CN113273071B - 直流电压变换电路以及开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明所涉及的直流电压变换电路(10)具备具有多个开关元件的开关电路(SW1)和控制多个开关元件的动作的控制部(60)，即使输入电压变动也能够抑制输出电压的变动，控制部(60)能够执行非对称PWM控制和相位移动控制，在占空比(D)不足给定的比率的情况下，进行相位移动控制，在占空比(D)为给定的比率以上的情况下，进行非对称PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制，相位移动控制和非对称PWM控制的切换若使降压比(R)一致而进行，则能够使占空比(D)的控制范围变宽。

Description

直流电压变换电路以及开关电源装置

技术领域

本发明涉及直流电压变换电路以及具备这样的直流电压变换电路的开关电源装置。

背景技术

在汽车等输送设备中，随着控制系统的电子化不断发展，并组装由马达构成的驱动机构，从而在设备内使用的电流量逐渐增大。因此，在电动汽车(EV)、插电混合动力汽车(P-HEV)等中，需要高电压并且绝缘型且大电流的直流电源。这样的设备的所需电流量的增大化的倾向并不限于输送设备，是在其他设备中也能够发现的倾向。为了应对这样的倾向，广泛采用基于损耗低的绝缘型软开关技术的电路方式。作为这样的电路的具体例，可列举ZERO电压开关相位移动转换器、ZERO电压开关有源钳位转换器、ZERO电流开关LLC转换器等。

作为这样的软开关方式DC-DC转换器的一个例子，在专利文献1中公开了分别使两组的开关单元交替地进行导通截止动作，使位于各组的开关单元之间的变压器的初级侧流过相反方向的电流，并使设置在变压器的次级侧的两个输出电路交替地流过电流的全桥型的开关电源装置(ZERO电压开关相位移动转换器)。

使专利文献1等所示的全桥型的开关电源装置动作的控制方法存在多个。例如，在专利文献2中，公开了区分使用相位移动控制和PWM控制的直流-直流变换电路的起动方法。在这样的方法中，在使直流-直流变换电路起动时，将作为控制对象的两个开关元件的导通比(导通期间相对于开关元件的导通期间与截止期间之和(导通截止周期)的比率)均设定得低，在起动最初，进行一边减少相位移动量一边提高占空比的相位移动控制，如果两个开关元件成为同相位，则进行使这两个开关元件的导通比一致而增大的PWM控制(硬开关)。通过这样起动直流-直流变换电路，使其降低在相位移动控制中担忧的开关元件的体二极管反向恢复而构成开关元件的MOSFET破损的可能性。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2000-232781号公报

专利文献2：日本特开2011-160616号公报

发明内容

发明要解决的课题

在EV等中用作直流电源的二次电池，通常放电最初的电压和从放电开始经过了给定时间后的电压不同，前者高，后者低。具备直流-直流变换电路(直流电压变换电路)的开关电源装置(DC-DC转换器)要求抑制输出电压的变动，以使得即使在将来自电压变动不可避免的二次电池的直流电压作为输入的情况下，也能够确保与直流电压变换电路连接的负载的动作稳定性。响应该要求，在输入电压中有变动的情况下，在直流电压变换电路中进行变更开关元件的占空比的控制。例如，在对直流电压变换电路进行相位移动控制的情况下，如果输入电压下降，则进行使作为控制对象的两个开关元件的相位差减少，使占空比提高，使降压比(输出电压/输入电压)提高的控制，从而抑制输出电压的下降。

在此，在相位移动控制中，由于占空比与降压比的关系具有比例关系，所以若输入电压的下降变得显著，则需要特别提高占空比。若在全桥中串联连接的两个开关元件中流过贯通电流，则会导致开关元件的破损，因此需要在这些开关元件的两个导通期间之间设置空载时间(dead time)期间。因此，各开关元件的导通比必然不足50％，在现实中，各开关元件的导通比的上限为45％左右。在相位移动控制中，由于占空比只能设定在导通比以下，所以在将输入电压下降到占空比超过45％以上的程度的情况下，实质上难以使输出电压稳定化。

这样，对即使输入电压变动也抑制输出电压的变动的情况的要求，在输入电压上升的情况下也可能存在。作为其具体例，可列举充电和放电同时进行的情况。作为更具体的例子，可列举在停止的电动汽车中在进行充电的同时使空调动作的情况、通过太阳能发电、再生制动来一边充电一边驾驶电动汽车的情况。

本发明的目的在于，提供一种即使输入电压变动，也能够抑制输出电压的变动的直流电压变换电路以及具备这样的直流电压变换电路的开关电源装置。

用于解决课题的手段

用于解决上述的课题的本发明在一个方式中是一种直流电压变换电路，具备具有多个开关元件的开关电路和控制所述多个开关元件的动作的控制部，所述直流电压变换电路的特征在于，所述控制部能够执行：非对称PWM控制(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)，其通过改变所述多个开关元件中的串联地连接的两个开关元件的脉冲宽度来控制占空比；以及相位移动控制，其通过改变所述多个开关元件中的未串联地连接的两个开关元件的相位的移动量来控制占空比，在所述占空比不足给定的比率的情况下，进行所述相位移动控制，在所述占空比为所述给定的比率以上的情况下，进行所述非对称PWM控制，所述相位移动控制和所述非对称PWM控制的切换是使降压比一致而进行的。

