CN1835366B - 开关转换器 - Google Patents

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Abstract

开关转换器。通过分别为多个开关提供驱动单元并对应于负载电流、输入电压、输出电压以及输入/输出电压差控制该多个开关，来改进直流-直流转换时的转换效率。当通过把多个第一开关和多个第二开关交替设置成导通状态来同时对第一开关和第二开关进行整流时，对应于所需输出把所述多个第一开关重复地驱动成导通或截止状态，与所述多个第一开关同步地将所述多个第二开关驱动成导通或截止状态，对应于负载电流值、输入电压值、输出电压值或输入/输出电压差值，停止对所述多个第一开关中的一部分和所述多个第二开关中的一部分或全部的驱动。

Description

开关转换器
技术领域
本发明涉及用于进行同步整流型直流到直流转换或交流到直流转换的技术。
背景技术
迄今为止，已将同步整流型直流-直流转换器用于各种电子设备。同步整流型直流-直流转换器具有这样的功能：其把利用例如交流适配器从商用电源通过转换获得的直流电、从电池获得的直流电等降低至适合内部电路操作的电压。该同步整流型直流-直流转换器具有效率高而损耗小的优点。
一种同步整流型直流-直流转换器被认为具有例如图13所示的配置。直流-直流转换器包括：用作连接到输入端子101的主开关的FET 111、用作连接在FET 111的源极端子与地之间的同步整流开关的FET 112、输出线圈113、输出电容器114、输入电容器115、以及用于交替驱动FET 111和FET 112的FET驱动单元116。
在图13中的直流-直流转换器中，振荡控制单元120根据输出电压检测单元117、输出电流检测单元118以及操作状态控制单元119的输出，来控制FET驱动单元116，并通过改变FET 111的占空比来控制输出电压。
该直流-直流转换器的一个可设想的配置是：例如，如图14所示，在需要大负载电流的情况下，设有多个输出控制FET 91、92并由驱动电路93驱动它们，并且设有多个同步整流FET 94、95并由驱动电路96驱动它们。
此外，已知的配置是配备多重驱动电路(用于控制FET的电路)以选择性地操作FET，由此对负载波动提供灵活性。例如，该驱动电路是具有多相灵活性的直流-直流转换器(ADP3205(模拟装置IC)等)。
这种类型的多相灵活直流-直流转换器包括FET和各相的线圈。即，该直流-直流转换器包括n个输出控制FET、n个同步整流FET和n个n相线圈。
在该系统中，如果负载电流很小，则通过停止用于逐相地驱动相的驱动器，改进了电路效率。
此外，与本申请的发明有关的现有技术是以下专利文献1和2中公开的技术。
[专利文献1]日本专利申请特开No.2003-284333
[专利文献2]日本专利申请特开No.2003-319649
发明内容
如上所述，在为各相配备有驱动器的直流-直流转换器中，如果使这些驱动器停止，则不能使用由这些驱动器驱动的全部多个FET，因此只能进行如停止各相一样简单的控制，其中，不一定能根据负载和输入/输出电压的状态获得最优转换效率。
特别地，面向移动的个人计算机在突出其性能的情况下将具有高负载，而在诸如被携带的待机(暂停)状态下将具有低负载，其中，由于负载的大的波动，因而在高负载状态下和低负载状态下都难以实现高效率。
考虑到最大负载状态来设计通用型的电源电路，并且该电源电路具有在低负载状态下转换效率突然下降的倾向。因此，还考虑在低负载状态下，通过以将振荡系统从PWM(脉冲宽度调制)系统改变成PFM(脉冲频率调制)系统的方式降低振荡频率，来提高效率。然而，每一振荡的损耗是相同的，并且需要减小这种损耗。
在这种情况下，本发明通过为多个开关提供驱动单元并根据负载电流值、输入电压值、输出电压值以及输入/输出电压差值控制各开关，提供了一种用于改进开关转换时的转换效率的技术。
为了解决所述多个问题，本发明采用了以下配置。
即，本发明的一种控制电路是用于通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来对第一开关和第二开关进行整流的开关转换器的控制电路，该控制电路包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；以及
选择单元，用于根据负载电流值、输入电压值、输出电压值或输入/输出电压差值，停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
进一步，本发明的一种控制电路是用于通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来对第一开关和第二开关进行整流的开关转换器的控制电路，该控制电路包括：
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据负载电流值、输入电压值、输出电压值或输入/输出电压差值，停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
此外，本发明的一种控制电路是用于通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来对第一开关和第二开关进行同步整流的开关转换器的控制电路，该控制电路包括：
多个第一驱动单元，用于根据所需输出重复地将多个第一开关驱动成导通或截止状态；
多个第二驱动单元，用于与所述多个第一开关同步地将多个第二开关驱动成导通或截止状态；以及
选择单元，用于根据多条预定信息(负载电流值、输出电压值、输入电压值或输入/输出电压差值)，停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
进一步，本发明的一种开关转换器包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于驱动所述多个第一开关中的每一个；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
检测单元，用于检测负载电流值、输入电压值、输出电压值或输入/输出电压差值；以及
选择单元，用于根据检测单元进行检测的结果，停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
更进一步，本发明的一种开关转换器包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于驱动所述多个第二开关中的每一个；
检测单元，用于检测负载电流值、输入电压值、输出电压值或输入/输出电压差值；以及
选择单元，用于根据检测单元进行检测的结果，停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
此外，本发明的一种开关转换器包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于根据所需输出重复地将所述多个第一开关驱动成导通或截止状态；
