格化に多大の効果がある。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は実施例の
各端子における波形図、第３図は出力切り替え回路の回
路図である。 １……直流電源、２……インダクタ、３……スイッチ、
４……スイッチ信号発生器、５……スイッチ制御部、６
……出力切り替え回路、7,8……出力端子、9,10……コ
ンデンサ、11……ゲート信号発生器、12,13……基準電
圧発生器、14,15……コンパレータ、16……信号処理
部、101……出力回路。
各端子における波形図、第３図は出力切り替え回路の回
路図である。 １……直流電源、２……インダクタ、３……スイッチ、
４……スイッチ信号発生器、５……スイッチ制御部、６
……出力切り替え回路、7,8……出力端子、9,10……コ
ンデンサ、11……ゲート信号発生器、12,13……基準電
圧発生器、14,15……コンパレータ、16……信号処理
部、101……出力回路。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と、一端を前記直流電源の一方の
端子に接続したインダクタと、スイッチ信号を発生する
スイッチ信号発生器と、前記スイッチ信号の出力期間を
スイッチ制御信号を受けている期間に限定するスイッチ
制御部と、前記スイッチ制御部からのスイッチ信号によ
って前記インダクタの他端に生じる電流を開閉するスイ
ッチと、前記インダクタの他端に生じる電流を充電して
出力電圧となすコンデンサ，前記コンデンサの出力電圧
に対する基準電圧を発生する基準電圧発生器，および前
記出力電圧が対応する前記基準電圧より低いときオン制
御信号を生じるコンパレータをそれぞれ含む複数の出力
回路とを備えるスイッチングレギュレータ回路におい
て、 複数の前記出力回路にそれぞれ対応する前記出力回路と
同数のゲート信号を発生するゲート信号発生回路と、前
記ゲート信号を受けて前記インダクタの他端を前記ゲー
ト信号に対応する前記出力回路に切り替え接続する出力
切り替え回路と、前記オン制御信号とこのオン制御信号
を生じる前記出力回路に対応する前記ゲート信号とを同
時に受けると前記スイッチ制御信号を生じる信号処理部
とをさらに備えることを特徴とするスイッチングレギュ
レータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230818A JP2937355B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチングレギュレータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230818A JP2937355B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチングレギュレータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0393461A JPH0393461A (ja) | 1991-04-18 |
| JP2937355B2 true JP2937355B2 (ja) | 1999-08-23 |
Family
ID=16913760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1230818A Expired - Fee Related JP2937355B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチングレギュレータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2937355B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006262671A (ja) * | 2005-03-18 | 2006-09-28 | Sony Corp | スイッチングレギュレータに用いられる信号処理回路、スイッチングレギュレータ及びそれを用いた無線端末装置並びにスイッチングレギュレータの制御方法 |
| US20090040794A1 (en) * | 2007-08-08 | 2009-02-12 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | Time-Multiplexed Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5849588U (ja) * | 1981-09-30 | 1983-04-04 | 株式会社日立製作所 | 電源回路 |
-
1989
- 1989-09-05 JP JP1230818A patent/JP2937355B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0393461A (ja) | 1991-04-18 |
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