直流电压变换电路的具体的结构的一个例子具备：全桥型的开关电路，其与输入端子连接；变压器，其初级侧与所述开关电路连接；输出电路，其包含所述变压器的次级侧以及整流元件；以及控制部，其控制所述开关电路所具有的多个开关元件的动作。本发明的一个方式所涉及的直流电压变换电路的控制部除了相位移动控制以外，还能够进行非对称PWM控制。在相位移动控制下，输出电压Vout相对于输入电压Vin的比率即降压比Rp与占空比Dp具有下述数式(1)所示的比例关系。

Rp＝1/n×Dp (1)

在此，n为变压器的卷绕数比(初级/次级)，Dp为0以上且不足0.5。

相对于此，在非对称PWM控制中，降压比Ra与占空比Da具有下述数式(2)所示的关系。

Ra＝2/n×Da(1-Da) (2)

在此，Da为0以上且不足0.5。

这样，相位移动控制下的降压比Rp与占空比Dp的关系与非对称PWM控制下的降压比Ra与占空比Da的关系不同。因此，例如即使在相位移动控制下占空比Dp成为40％的情况下，若使降压比R一致而切换为非对称PWM控制，则占空比Da成为28％，到50％为止能够确保足够的控制范围。如果从其他观点出发进行说明，在非对称PWM控制下占空比Da为45％时，在相位移动控制中，为了维持降压比R所需的占空比Dp成为49.5％。如果不将空载时间期间设定为不足0.5％，则不能设定这样的占空比Dp。过渡缩短空载时间期间会产生贯通电流而使电路破损的可能性变高，因此在现实中不能设定。

因此，在本发明的一个方式所涉及的直流电压变换电路中，在降压比R相对高的情况下采用非对称PWM控制，在降压比R相对低的情况下采用相位移动控制。在降压比R高的区域中，非对称PWM控制可采用的占空比的范围变得更宽，因此在降压比R相对高的情况下，换言之，在占空比Dp靠近50％时，采用非对称PWM控制是有利的。关于这一点，在相位移动控制中，在对构成全桥的四个开关元件进行控制时，存在在输入端子的一侧并联地配置的两个开关元件同时成为导通，并且在输入端子的另一侧并联地配置的两个开关元件同时成为截止的期间，该期间成为换流期间，对从输入侧向输出侧的能量传递没有贡献。相对于此，在非对称PWM控制中，除了空载时间期间以外，进行从输入侧向输出侧的能量传递。因此，若使降压比R一致，则在相位移动控制中，占空比Dp变得比非对称PWM控制的占空比Da低。

如上所述，在本发明的一个方式所涉及的直流电压变换电路中，由于作为切换对象的两个控制(相位移动控制以及非对称PWM控制)的降压比R与占空比D的关系不同，所以若使降压比R一致而进行切换，则占空比D不连续地变化。相对于此，在前述的专利文献2所记载的方法中，虽然进行从相位移动控制向PWM控制的切换，但是PWM控制为对称PWM控制，因此在切换定时，相位移动控制的占空比Dp与对称PWM控制的占空比Ds相等。在相位移动控制中，四个开关元件的导通比一定，在全桥中未串联地连接的两个开关元件的导通期间重复的时间的长度相对于导通截止周期的比率成为占空比Dp。而且，若该重复时间变长而两个开关元件成为同相位，则作为相位移动控制而能够到达的占空比Dp成为最大。因此，在专利文献2所记载的方法中，对于四个开关元件，进行导通截止周期保持一定而使导通期间延长的对象PWM控制。此时，导通期间相对于导通截止周期的比率(即，开关元件的导通比)成为占空比Ds。这样，即将切换前的相位移动控制的占空比Dp直接是对称PWM控制的占空比Ds，因此即使使降压比一致地从相位移动控制切换为对称PWM控制，占空比D也不变化。

在此，关于在输出电路中产生的电压脉冲的每一个周期的变动宽度，非对称PWM控制比相位移动控制大。该倾向在占空比Da变低时变得显著。因此，若以低的占空比Da进行非对称PWM控制，则需要提高设置在输出电路的整流元件(二极管)的耐压。提高整流元件的耐压会带来正向的阻抗增加，结果是，成为输出电路中的损耗增加的主要原因。因此，在进行非对称PWM控制的情况下，其占空比Da优选设为30％以上。另外，在非对称PWM控制的占空比Da为30％时切换为相位移动控制的情况下，通过将相位移动控制的占空比Dp设为42％，能够在切换前后使降压比R一致。

优选地，在上述的直流电压变换电路中，所述控制部在进行所述非对称PWM控制时，对于在所述开关电路中串联地连接的两个所述开关元件，设为相互不同的导通比(导通期间相对于导通截止周期的比率)，并且具有空载时间期间而交替地进行导通截止控制，在所述空载时间期间进行软开关。通过进行软开关，能够抑制浪涌电压、浪涌电流的产生，因此能够提高与输出电路连接的负载的动作稳定性。空载时间期间的长度可考虑开关元件的寄生电容的大小等进行决定。如果进行不受限定的例示，则相对于各开关元件的导通截止周期为2％左右到10％左右的长度。

优选地，上述的直流电压变换电路的所述控制部在进行相位移动控制时，对于在所述开关电路中串联地连接的两个所述开关元件，使导通比一致，并且具有空载时间期间而交替地进行导通截止控制，在所述空载时间期间进行软开关。通过进行软开关，能够抑制浪涌电压、浪涌电流的产生，因此能够提高与输出电路连接的负载的动作稳定性。空载时间期间的长度可考虑开关元件的寄生电容的大小等进行决定。如果进行不受限定的例示，则空载时间期间的长度相对于各开关元件的导通截止周期为2％左右到10％左右的长度。