多个第二驱动单元，用于与所述多个第一开关同步地分别将所述多个第二开关驱动成导通状态；
检测单元，用于检测多条预定信息(负载电流值、输出电压值、输入电压值或输入/输出电压差值)；以及
选择单元，用于根据由检测单元检测到的信息，停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
第一开关可以是FET，其中，漏极端子连接到输入端子，源极端子连接到第二开关，而栅极端子连接到第一驱动单元。在输入端子与第二开关之间可以并联连接多个FET。
第二开关可以是FET，其中，漏极端子连接到第一开关，源极端子连接到地，而栅极端子连接到第二驱动单元。在第二开关与地之间可以并联连接多个FET。
进一步，开关转换器可以包括线圈，该线圈的一个端子连接到第一开关(FET的源极端子)和第二开关(FET的漏极端子)，而该线圈的另一端子连接到输出端子，并且该开关转换器还可以包括连接在输出端子与地之间的平滑电容器。
此外，本发明的一种开关电路包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；以及
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态。
更进一步，本发明的一种开关转换器包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态；
B-驱动单元，用于交替驱动第一B-开关和第二B-开关；以及
选择单元，用于选择性地使A-驱动单元和B-驱动单元进行驱动。
在该开关转换器中，可以将第一A-开关和第二A-开关设置成与第一B-开关和第二B-开关相比具有更大的电容，并且
选择单元在输出负载高于预定值时可以驱动A-驱动单元，而在输出负载等于或低于预定值时可以驱动B-驱动单元。
在该开关转换器中，可以将A-线圈设置成与B-线圈相比具有更大的电容，并且
对应于输出侧的负载，选择单元在该负载高于预定值时可以驱动A-驱动单元，而在该负载等于或低于预定值时可以驱动B-驱动单元。
A-线圈与B-线圈相比可以具有更低的电感。
在该开关转换器中，
可以将A-驱动单元设置成与B-驱动单元相比具有更大的电容，并且
对应于输出侧的负载，选择单元在该负载高于预定值时可以驱动A-驱动单元，而在该负载等于或低于预定值时可以驱动B-驱动单元。
在该开关转换器中，A-线圈可以从信号线圈的一个端子一直延伸到其中点，而B-线圈可以从该中点一直延伸到信号线圈的另一端子。
在该开关转换器中，
选择单元可以接收表示负载侧电路的操作状态的信息，并且可以根据该信息驱动A-驱动单元或B-驱动单元。
选择单元可以根据输出电流驱动A-驱动单元或B-驱动单元。
进一步，本发明的开关转换器包括：
第一A-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二A-FET，具有连接到第一A-FET的源极端子的漏极端子和连接到地的源极端子；
A-驱动单元，连接到第一A-FET的栅极端子和第二A-FET的栅极端子，并交替驱动第一A-FET和第二A-FET；
A-线圈，具有连接到A-振荡部的一个端子，并具有连接到输出端子的另一端子，其中第一A-FET的源极端子和第二A-FET的漏极端子连接到该A-振荡部；
第一B-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二B-FET，具有连接到第一B-FET的源极端子的漏极端子和连接到地的源极端子；
B-驱动单元，连接到第一B-FET的栅极端子和第二B-FET的栅极端子，并交替驱动第一B-FET和第二B-FET；
B-线圈，具有连接到B-振荡部的一个端子，并具有连接到A-振荡部的另一端子，其中第一B-FET的源极端子和第二B-FET的漏极端子连接到该B-振荡部；以及
选择单元，用于选择性地驱动A-驱动单元和B-驱动单元。
此外，本发明的电子设备是一种具有开关转换器和由来自开关转换器的输出操作的负载的设备，
该开关转换器包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；以及
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态；
B-驱动单元，用于交替驱动第一B-开关和第二B-开关；以及
选择单元，用于选择性地使A-驱动单元和B-驱动单元进行驱动。
根据本发明，通过分别为多个开关提供驱动单元，并根据负载电流值、输入电压值、输出电压值以及输入/输出电压差值控制各开关，可以改进开关转换时的转换效率。
附图说明
图1是本发明第一实施例的概要的图；
图2是示出输出控制FET和同步整流FET的导通/截止时间变化的图；
图3是示出当输入/输出电压差较大时输出控制FET和同步整流FET的导通/截止时间变化的图；
图4是示出当输入/输出电压差较小时输出控制FET和同步整流FET的导通/截止时间变化的图；
图5是本发明第二实施例的概要的图；
图6是本发明第三实施例的概要的图；
图7是示出相关背景技术中的直流-直流转换器中的输出电压和振荡波形的图；
图8是示出第三实施例中的直流-直流转换器中的输出电压和振荡波形的图；
图9是第一变形例中的概要的图；
图10是第二变形例中的概要的图；
图11是作为本发明的电子设备的笔记本PC的外部结构的立体图；
图12是电子设备的电源单元的外围设备的说明图；
图13是相关背景技术中的直流-直流转换器的概要的图；以及
图14是相关背景技术中的所述直流-直流转换器的概要的图。
具体实施方式
以下参照附图对用于实现本发明的最佳模式进行描述。以下多个实施例的配置是例示，本发明并不限于这些实施例的配置。
<第一实施例>
图1是根据本发明的同步整流型开关转换器(直流-直流转换器)的概要的图。
在该直流-直流转换器1的输入端子10a与输出端子10b之间并联地设有被定义为第一开关的FET(场效应晶体管)11a、11b，并且在输出端子10b侧设有电感器L。此外，在该电感器L与接地点13之间并联地设有FET 12a、12b作为第二开关。其中，第一开关和第二开关涉及使用FET，也可以是其他类型的开关器件，而不限于FET。
可以把作为第一开关的FET 11a、11b称为输出控制开关、输出控制FET、主开关、主侧FET、高侧开关、高侧FET等。
可以把作为第二开关的FET 12a、12b称为同步整流开关、同步整流FET、同步整流侧FET、低侧开关、低侧FET等。
而且，与同步整流FET 12a、12b并联地设有二极管14a。
然后，该直流-直流转换器1配备有控制电路15，该控制电路15用于控制输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b，以将这些FET交替设置为导通状态。
图2是示出输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b的导通/截止时间变化的图。
由此，来自输入端子10a的电流只在输出控制FET 11a、11b的导通状态时段中保持流动，然后由电感器L和电容器C平滑(smooth)该电流从而输出它，由此把输入电压转换成与输出控制FET 11a、11b的占空比对应的输出电压。
控制电路15包括：驱动器16a-16d，分别用于驱动输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b；选择器17，用于选择性地停止驱动器16a-16d；以及PWM比较器18，用于通过选择器17向各驱动器16a-16d提供脉冲信号。
向PWM比较器18输入来自差动放大器19的输入和来自三角波振荡器21的信号。
差动放大器19接收基准电压V1的输入和来自输出端子10b的输出电压的输入，并向PWM比较器18输入表示输出电压与基准电压V1的偏差的误差信号。另一方面，三角波振荡器21生成具有预定频率的三角波并将其输入给PWM比较器18。
根据该操作，PWM比较器18按从三角波振荡器21输入的三角波的定时，向选择器17输出具有基于从差动放大器19提供的误差信号的脉冲宽度的脉冲信号。其中，根据该误差信号，本示例的PWM比较器18在输出电压变得低于基准电压V1时输出具有较宽脉冲宽度的脉冲信号，而在输出电压变得高于基准电压V1时生成具有较窄脉冲宽度的脉冲信号。然后，选择器17将脉冲信号输入到驱动器16a、16b(第一驱动单元)，并如图2所示地设置输出控制FET 11a、11b的导通/截止。同时，选择器17使从PWM比较器18提供的脉冲信号基本上倒相，从而将其输入给驱动器(第二驱动单元)16c、16d，并如图2所示地设置同步整流FET 12a、12b的导通/截止。因此，对应于输出电压调节了输出控制FET 11a、11b与同步整流FET 12a、12b的占空比，并对输出电压进行反馈控制以使其成为预定电压值。其中，驱动器16a-16d并不限于按在严格反转输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b的导通/截止设置时的定时的控制，而是可以具有按考虑直通电流(through-current)的方式同时把两种类型的FET设为截止的时段。
此外，控制电路15包括用于检测输入电压的差动放大器(输入电压检测单元)22和用于检测输出电压的差动放大器(输出电压检测单元)23。差动放大器22向选择器17输入表示输入信号与基准电压V2的偏差的误差信号，而差动放大器23向选择器17输入表示输出电压与基准电压V3的偏差的误差信号。从而，通过检测输入电压和输出电压获得了输入电压与输出电压之差(I/O电压差)。即，在第一实施例中，差动放大器22和23对应于电压差检测单元。
然后，选择器17根据输入电压与输出电压之差(I/O电压差)选择性地停止驱动器16a-16d。即，选择器17不向要被停止的驱动器输入脉冲信号，以便不对FET充以选通电压。
例如，当从三角波振荡器21输出的脉冲信号的频率是100kHz时，输入电压是16V，输出电压是1V，输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b的导通/截止时间变成如图3所示的那样。
类似地，当输入电压是16V并且输出电压是15V时，输出控制FET11a、11b和同步整流FET 12a、12b的导通/截止时间变成如图4所示的那样。
如图3所示，如果存在大I/O电压差(15V)，那么输出控制FET 11a、11b的导通时间短至0.625μs，从而施加给输出控制FET 11a、11b的电力的积很小。此外，如图4所示，如果I/O电压差较小(1V)，那么输出控制FET 11a、11b的导通时间长达9.375μs，从而施加给输出控制FET11a、11b的电力的积很大。因此，如果直流-直流转换器是当输入电压为16V时能够把输出电压转换成1V到15V的转换器，那么输出控制FET11a、11b被设计成经受得住最小I/O电压差(1V)。因此，如图3所示，如果I/O电压差升高并落在一个输出控制FET的允许范围内，那么即使停止输出控制FET 11a、11b中的一个，也可以仅由另一个执行开关。
例如，当停止输出控制FET 11a时，输出控制FET 11b的漏极电流达到10A，如果输出控制FET 11b能经受住10A的漏极电流达2μs，则可以说输出控制FET 11b能够按照10V量级的I/O电压差进行开关。在此情况下，把选择器17设置成在I/O电压差等于或大于10V的情况下使输出控制FET 11a的驱动器16a停止，而在I/O电压差小于10V的情况下驱动用于两个输出控制FET 11a、11b的驱动器16a、16b。注意，可以根据要使用的FET、负载等任意设置这些数值。此外，本示例例示了使两个输出控制FET 11a、11b中的一个停止的情况，也可以采用这样的配置：设有更多数量的输出控制FET，使这些FET中的一部分停止而其余FET进行开关。
由此，通过输出控制FET的导通时间确定了进行开关所需最小器件数量，因此，在第一实施例中，选择器17进行设置使得选择性地把脉冲信号提供给与由差动放大器22、23输入的I/O电压差对应的数量个驱动器。即，选择器17使超出所需数量FET的输出控制FET的驱动器停止。注意，可以任意设置用于具体确定应当与所需数量FET对应地停止哪些驱动器的方法。
另一方面，如图3所示，如果I/O电压差较大(15V)，那么同步整流FET 12a、12b的导通时间长达9.375μs，从而施加给同步整流FET 12a、12b的电力的积较大。此外，如图4所示，如果I/O电压差较小(1V)，那么同步整流FET 12a、12b的导通时间短至0.625μs，从而施加给同步整流FET 12a、12b的电力的积较小。因此，如果直流-直流转换器是当输入电压为16V时能够把输出电压转换成1V到15V的转换器，那么把同步整流FET 12a、12b设计成经受得住最大I/O电压差(15V)。因此，如图4所示，如果I/O电压差降低并落在一个同步整流FET的允许范围内，那么即使停止同步整流FET 12a、12b中的一个，也可以仅由另一个执行开关。
此外，如果施加给同步整流FET 12a、12b的电力较小，并且如果当把该电力施加给二极管14时功率损耗足够小以至于可被忽略，那么可以使所有的同步整流FET 12a、12b都停止。
例如，当使同步整流FET 12a停止时，同步整流FET 12b的漏极电流达到10A，如果同步整流FET 12b能够经受住10A的漏极电流达2μs，则可以说它能够按照3V的I/O电压差进行开关。在此情况下，把选择器17设置成：在I/O电压差小于1.5V的情况下使两个同步整流FET 12a、12b的驱动器16a、16d都停止；在I/O电压差等于或大于1.5V但是等于或小于3V的情况下使同步整流FET 12a的驱动器16c停止；在I/O电压差超过3V的情况下驱动两个同步整流FET 12a、12b的驱动器16c、16d。注意，可以根据要使用的FET、负载等任意设置这些数值。此外，本示例例示了使两个同步整流FET 12a、12b中的一个或两个停止的情况，也可以采用这样的配置：设有更多数量的同步整流FET，使这些FET中的一部分停止而其余FET进行开关。