优选地，上述的直流电压变换电路的所述控制部进行控制，以使得从所述相位移动控制向所述非对称PWM控制切换时的所述降压比变得比从所述非对称PWM控制向所述相位移动控制切换时的所述降压比高。通过这样进行控制，能够抑制频发相位移动控制和非对称PWM控制的切换。另外，在该控制时，控制部可以监测输入电压Vin，如果成为给定的电压则进行切换，也可以监测输出电压Vout，如果成为给定的电压则进行切换。无论在哪种情况下，从相位移动控制向非对称PWM控制切换的降压比Rpa均变得比从非对称PWM控制向相位移动控制切换的降压比Rap高。

直流电压变换电路在具体的结构的一个例子中，具备与所述开关电路连接并且磁独立的两个变压器。优选地，所述输出电路包含如下的两个电路，即，包含所述两个变压器的次级侧的相互不同的一者以及所述整流元件。通过这样具有独立的两个变压器，在一个变压器向次级侧传递电力时，能够使另一个变压器作为蓄电设备发挥功能，能够减少直流电压变换电路中的能量损耗。

本发明的另一个方式是开关电源装置，其具备上述的直流电压变换电路和与所述直流电压变换电路具备的所述输入端子电连接的直流电源。

发明效果

根据本发明，提供一种即使输入电压变动，也能够抑制输出电压的变动的直流电压变换电路。此外，还提供一种具备这样的直流电压变换电路的开关电源装置。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式所涉及的电源装置的电路图。

图2是图1所示的电路在非对称PWM控制下进行动作的情况下的时序图。

图3是说明在图1所示的电路在非对称PWM控制下进行动作的情况下，处于第1状态时的动作(第1栅极驱动器GD1导通动作，第2栅极驱动器GD2截止动作的情况)的图。

图4是说明在图1所示的电路在非对称PWM控制下进行动作的情况下，处于第2状态时的动作(第2栅极驱动器GD2导通动作，第1栅极驱动器GD1截止动作的情况)的图。

图5是示出非对称PWM控制的情况下的降压比Ra与占空比Da的关系的曲线图。

图6的(a)是示出非对称PWM控制的情况下的输出波形的具体例(占空比Da：17％)的曲线图，图6的(b)是示出非对称PWM控制的情况下的输出波形的其他具体例(占空比Da：34％)的曲线图。

图7的(a)是用于说明流过图1所示的电路的串联电路部的电流的时序图，图7的(b)是用于说明在图1所示的电路所具有的谐振电路未适当地发挥功能的情况下流过串联电路部的电流的时序图。

图8的(a)是用于说明图1所示的电路所具有的谐振电路适当地发挥功能的情况的时序图，图8的(b)是用于说明图1所示的电路所具有的谐振电路未适当地发挥功能的情况的时序图，图8的(c)是对图1的(b)的一部分进行了放大的时序图。

图9是图1所示的电路在相位移动控制下进行动作的情况下的时序图。

图10是示出相位移动控制的情况下的降压比Rp与占空比Dp的关系的曲线图。

图11的(a)是示出相位移动控制的情况下的输出波形的具体例(占空比Da：28％)的曲线图，图11的(b)是示出相位移动控制的情况下的输出波形的其他具体例(占空比Da：45％)的曲线图。

图12是用于说明从相位移动控制向非对称PWM控制的切换的概念图。

图13是用于说明两个控制的切换具有迟滞的情况的概念图。

图14的(a)是示出控制的切换不具有迟滞的情况下的具体例的图，图14的(b)是示出控制的切换具有迟滞的情况下的具体例的图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。

图1是本发明的第1实施方式所涉及的电源装置的电路图。如图1所示，本发明的一个实施方式所涉及的开关电源装置100具备直流电压变换电路10和分别与直流电压变换电路10所具备的第1输入端子11以及第2输入端子12电连接的直流电源70。在图1中，直流电源70的正极端子与第1输入端子11连接，直流电源70的负极端子与第2输入端子12连接。直流电源70的负极端子与接地端子连接，第2输入端子12也可以接地。

直流电压变换电路10具备具有多个开关元件的开关电路SW1。具体地，在本实施方式中，开关电路SW1具备第1开关21、第2开关22、第3开关23以及第4开关24。这些开关元件均是具有场效应晶体管的开关元件。第1开关21以及第3开关23各自的一个端部相对于第1输入端子11并联地连接。第2开关22以及第4开关24各自的一个端部相对于第2输入端子12并联地连接。第1开关21的另一个端部与第2开关22的另一个端部连接，第1开关21和第2开关22构成串联连接(半桥电路)。第3开关23的另一个端部与第4开关24的另一个端部连接，第1开关21和第2开关22构成串联连接(半桥电路)。因此，在直流电压变换电路10中，包含第1开关21和第2开关22的串联连接和包含第3开关23和第4开关24的串联连接并联地连接在第1输入端子11与第2输入端子12之间，构成全桥电路。该全桥电路是开关电路SW1的中心结构。

直流电压变换电路10具备电容器33、第1变压器31的初级侧311以及极性与第1变压器31相等且磁独立的第2变压器32的初级侧321串联地连接的串联电路部SC1。电容器33是DC截止电容器，防止在串联电路部SC1、多个开关(从第1开关21到第4开关24)流入直流的大电流。在图1所示的直流电压变换电路10的串联电路部SC1中，对于包含电容器33、第1变压器31的初级侧311和第2变压器32的初级侧321的串联连接，还串联地连接有线圈34。