由此，根据同步整流FET的导通时间确定了进行开关所需最小器件数量，因此，在第一实施例中，选择器17进行设置以把脉冲信号选择性地提供给与由差动放大器22、23输入的I/O电压差对应的数量个驱动器。即，选择器17使超出所需数量FET的同步整流FET的驱动器停止。注意，可以任意设置用于具体确定应当停止哪些驱动器的方法。
根据该设置，当负载较轻时使驱动器16a-16d中的一部分停止，从而可以降低这些驱动器消耗的电力，由此实现了节能，即，实现了转换效率的提高。
例如，设有四块每块功耗为25mW的驱动器电路(即，所有驱动器电路的功耗为25mW×4＝100mW)，当操作这四个驱动器电路时，就负载功率为5V×100mA＝500mW的负载来说一定存在20％的损耗。其中，在只驱动两个驱动电路同时使这些驱动电路中的一部分停止的情况下，可以实现50mW功率损耗的改进。即，对于负载可以把功率损耗从20％降低到10％。
如上所述，根据第一实施例，对应于I/O电压差状态停止或驱动为各FET配备的驱动器，从而可以实现最优驱动控制并提高直流-直流转换器的效率。
注意，第一实施例采用了选择器17对应于I/O电压差使一部分驱动器停止的配置，但并不限于该配置，也可以采用选择器17对应于输入电压或输出电压使一部分驱动器停止的配置。
例如，如果输出电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输出电压与输入电压之差按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，因而，在略去输出电压检测单元(差动放大器)23的情况下，选择器17可以使与输入电压检测单元(差动放大器)22的输入电压对应的数量个驱动器停止。
此外，例如，如果输入电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输入电压与输出电压之差按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，因而，在略去输入电压检测单元(差动放大器)22的情况下，选择器17可以使与输出电压检测单元(差动放大器)23的输出电压对应的数量个驱动器停止。
<第二实施例>
图5是作为第二实施例示出的直流-直流转换器的概要的图。第二实施例与第一实施例的不同之处在于对应于负载电流来确定要停止的驱动器，其他配置相同。因此，使用相同的标号和符号来标记与第一实施例中相同的组件，并在原理中略去重复的阐述。
如图5所示，第二实施例的直流-直流转换器1a包括负载电流检测器24，该负载电流检测器24检测流过输出端子10b附近的电阻器R的电流，即，检测输出电流(负载电流)，其中向选择器17a输入与该输出电流对应的信号。
然后，第二实施例中的选择器17a根据该负载电流和上述I/O电压差，使驱动器停止。
即，通过负载电流确定I/O电压差与应停止驱动器的数量之间的关系，因此，在根据第二实施例的直流-直流转换器1a中，将选择器17a设置成根据与该负载电流对应的关系使驱动器停止。
例如，如果负载电流对于输出控制侧的驱动器16a、16b是12A，那么把选择器17a设置成：当I/O电压差等于或大于12V时使输出控制FET11a的驱动器16a停止，当I/O电压差小于12V时驱动两个输出控制FET11a、11b的驱动器16a、16b。如果负载电流是10A，还把选择器17a设置成：当I/O电压差等于或大于10V时使输出控制FET 11a的驱动器16a停止，当I/O电压差小于10V时驱动两个输出控制FET 11a、11b的驱动器16a、16b。
然后，如果负载电流对于同步整流侧的驱动器16c、16d是12A，那么把选择器17a设置成：当I/O电压差小于1.1V时使两个同步整流FET12a、12b的驱动器16c、16d都停止，当I/O电压差等于或大于1.1V但是等于或小于2V时使同步整流FET 12a的驱动器16c停止，当I/O电压差超过2V时驱动两个同步整流FET 12a、12b的驱动器16c、16d。如果负载电流是10A，还把选择器17a设置成：当I/O电压差小于1.5V时使两个同步整流FET 12a、12b的驱动器16c、16d都停止，当I/O电压差等于或大于1.5V但是等于或小于3V时使同步整流FET 12a的驱动器16c停止，当I/O电压差超过3V时驱动两个同步整流FET 12a、12b的驱动器16c、16d。注意，可以根据要使用的FET、负载等任意设置这些数值。此外，本示例例示了使两个输出控制FET 11a、11b中的一个停止的情况和使两个同步整流FET 12a、12b中的一个或两个停止的情况，也可以采用这样的配置：设有更多数量的FET，使这些FET中的一部分停止而其余FET进行开关。
此外，第二实施例采用了选择器17对应于I/O电压差和负载电流使一部分驱动器停止的配置，但并不限于该配置，也可以采用选择器17对应于输入电压/负载电流、输出电压/负载电流或只对应于负载电流使一部分驱动器停止的配置。
例如，如果输出电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输出电压与输入电压之差并根据负载电流按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，从而，在略去输出电压检测单元(差动放大器)23的情况下，选择器17可以使与由输入电压检测单元(差动放大器)22检测到的输入电压和由负载电流检测单元24检测到的负载电流对应的数量个驱动器停止。
此外，如果输入电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输入电压与输出电压之差并根据负载电流按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，从而，在略去输入电压检测单元(差动放大器)22的情况下，选择器17可以使与由输出电压检测单元(差动放大器)23检测到的输出电压和由负载电流检测单元24检测到的负载电流对应的数量个驱动器停止。
此外，如果I/O电压差基本上是固定值，那么可以根据取为该值的I/O电压差并根据负载电流按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，从而，在略去输入电压检测单元(差动放大器)22和输出电压检测单元(差动放大器)23的情况下，选择器17可以使与由负载电流检测单元24检测到的负载电流对应的数量个驱动器停止。
<第三实施例>
图6是示出作为本发明第三实施例的开关转换器(直流-直流转换器)的概要的图。
在第三实施例的直流-直流转换器1b中，在输入端子10a与输出端子10b之间并联地设有被定义为第一A-开关的FET(场效应晶体管)11a和被定义为第一B-开关的FET 11b，并且在该输出端子10b侧设有电感器L1、L2。此外，在电感器L1、L2与接地点13之间并联地设有被定义为第二A-开关的FET 12a和被定义为第二B-开关的FET 12b。
即，直流-直流转换器1b包括：FET 11a(对应于第一A-FET)，其漏极端子连接到输入端子10a；FET 12a(对应于第二A-FET)，其漏极端子连接到FET 11a的源极端子，并且其源极端子连接到地；线圈L1(对应于A-线圈)，具有连接到振荡单元31a(对应于A-振荡单元)的一个端子，并具有连接到输出端子10b的另一端子，其中FET 11a的源极端子和FET 12a的漏极端子连接到该振荡单元31a；FET 11b(对应于第一B-FET)，其漏极端子连接到输入端子10a；FET 12b(对应于第二B-FET)，其漏极端子连接到FET 11b的源极端子，并且其源极端子连接到地；线圈L2(对应于B-线圈)，具有连接到振荡单元31b(对应于振荡单元B)的一个端子，并具有连接到振荡单元31a的另一端子，其中FET 11b的源极端子和FET 12b的漏极端子连接到该振荡单元31b。
这里，第一和第二开关涉及使用FET，然而，不限于FET，其它开关器件也是可用的。
也可以把用作第一开关的FET 11a、11b称作输出控制开关、输出控制FET、主开关、主侧开关、高侧开关、高侧FET等。
也可以把用作第二开关的FET 12a、12b称作同步整流开关、同步整流FET、同步整流侧开关、同步整流侧FET、低侧开关、低侧FET等。
与同步整流FET 12a、12b并联设置有二极管14。
然后，控制电路15驱动FET 11a和FET 12a以使这些FET交替变成导通状态，或者驱动FET 11b和FET 12b以使这些FET交替变成导通状态。
图2是示出输出控制FET 11a、11b和同步整流FET 12a、12b的导通/截止时间变化的图。
因而，输出控制FET 11a、11b输出在由控制电路15设置的导通状态期间施加到输入端子10a的电压，并由电感器L1、L2和电容器C1平滑该电压。即，直流-直流转换器1b将输入电压转换成与输出控制FET11a、11b的占空比对应的输出电压。
控制电路15包括：FET驱动器(对应于A-驱动单元)26a，连接在输出控制FET 11a的栅极与同步整流FET 12a的源极之间，并驱动FET11a和FET 12a以使这些FET交替变成导通状态；FET驱动器(对应于B-驱动单元)26b，连接在输出控制FET 11b的栅极与同步整流FET 12b的源极之间，并驱动FET 11b和FET 12b以使这些FET交替变成导通状态；检测单元23、24，用于检测所述输出；振荡控制单元(对应于选择单元)17，用于根据所述输出等控制FET驱动器26a、26b；以及时钟产生单元21，用于产生时钟。
输出电压检测单元23用来检测转换器1b的输出电压，并且由例如以下差动放大器等构成，该差动放大器向振荡控制单元17输入与线圈L1的输出侧电压与基准电压之差对应的信号(输出偏差信号)。
输出电流检测单元24用来检测转换器1b的输出电流，并由例如以下差动放大器等构成，该差动放大器向振荡控制单元17输入，与设置在输出端子10b侧的低电阻R的两个端子之间的电压差对应的信号(输出电流信号)。
振荡控制单元17按从时钟产生单元21输入的时钟的定时，产生具有与来自输出电压检测单元23的输出偏差信号对应的宽度的脉冲信号，选择性地向FET驱动器26a、26b输入该脉冲信号，并如图2所示地把输出控制FET 11a、11b设置为导通/截止。这里，振荡控制单元17在输出电流信号等于或大于预定值时向FET驱动器26a输出脉冲信号，而在输出电流信号小于预定值时向FET驱动器26b输出脉冲信号。例如，振荡控制单元17具有在输出电流信号小于预定值时输出Lo而在输出电流信号等于或高于预定值时输出Hi的逻辑电路，和在逻辑电路的输出是Hi时向FET驱动器26a输出脉冲信号而在逻辑电路的输出是Lo时向FET驱动器26b输出脉冲信号的选择器。注意，预定值不限于一个值，而可以取多个值。例如，可以使用这样的逻辑电路，即，其在输出电流信号小于第一阈值时将输出变成Lo，而在输出电流信号等于或大于第二阈值时将输出变成Hi(其中，第一阈值<第二阈值)，并且在输出电流信号处于第一阈值与第二阈值之间时保持当前状态。
此外，在存在掌握负载侧电路28的操作状态的操作状态控制单元27的情况下，振荡控制单元17可以从操作状态控制单元27接收一条操作状态信息，并且可以基于该操作状态信息向FET驱动器26a或FET驱动器26b输出脉冲信号。
在这种情况下，振荡控制单元17例如使用这样的逻辑电路，即，该逻辑电路被构成为，在操作状态信息表示例如待机状态和省电模式的情况下向选择器输出Lo，而在操作状态信息表示正常模式的情况下向选择器输出Hi。
而且，如果输入端子10a的电力与负载的大小成比例，则可以设置用于检测输入的检测单元，并且振荡控制单元17可以根据该输入向FET驱动器26a或FET驱动器26b输出脉冲信号。
应当注意，可以将通用型开关转换器中的损耗大致分成：在控制电路驱动FET时出现的损耗，和在负载电流流向FET/线圈等时出现的损耗。这时，前者在低负载的情况下占主导，而后者在高负载的情况下占主导。
因此，对提高效率有效的是，基于低负载的前提在电路中使用具有小栅极电容的小尺寸FET，并基于高负载的前提在电路中使用表现出低导通电阻的大尺寸FET。
此外，基于低负载的前提在电路中使用具有可以延缓振荡频率的高电感的线圈，并且基于高负载的前提在电源电路中使用具有低电感的线圈以增大对负载波动的响应性。
在此情况下，在第三实施例中，将FET 11a(对应于第一A-开关)和FET 12a(对应于第二A-开关)设置成与FET 11b(对应于第一B-开关)和FET 12b(对应于第二B-开关)相比具有更大的电容。
此外，在第三实施例中，将线圈L1设置成与线圈L2相比具有更大的电容，并且进一步将线圈L1设置成与线圈L2相比具有更小的电感。
更进一步，FET 11b和FET 12b与FET 11a和FET 12a相比具有更小的电容，因此，可以通过将FET驱动器26b的电容设置成比FET驱动器26a的小来最优化效率和封装面积。
如上所述，第三实施例中的直流-直流转换器根据负载状态选择性地驱动大电容开关(11a、12a)和小电容开关(11b、12b)中的任何一组，因此，即便在低负载状态和高负载状态中的任一状态下，都可以实现具有高效率和高响应性的电源电路。
特别地，第三实施例中的直流-直流转换器，在切换为高负载状态时使用具有低电感的线圈L1，而在切换为低负载状态时使用线圈L1和线圈L2，并且获得了高电感，由此可以将振荡频率设置得较低，从而可以实现低负载时间的高得多的效率。
例如，当输入电压是16V，输出电压是3.3V，并且负载电流是10mA时，在图13的电路中，如果考虑到高负载时间，则不能将线圈L3的电感设置得较大，从而L3＝2.5μH，并且，在将每次操作的导通时间设置为1微秒时，振荡频率达到832Hz。图7示出这种状态下的输出电压和振荡波形。