串联电路部SC1的一个端部(第1端部P1)连接在串联地连接的第1开关21与第2开关22之间，串联电路部SC1的另一个端部(第2端部P2)连接在串联地连接的第3开关23与第4开关24之间。

直流电压变换电路10具备如下的第1输出电路OC1，即，以串联连接的方式具备第1变压器31的次级侧312以及第1整流二极管41，并在第1整流二极管41的整流方向上的端部设置有第1输出端子51。第1输出电路OC1的输出电压Vout是第1输出端子51相对于设置在与第1整流二极管41的整流方向相反的一侧的端部的第2输出端子52的电位差。第2输出端子52也可以是接地端子。

直流电压变换电路10具备如下的第2输出电路OC2，即，以串联连接的方式具备第2变压器32的次级侧322以及第2整流二极管42，并在第2整流二极管42的整流方向上的端部连接有上述的第1输出端子51。与第2整流二极管42的整流方向相反的一侧的端部与上述的第2输出端子52连接。因此，第1输出电路OC1和第2输出电路OC2共用输出(第1输出端子51、第2输出端子52)。此外，在直流电压变换电路10中，第1变压器31的次级侧312和第2变压器32的次级侧322串联地连接，第1输出端子51成为输出第1变压器31的次级侧312与第2变压器32的次级侧322之间的电位的端子。

直流电压变换电路10具备控制多个开关(从第1开关21到第4开关24)的控制部60。本实施方式所涉及的直流电压变换电路10的控制部60能够实施下面说明的非对称PWM控制以及相位移动控制，至于进行哪个控制，由控制切换部61决定。控制部60具备四个脉冲驱动器电路(第1栅极驱动器GD1、第2栅极驱动器GD2、第3栅极驱动器GD3、第4栅极驱动器GD4)，从第1栅极驱动器GD1到第4栅极驱动器GD4相互独立地输出导通(ON)/截止(OFF)信号。控制部60具有控制切换部61，四个脉冲驱动器电路(第1栅极驱动器GD1、第2栅极驱动器GD2、第3栅极驱动器GD3、第4栅极驱动器GD4)与由控制切换部61决定的控制方法对应地进行动作。

(非对称PWM控制)

首先，对非对称PWM控制进行说明。在非对称PWM控制中，通过改变直流电压变换电路10所具备的多个开关元件(从第1开关21到第4开关24)中的串联地连接的两个开关元件(第1开关21以及第2开关22、和第3开关23以及第4开关24)的脉冲宽度来控制占空比。图2是非对称PWM控制的时序图。在控制切换部61决定进行非对称PWM控制的情况下，对第1开关21进行驱动的第1栅极驱动器GD1和对第4开关24进行驱动的第4栅极驱动器GD4被同步控制，对第2开关22进行驱动的第2栅极驱动器GD2和对第3开关23进行驱动的第3栅极驱动器GD3被同步控制。

如图2所示，控制部60具有空载时间期间dt而交替地对第1开关21和第2开关22进行导通截止控制。空载时间期间dt是为了防止串联连接的第1开关21和第2开关22同时成为导通而在电路流过贯通电流而设置的。从稳定地防止贯通电流的产生的观点出发，空载时间期间dt优选为一个导通截止周期期间的2％以上。由于空载时间期间dt不进行电压变换控制，所以过度延长空载时间期间dt会导致变换效率的下降。因此，空载时间期间dt优选为一个导通截止周期时间的10％以下。

基于图2进行具体的说明。对第1开关21进行控制的第1栅极驱动器GD1(对第4开关24进行控制的第4栅极驱动器GD4也被同步控制。)从时间t0到时间t1为截止，从时间t1到时间t2为导通，从时间t2到时间t5为截止。以下，同样地，从时间t5到时间t6为导通，从时间t6到时间t9为截止，时间t9以后为导通。对第2开关22进行控制的第2栅极驱动器GD2(对第3开关23进行控制的第3栅极驱动器GD3也被同步控制。)从时间t0到时间t3为截止，从时间t3到时间t4为导通。以下，同样地，从时间t4到时间t7以及从时间t8到时间t9以后为截止，从时间t7到时间t8为导通。因此，空载时间期间dt成为时间t0与时间t1之间，时间t2与时间t3之间，时间t4与时间t5之间，时间t6与时间t7之间，以及时间t8与时间t9之间。

若经过时间t0成为时间t1，第1栅极驱动器GD1成为导通，则第1开关21的漏极电压Vds1下降，第1开关21成为导通状态。因此，第1开关21的漏极电流Id1随时间的经过而增大。通过第4栅极驱动器GD4动作的第4开关24的漏极电压以及漏极电流也进行与第1开关21的漏极电压Vds1以及漏极电流Id1同样的动作。因此，从时间t1到时间t2的期间，如图3的黑虚线箭头A1所示，在串联电路部SC1中，电流从第1端部P1侧向第2端部P2侧流动。图3是说明在图1所示的电路在非对称PWM控制下进行动作的情况下，处于第1状态ST1时的动作(第1栅极驱动器GD1以及第4栅极驱动器GD4为导通动作，第2栅极驱动器GD2以及第3栅极驱动器GD3为截止动作的情况)的图。

因流过该串联电路部SC1的电流，在第1变压器31的初级侧311以及第2变压器32的初级侧321产生反电动势。在第1变压器31的次级侧312中，基于由该反电动势产生的电感电动势，在第1输出电路OC1流过电感电流(在图3中用黑虚线箭头B1示出。)。然而，由于第2输出电路OC2具有仅使从第2输出端子52侧向第1输出端子51侧流过电流的第2整流二极管42，所以在包含第2变压器32的次级侧322的第2输出电路OC2不流过电感电流。第1变压器31和第2变压器32磁独立，因此在第2变压器32蓄积基于反电动势的能量。

然后，若到达时间t2，则第1栅极驱动器GD1以及第4栅极驱动器GD4从导通成为截止，在时间t2与时间t3之间的空载时间期间dt中，漏极电压Vds1增大，第1开关21成为非导通状态。因此，在时间t1以后增大的第1开关21的漏极电流Id1在时间t2成为0A。

另一方面，在时间t0处，由于第2栅极驱动器GD2以及第3栅极驱动器GD3成为截止，所以在时间t0与时间t1之间的空载时间期间dt中，第2开关22的漏极电压Vds2增大，第2开关22成为非导通状态。因此，直到到达时间t0为止增大的第2开关22的漏极电流Id2在时间t0成为0A。成为时间t2，相对于第2栅极驱动器GD2以及第3栅极驱动器GD3维持截止，第1栅极驱动器GD1以及第4栅极驱动器GD4从导通成为截止，由此在时间t2与时间t3之间的空载时间期间dt开始。此时，包含第1开关21以及第3开关23的输出电容(场效应晶体管中的漏极-源极间电容)和电感元件(线圈34、第2变压器32)而构成谐振电路。基于该谐振电路的谐振的电压变动在时间t2与时间t3之间的空载时间期间dt中与第2开关22的漏极电压Vds2重叠，实现零伏特开关。此外，第2开关22的漏极电流Id2由于被重叠基于该谐振电路的电流，所以暂时成为负电流，实现软开关。

若到达时间t3，第2栅极驱动器GD2成为导通，则基于蓄积在第1开关21以及第3开关23的输出电容的电荷的谐振的影响变小，第2开关22的漏极电压Vds2稳定地下降，第2开关22成为导通状态。因此，第2开关22的漏极电流Id2随时间的经过而增大。通过第3栅极驱动器GD3动作的第3开关23的漏极电压以及漏极电流也进行与第2开关22的漏极电压Vds2以及漏极电流Id2同样的动作。因此，从时间t3到时间t4的期间，如图4的黑虚线箭头A2所示，在串联电路部SC1中，电流从第2端部P2侧向第1端部P1侧流动。图4是说明在图1所示的电路在非对称PWM控制下进行动作的情况下，处于第2状态ST2时的动作(第2栅极驱动器GD2以及第3栅极驱动器GD3为导通动作，第1栅极驱动器GD1以及第4栅极驱动器GD4为截止动作的情况)的图。

因流过该串联电路部SC1的电流，在第1变压器31的初级侧311以及第2变压器32的初级侧321也产生反电动势。在第2变压器32的次级侧322中，基于由该反电动势产生的电感电动势，在第2输出电路OC2流过电感电流(在图4中用黑虚线箭头B2示出。)。然而，由于第1输出电路OC1具有仅使从第2输出端子52侧向第1输出端子51侧流过电流的第1整流二极管41，所以在包含第1变压器31的次级侧312的第1输出电路OC1不流过电感电流。第1变压器31和第2变压器32磁独立，因此在第1变压器31蓄积基于反电动势的能量。

如以上说明的那样，在非对称PWM控制中，当在第1输入端子11与第2输入端子12之间施加了直流电压时，控制部60具有空载时间期间dt而交替地对第1开关21和第2开关22进行导通截止控制，由此使流过串联电路部SC1的电流的方向交替地反转。通过该控制部60的控制，交替地产生第1状态ST1和第2状态ST2。在第1状态ST1中，第1开关21以及第4开关24为导通，在第1输出电路OC1中电流向第1整流二极管41的整流方向流动(黑虚线箭头B1)，在第2变压器32中进行电能的蓄积。在第2状态ST2中，第2开关22以及第3开关23为导通，在第2输出电路OC2中电流向第2整流二极管42的整流方向流动(黑虚线箭头B2)，在第1变压器31中进行电能的蓄积。在第1实施方式所涉及的直流电压变换电路10中，如图2所示，第1开关21以及第4开关24为导通的期间全部为第1状态ST1，第2开关22以及第3开关23为导通的期间全部为第2状态ST2。

这样，在非对称PWM控制中，通过控制部60对第1开关21的导通比D1和第2开关22的导通比D2中的至少一者进行变更，从而能够变更第1输出端子51相对于第2输出端子52的电位差(输出电压Vout)。导通比是导通期间相对于开关元件的导通截止周期的比率，第1开关21的导通比D1以及第2开关22的导通比D2满足以下条件。

0＜D1＜1、

0＜D2＜1、

D1≠D2且

0＜D1+D2＜1

如上所述，由于D1≠D2，所以在第1状态ST1中向黑虚线箭头A1的方向流动的电流量与在第2状态ST2中向黑虚线箭头A2的方向流动的电流量不一致(非对称)。因此，在串联电路部SC1设置有作为DC截止电容器的电容器33，以使得不产生流过串联电路部SC1的电流的直流成分，即，以使得作为串联电路部SC1的整体而在第1端部P1与第2端部P2之间不向黑虚线箭头A1的方向(D1＞D2的情况)或黑虚线箭头A2的方向(D1＜D2的情况)流过电流。