相反，在第三实施例的电路中，当设置为诸如线圈L1＝2.5μH及L2＝97.5μH时，即使线圈L1在高负载时间具有低电感(2.5μH)，在低负载时间也可将线圈L1和L2的总电感设置为高达100μH，因此，在调节到与图7中相同的输出电压纹波(偏差宽度)的情况下，可以将每次操作的导通时间设置为11微秒而振荡频率为275Hz，如图8中所示。
因而，根据第三实施例，在保持输出电压纹波的同时，可以延缓振荡频率，并可实现高效率。
<变形例1>
图9是第三实施例的变形例1的电路图。这个变形例的不同之处在于使用单个线圈L12代替了线圈L1、L2。注意，其它配置相同。
如图9所示，在这个变形例中，线圈L12的一个端子连接到线圈L12的振荡单元31b，另一端子连接到输出端子10b，而中点连接到振荡单元31a。
即，这个变形例中的线圈L2包括从输出侧端子部分一直延伸到中点的线圈L1，和从中点一直延伸到伸输出侧端子部分的线圈L2。
利用这种配置，可以使封装面积比在分立设置线圈L1和L2的情况下的小，由此能使设备小型化。
<变形例2>
图10是第三实施例的变形例2的电路图。第三实施例已例示了包括两组输出控制开关和同步整流开关的示例，然而，该配置不限于这一示例，并且还可以设有输出控制开关和同步整流开关。
例如，如图10所示，将FET 11b、FET 12b设置为第一开关和第二开关，同时可以将第n组FET 11n、12n连接为第一B-开关和第二B-开关。
在这种情况下，赋予FET 11n、12n和线圈Ln最小的电容。此外，线圈Ln可以具有最小电感。
然后，对应于负载(输出电流和操作状态信息)，振荡控制单元17选择性地驱动FET驱动器26a、26b、26n中的任一个。
<第四实施例>
图11是作为本发明的电子设备的笔记本型个人计算机(其对应于电子设备，以下也被称为笔记本PC)的外部结构的立体图。图12是示出该笔记本PC的电源单元的外围设备的说明图。第四实施例例示了这样的示例：笔记本PC 10包括配备有与第一实施例相同的直流-直流转换器1的电源单元。注意，使用相同的标号和符号来标记与第一实施例中相同的组件，并略去重复的阐述。
在图11中，笔记本PC 10由计算机主体51和显示单元53构成，显示单元53被按使得可以通过铰接部52打开或闭合的方式连接到计算机主体51。箭头X1、X2表示笔记本PC 10的宽度方向，箭头Y1、Y2表示深度方向，箭头Z1、Z2表示高度(厚度)方向。计算机主体51在上表面上具有键盘单元54，内部包括CPU等，并且在其下部的右侧形成有电池组30的容纳单元56。容纳单元56具有用作电池组30的插口的开口58，该插口形成在计算机主体51的右侧面57中。容纳单元56形成为从该开口58沿箭头X2的方向往该设备的中间附近延伸的缝形状，并且在X2侧端部处设有连接器59。注意，将连接器59设于计算机主体51的内部，因此在图11中按切去主体51的上表面的一部分的方式示出主体51。
电池组30具有连接器63，连接器63呈适合于容纳单元56的扁平状，其在插入方向(X2)的前端部与连接器59相配合。当配合到容纳单元56中时电池组30通过这些连接器59、63电连接到电源单元60。
此外，对连接有交流适配器20的笔记本PC 10提供交流适配器20把商用交流电转换成的直流电。
交流适配器20具有把商用电源40的电力转换成例如16V的直流电并把该直流电提供给笔记本PC 10的电源单元60的功能。通过二极管D3把提供给该电源单元60的电力传送给直流-直流转换器1的输入端子10a，直流-直流转换器1把该电力转换成具有笔记本PC 10内的各单元的电路(负载)中所使用的电压的电力。注意，图12仅示出了源自直流-直流转换器1的一个输出端子10b，然而，输出端子并不限于一个。例如，可以是这样的配置：可以为多条线设置输出端子，并且可以从这些输出端子输出互不相同的电压。
此外，还通过电池充电器61向电池组30提供来自交流适配器20的电力。电池组30容纳有未示出的副电池，电池充电器61利用从交流适配器20提供的电力对电池组30中的副电池进行充电。然后，在笔记本PC 10中，即使在去除了交流适配器20的情况下，也通过二极管D2传送来自电池组30的电力(其大约为例如12.6V)，进而由直流-直流转换器1将其转换成具有预定电压的电力，由此提供给各单元的电路(负载)。
该直流-直流转换器1(其与上述第一实施例中的相同)对应于I/O电压差状态停止或驱动为各FET配备的驱动电路，从而实现了最优驱动控制。
因此，根据第四实施例，可以改进笔记本PC(电子设备)的功耗效率。
注意，可以把第四实施例中的直流-直流转换器1替换成与上述第二实施例中相同的直流-直流转换器1a。此外，第四实施例采用了选择器17根据I/O电压差使一部分驱动器停止的配置，但并不限于该配置，也可以采用选择器17根据输入电压或输出电压使一部分驱动器停止的配置。
例如，如果输出电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输出电压与输入电压之差按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，因而，在略去输出电压检测单元(差动放大器)23的情况下，选择器17可以使与输入电压检测单元(差动放大器)22的输入电压对应的数量个驱动器停止。
此外，例如，如果输入电压基本上是固定值，那么可以根据取为该值的输入电压与输出电压之差按如上所述的相同方式确定所需最小FET数量，因而，在略去输入电压检测单元(差动放大器)22的情况下，选择器17可以使与输出电压检测单元(差动放大器)23的输出电压对应的数量个驱动器停止。
而且，第四实施例中的直流-直流转换器1可以代替与上述第三实施例中相同的直流-直流转换器1b，并且振荡控制单元17可以被构造为，根据输出电流和负载操作状态信息来驱动FET驱动器26a、26b中的任何一个。
<其他>
本发明并不仅限于以上给出的所例示的实施例，理所当然地，可以在不偏离本发明要旨的范围内将本发明改变成各种形式。
例如，以下附记中给出的配置也可以获得与上述多个实施例中的配置相同的效果。此外，可以按最大可能的程度对其组件进行组合。
(附记1)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；以及
选择单元，用于根据负载电流停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记2)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据负载电流停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记3)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；以及