在此，在第1开关21以及第4开关24为导通的期间后设置的空载时间期间dt比第1开关21以及第4开关24为导通的期间足够短，并且在第2开关22以及第3开关23为导通的期间后设置的空载时间期间dt比第2开关22以及第3开关23为导通的期间足够短的情况下，以下关系成立。

D1+D2≈1

此时，第1开关21的导通比D1成为非对称PWM控制的占空比Da，直流电压变换电路10的输出电压Vout与输入电压Vin的关系可使用占空比Da(0＜Da＜1，其中去除Da＝0.5。)以及变压器的卷绕数比(初级侧卷绕数/次级侧卷绕数)n而如下表示。另外，第1变压器31的绕组比和第2变压器32的绕组比被设定为相等。

Vout＝2×Da×(1-Da)×Vin/n

若将非对称PWM控制下的输出电压Vout相对于输入电压Vin的比率定义为降压比Ra，则上述数式能够标记为如下。

Ra＝2×Da×(1-Da)/n

图5是示出非对称PWM控制下的降压比Ra与占空比Da的关系的曲线图(其中，n＝1)。由于具有这样的关系，所以为了在输入电压Vin变动时维持输出电压Vout，只要在0＜Da＜0.5或0.5＜Da＜1的范围内控制Da即可。

图6是示出非对称PWM控制的情况下的输出波形的具体例的曲线图。图6的(a)中示出了在卷绕数比n为8的情况下，输入电压Vin为400V且占空比Da为17％时的各输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)中产生的输出电压脉冲的波形。在非对称PWM控制的占空比Da为17％的情况下，相对于第1栅极驱动器GD1以及第4栅极驱动器GD4的导通比D1以及D4与占空比Da同样地为17％，第2栅极驱动器GD2以及第3栅极驱动器GD3的导通比D2以及D3大约为83％(另外，由于空载时间期间dt的长度足够短，所以忽视。)。

因此，如图6的(a)所示，从一个输出电路(例如第1输出电路OC1)输出的电压脉冲所形成的波形(在图6的(a)中用实线示出。)和从另一个输出电路(第2输出电路OC2)输出的电压脉冲所形成的波形(在图6的(a)中用虚线示出。)大幅不同，特别是，脉冲宽度窄的电压脉冲的峰值电压变高，具体地，峰值电压为75V。因此，对于设置在不是产生该脉冲宽度短的电压脉冲的输出电路(第1输出电路OC1)的一方的输出电路(第2输出电路OC2)的二极管(第2整流二极管42)，需要即使向与整流方向相反的方向施加75V的电压也不使电流流过的功能。另外，脉冲宽度窄的电压脉冲的峰值电压为21V，两个电压脉冲的峰值电压差为24V。此外，在上述的情况(输入电压Vin：400V、占空比Da：17％、卷绕数比n：8)下的在第1输出端子51与第2输出端子52之间产生的平均电位差(输出电压Vout)为14V。

图6的(b)中示出了在卷绕数比n为8的情况下，输入电压Vin为250V且占空比Da为34％时的各输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)中产生的输出电压脉冲的波形。在该情况下，从两个输出电路输出的电压脉冲(在图6的(b)中一个用实线示出，另一个用虚线示出。)的波形之差(脉冲宽度之差、峰值电压之差)比图6的(a)的情况下的两个电压脉冲的波形之差小。具体地，在一个输出电路(例如第1输出电路OC1)中产生的电压脉冲的峰值电压为34V，在另一个输出电路(第2输出电路OC2)中产生的电压脉冲的峰值电压为26V，峰值电压差为8V。在该情况(输入电压Vin：400V、占空比Da：17％、卷绕数比n：8)下的在第1输出端子51与第2输出端子52之间产生的平均电位差(输出电压Vout)也与图6的(a)的情况同样地为14V。即，即使在输入电压Vin下降的情况下，也能够通过提高占空比Da来维持输出电压Vout。

根据图6所示的两个条件的对比可明确，在非对称PWM控制的情况下，为了使其在占空比Da小的条件下稳定地动作，对各输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)的二极管(第1整流二极管41、第2整流二极管42)要求的耐压变高。具体地，在图6的(a)的条件(占空比Da：17％)下，需要耐压为75V以上，但是在图6的(b)的条件(占空比Da：34％)下，耐压只要34V即可。在此，若整流二极管的耐压变高，则存在正向的情况下的阻抗变大的倾向。这意味着，若使用耐压高的整流二极管，则输出电路中的损耗变大，直流电压变换电路10中的变换效率下降。因此，在采用非对称PWM控制作为直流电压变换电路10的控制方法的情况下，在占空比Da比较高的范围内使用是有效率的，所以优选。

在本实施方式所涉及的直流电压变换电路10中，设置有谐振电路，具体地，设置有与开关(从第1开关21到第4开关24)的寄生电容相互作用的线圈34，以使得在非对称PWM控制下进行软开关。

图7的(a)是用于说明流过图1所示的电路的串联电路部的电流的时序图。图7的(b)是用于说明在图1所示的电路所具有的谐振电路未适当地发挥功能的情况下流过串联电路部的电流的时序图。图7的(a)的上侧的电流图是图2所示的第1开关21的漏极电流Id1，图7的(a)的中央的电流图是使图2所示的第2开关22的漏极电流Id2的极性反转的图。由于这些电流流过串联电路部SC1，所以如果将从第1端部P1侧到第2端部P2侧的流动设为正，则将图7的(a)的上侧的电流图和图7的(a)的中央的电流图合成而得到的电流图为流过串联电路部SC1的合成电流Isc的图，在图5的(a)的下侧示出。在图5的(a)的下侧的合成电流Isc的图中，通过位于串联电路部SC1的电感元件(线圈34、第1变压器31、第2变压器32)，合成电流Isc平缓地增减。

在位于串联电路部SC1的电感元件(线圈34、第1变压器31、第2变压器32)没有适当地发挥功能的情况下，如图7的(b)所示，合成电流Isc根据第1栅极驱动器GD1以及第2栅极驱动器GD2的动作而陡峭地变化。

图8的(a)是用于说明图1所示的电路所具有的谐振电路适当地发挥功能的情况的时序图。图8的(b)是用于说明图1所示的电路所具有的谐振电路未适当地发挥功能的情况的时序图。图8的(c)是对图1的(b)的一部分进行了放大的时序图。

在直流电压变换电路10中，在串联电路部SC1中设置线圈34，其自感Lr足够大等，谐振电路的电感元件适当地发挥功能的情况下，如图8的(a)所示，第1开关21的漏极电压Vds1成为0V以下，漏极电流Id1向负方向流动，实现了零伏特开关。另外，第1变压器31或第2变压器32也可以成为谐振电路的一部分。

相对于此，在谐振电路的电感元件未适当地发挥功能的情况(具体地，可例示未在串联电路部SC1设置线圈34的情况、虽然设置有但是其自感Lr过度小的情况等。)下，如图8的(b)以及图8的(c)所示，串联电路部SC1的阻抗增加，因此流过谐振电路的电容元件(具体地，第1开关21以及第4开关24的输出电容)的电流减少。因此，谐振电路所产生的电压的振幅的最大值(最大振幅电压)变小，第1开关21的漏极电压Vds1未下降到0V。此外，由于串联电路部SC1的电感小，时间常数τ变短。在图8的(c)所示的例子中，构成第1开关21的场效应晶体管成为导通动作的定时ton比时间常数τ晚。因此，未实现零伏特开关。此外，在第1开关21的漏极电压Vds1中产生尖峰状的电压上升(浪涌电压)，该电压上升可能成为噪声的原因。

如以上说明的那样，为了使第1开关21等开关元件适当地动作，优选谐振电路的电感元件的电感大。从该观点出发，设置线圈34。另外，在本实施方式所涉及的直流电压变换电路10中，由于第1变压器31和第2变压器32磁独立，所以在一个变压器(例如第1变压器31)参与的输出电路(第1输出电路OC1)中流过电流时，在另一个变压器(第2变压器32)参与的输出电路(第2输出电路OC2)中不流过电流，因此另一个变压器(第2变压器32)的初级侧(第2变压器32的初级侧321)与线圈34同样地，能够作为电感器发挥功能。

(相位移动控制)

接下来，对相位移动控制进行说明。在相位移动控制中，通过改变直流电压变换电路10所具备的多个开关元件中(从第1开关21到第4开关24)的未串联地连接的两个开关元件(第1开关21以及第4开关24、和第2开关22以及第3开关23)的相位的移动量来控制占空比Dp。图9是相位移动控制的时序图。在图9的时序图中，示出了从第1栅极驱动器GD1到第4栅极驱动器GD4的时序图，以及第1开关21的漏极电流Id1、第4开关24的漏极电流Id4以及第4开关24的漏极电压Vds4。

在直流电压变换电路10的控制部60的控制切换部61决定进行相位移动控制的情况下，对于在全桥电路中串联地连接的第1开关21以及第2开关22，具有空载时间期间dt而交替地进行导通截止控制。此外，同样地，对于在全桥电路中串联地连接的第3开关23以及第4开关24，也使导通比一致，并且具有空载时间期间dt而交替地进行导通截止控制。这一点与非对称PWM控制相同。空载时间期间dt的优选长度的范围也与非对称PWM控制相同(一个导通截止周期期间的2％以上且10％以下)。此外，在第1状态ST1中，第1开关21以及第4开关24导通，在第2状态ST2中，第2开关22以及第3开关23导通，这也与非对称PWM控制相同。然而，如下面说明的那样，在相位移动控制中，不进行第1开关21和第4开关24的同步控制以及第2开关22和第3开关23的同步控制，而通过使第1开关21和第4开关24的导通时间偏移，并且使第2开关22和第3开关23的导通时间偏移来设定占空比Dp。

在对第1输入端子11与第2输入端子12之间施加了直流电压时，控制部60分别对从第1开关21到第4开关24以不足0.5的相互相等的导通比D1到D4反复进行导通和截止。对于各开关，处于导通的状态的期间即导通期间Pon和处于截止的状态的期间即截止期间Poff的合计期间成为第1开关21的一个周期。导通比D1到D4不足0.5是因为在各开关的导通期间Pon后设置了空载时间期间dt。另外，相位移动控制也根据各开关元件(从第1开关21到第4开关24)的寄生电容设定线圈34的电感，以使得在空载时间期间dt中进行软开关。

控制部60进行控制，以使得导通第2开关22至第4开关24的定时从导通第1开关21的定时偏移。

首先，以从第1开关21成为导通起经过了比导通期间Pon短的给定的长度的期间即移动期间Ps为契机，使第4开关24导通而产生第1状态ST1。在直流电压变换电路10的控制部60的控制中，仅以下重复期间，即，相对于第1开关21相位偏移而成为导通的第4开关24为导通的期间与第1开关21所涉及的导通期间Pon的重复期间成为第1状态ST1，而并不是第1开关21所涉及的导通期间Pon的全部为第1状态ST1。