选择单元，用于根据输入电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记4)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输入电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记5)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；以及
选择单元，用于根据输出电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记6)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输出电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记7)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；以及
选择单元，用于根据输入/输出电压差停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记8)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输入/输出电压差停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记9)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据负载电流停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记10)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输入电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记11)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输出电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记12)
一种通过把第一开关和第二开关交替设置成导通状态来执行整流的开关转换器的控制电路，其包括：
多个第一驱动单元，用于分别驱动多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动多个第二开关；以及
选择单元，用于根据输入/输出电压差停止所述多个第一驱动单元中的一部分和所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记13)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记14)
一种开关转换器，其包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记15)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记16)
一种开关转换器，其包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记17)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记18)
一种开关转换器，其包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记19)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记20)
一种开关转换器，其包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记21)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记22)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记23)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记24)
一种开关转换器，其包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记25)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记26)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记27)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记28)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记29)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记30)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记31)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
第二驱动单元，用于驱动第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差停止所述多个第一驱动单元中的一部分。
(附记32)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
第一开关；
多个第二开关；
第一驱动单元，用于驱动第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记33)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
负载电流检测单元，用于检测负载电流；以及
选择单元，用于根据由负载电流检测单元检测到的负载电流，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记34)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输入电压检测单元，用于检测输入电压；以及
选择单元，用于根据由输入电压检测单元检测到的输入电压，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记35)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
输出电压检测单元，用于检测输出电压；以及
选择单元，用于根据由输出电压检测单元检测到的输出电压，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记36)
一种电子设备，包括开关转换器和由来自该开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
多个第一开关；
多个第二开关；
多个第一驱动单元，用于分别驱动所述多个第一开关；
多个第二驱动单元，用于分别驱动所述多个第二开关；
电压差检测单元，用于检测输入/输出电压差；以及
选择单元，用于根据由电压差检测单元检测到的输入/输出电压差，停止所述多个第一驱动单元中的一部分，并停止所述多个第二驱动单元中的一部分或全部。
(附记37)
一种开关电路，其包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；以及
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关。(10)
(附记38)
一种开关转换器，其包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态；
B-驱动单元，用于交替驱动第一B-开关和第二B-开关；以及
选择单元，用于选择性地使A-驱动单元和B-驱动单元进行驱动。(11)
(附记39)
如附记38所述的开关转换器，其中，第一A-开关和第二A-开关被设置成与第一B-开关和第二B-开关相比具有更大的电容，并且
选择单元在输出负载高于预定值时驱动A-驱动单元，而在输出负载等于或低于预定值时驱动B-驱动单元。(12)
(附记40)
如附记38或39所述的开关转换器，其中，A-线圈可以被设置成与B-线圈相比具有更大的电容，并且
选择单元在输出负载高于预定值时驱动A-驱动单元，而在输出负载等于或低于预定值时驱动B-驱动单元。(13)
(附记41)
如附记40所述的开关转换器，其中，A-线圈与B-线圈相比具有更低的电感。(14)
(附记42)
如附记38到41中的任何一项所述的开关转换器，其中，A-驱动单元被设置成与B-驱动单元比相具有更大的电容，并且
选择单元在输出负载高于预定值时驱动A-驱动单元，而在输出负载等于或低于预定值时驱动B-驱动单元。(15)
(附记43)
如附记38到42中的任何一项所述的开关转换器，其中，A-线圈从信号线圈的一个端子一直延伸到其中点，而B-线圈从该中点一直延伸到信号线圈的另一端子。(16)
(附记44)
如附记38到43中的任何一项所述的开关转换器，其中，选择单元接收表示负载侧电路的操作状态的信息，并根据该信息驱动A-驱动单元或B-驱动单元。(17)
(附记45)
如附记38到44中的任何一项所述的开关转换器，其中，选择单元根据输出电流驱动A-驱动单元或B-驱动单元。(18)
(附记46)
一种开关转换器，其包括：
第一A-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二A-FET，具有连接到第一A-FET的源极端子的漏极端子，和连接到地的源极端子；
A-驱动单元，连接到第一A-FET的栅极端子和第二A-FET的栅极端子，并交替驱动第一A-FET和第二A-FET；
A-线圈，具有连接到A-振荡部的一个端子，并具有连接到输出端子的另一端子，其中第一A-FET的源极端子和第二A-FET的漏极端子连接到该A-振荡部；
第一B-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二B-FET，具有连接到第一B-FET的源极端子的漏极端子，和连接到地的源极端子；
B-驱动单元，连接到第一B-FET的栅极端子和第二B-FET的栅极端子，并交替驱动第一B-FET和第二B-FET；
B-线圈，具有连接到B-振荡部的一个端子，并具有连接到A-振荡部的另一端子，其中，第一B-FET的源极端子和第二B-FET的漏极端子连接到该B-振荡部；以及
选择单元，用于选择性地驱动A-驱动单元和B-驱动单元。(19)
(附记47)
一种电子设备，具有开关转换器和由来自开关转换器的输出操作的负载，
该开关转换器包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态；
B-驱动单元，用于交替驱动第一B-开关和第二B-开关；以及
选择单元，用于选择性地使A-驱动单元和B-驱动单元进行驱动。(20)
可以将本发明应用于所有类型的电子设备，如使用直流电的计算机、移动电话、摄像机、网络设备、音频设备等。

Claims (6)

1.一种开关转换器，包括：
连接到输出端子的A-线圈；
第一A-开关，用于对通过A-线圈输出的电力进行开关；
第二A-开关，用于进行整流以与第一A-开关相交替地变成导通状态；
A-驱动单元，用于交替驱动第一A-开关和第二A-开关；
串联连接到A-线圈的B-线圈；
第一B-开关，用于对通过B-线圈和A-线圈输出的电力进行开关；
第二B-开关，用于进行整流以与第一B-开关相交替地变成导通状态；
B-驱动单元，用于交替驱动第一B-开关和第二B-开关；以及
选择单元，用于选择性地使A-驱动单元和B-驱动单元进行驱动，
所述开关转换器的特征在于，第一A-开关和第二A-开关被设置成与第一B-开关和第二B-开关相比具有更大的电容，并且
选择单元在负载电流高于预定值时驱动A-驱动单元，而在负载电流等于或低于预定值时驱动B-驱动单元。
2.如权利要求1所述的开关转换器，其特征在于，A-线圈被设置成与B-线圈相比具有更大的电容。
3.如权利要求2所述的开关转换器，其特征在于，A-线圈与B-线圈相比具有更低的电感。
4.如权利要求1到3中的任何一项所述的开关转换器，其特征在于，A-驱动单元被设置成与B-驱动单元相比具有更大的电容。
5.如权利要求1到3中的任何一项所述的开关转换器，其特征在于，A-线圈是从一个线圈的一个端子到其中点的部分，而B-线圈从该中点到所述一个线圈的另一端子的部分。
6.一种开关转换器，包括：
第一A-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二A-FET，具有连接到第一A-FET的源极端子的漏极端子，和连接到地的源极端子；
A-驱动单元，连接到第一A-FET的栅极端子和第二A-FET的栅极端子，并交替驱动第一A-FET和第二A-FET；
A-线圈，具有连接到A-振荡部的一个端子，并具有连接到输出端子的另一端子，其中第一A-FET的源极端子和第二A-FET的漏极端子连接到该A-振荡部；
第一B-FET，具有连接到输入端子的漏极端子；
第二B-FET，具有连接到第一B-FET的源极端子的漏极端子，和连接到地的源极端子；
B-驱动单元，连接到第一B-FET的栅极端子和第二B-FET的栅极端子，并交替驱动第一B-FET和第二B-FET；
B-线圈，具有连接到B-振荡部的一个端子，并具有连接到A-振荡部的另一端子，其中第一B-FET的源极端子和第二B-FET的漏极端子连接到该B-振荡部；以及
选择单元，用于选择性地驱动A-驱动单元和B-驱动单元。
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