接着，以第1开关21成为截止起经过了空载时间期间dt为契机，使第2开关22导通。通过使第1开关21成为截止，第1状态ST1结束。

接下来，以第2开关22成为导通起经过了移动期间Ps为契机，使第3开关23导通而产生第2状态ST2。在相位移动控制中，仅以下重复期间，即，相对于第2开关22相位偏移而成为导通的第3开关23为导通的期间与第2开关22所涉及的导通期间Pon的重复期间成为第2状态ST2，而并不是第2开关22所涉及的导通期间Pon的全部为第2状态ST2。

在相位移动控制中，通过变更第1状态ST1的期间的长度以及第2状态ST2的期间的长度来变更第1输出端子51相对于第2输出端子52的电位差(输出电压Vout)。作为控制部60的控制的具体的一个例子，在空载时间期间dt比开关的导通期间Pon足够短的情况下，根据导通比D1能够近似为D4≈0.5，因此输出电压Vout与移动期间Ps具有以下关系，通过变更移动期间Ps的长度，能够调整输出电压Vout。具体地，相位移动控制的占空比Dp由(Pon-Ps)/(Pon+Poff)表示，为0＜Dp＜0.5。相位移动控制下的降压比Rp(输出电压Vout相对于输入电压Vin的比率)可使用该占空比Dp以及变压器的卷绕数比(初级侧卷绕数/次级侧卷绕数)n由下述数式表示。

Rp＝Dp/n

根据上述数式，降压比Rp与占空比Dp的关系在n＝1的情况下，成为通过(Dp、Rp)＝(0、0)的点和(Dp、Rp)＝(0.5、0.5)的点的直线。图10是示出相位移动控制下的降压比Ra与占空比Da的关系的曲线图(其中，n＝1)。由于具有这样的关系，所以为了在输入电压Vin变动时维持输出电压Vout，只要在0＜Dp＜0.5的范围内控制Dp即可。另外，在图10用虚线示出了非对称PWM控制的降压比Ra与占空比Da的关系。

将图10与图5(示出非对称PWM控制的情况下的降压比Ra与占空比Da的关系的曲线图)对比，在占空比D相等的情况下，与相位移动控制相比，降压比R在非对称PWM控制的情况下变得更高。这是因为，在相位移动控制中，在通过第1开关21与第4开关24之间来定义的移动期间Ps期间中存在第1开关21和第3开关23为导通期间且第2开关22和第4开关24为截止期间的换流期间Pt。在该换流期间Pt中，形成包含串联电路部SC1并通过第1开关21以及第3开关23的闭电路，该期间对从输入侧向输出侧的能量传递没有贡献。该换流期间Pt也存在于通过第2开关22与第3开关23之间来定义的移动期间Ps期间中。相对于此，在非对称PWM控制中，除了空载时间期间dt以外，进行从输入侧向输出侧的能量传递。因此，若使占空比D相等，则与相位移动控制相比，降压比R在非对称PWM控制的情况下变得更高。

图11是示出相位移动控制的情况下的输出波形的具体例的曲线图。图11的(a)中示出了在卷绕数比n为8的情况下，输入电压Vin为400V且占空比Da为28％时的各输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)中产生的输出电压脉冲的波形(一个用实线示出，另一个用虚线示出。)。图11的(b)中示出了在卷绕数比n为8的情况下，输入电压Vin为250V且占空比Da为34％时的各输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)中产生的输出电压脉冲的波形(一个用实线示出，另一个用虚线示出。)。无论在哪种条件的情况下，若对比两个输出电路(第1输出电路OC1、第2输出电路OC2)中产生的输出电压脉冲(用实线示出的脉冲和用虚线示出的脉冲)，脉冲的上升定时均相互偏移半个周期，但是波形的形状相等。图11的(a)所示的输出电压脉冲的峰值电压为48V，比图11的(b)所示的输出电压脉冲的峰值电压(30V)高，但是脉冲宽度相对比图11的(b)窄。因此，在第1输出端子51与第2输出端子52之间产生的平均电位差(输出电压Vout)在任意条件下均为14V。

若将图11所示的结果也与图6所示的非对称PWM控制进行对比，则在输入电压Vin为400V的情况下，在非对称PWM控制中，占空比Da变低(17％)，在输出电路中产生的电压脉冲的峰值电压变高(75V)，但是在相位移动控制中，占空比Dp高(28％)，在输出电路中产生的电压脉冲的峰值电压相对低(48V)。另一方面，在输入电压Vin为250V的情况下，在相位移动控制中，占空比Dp接近50％(45％)，但是在非对称PWM控制中，占空比Da依然低(28％)，在非对称PWM控制下在输出电路中产生的电压脉冲的峰值电压(34V)与在相位移动控制下在输出电路中产生的电压脉冲的峰值电压(30V)没有显著差别。

根据这些对比，可理解以下方面。即，在输入电压Vin高且占空比D比较低的情况下采用相位移动控制，如果输入电压Vin变低而相位移动控制的占空比Da在变高，则通过切换为非对称PWM控制，能够通过非对称PWM控制的优点(即使输入电压Vin变低而占空比Dp变高，控制范围也宽)来覆盖相位移动控制的缺点(若输入电压Vin变低，则需要提高占空比Da，控制范围变窄)。

此外，在通过非对称PWM控制使直流电压变换电路10动作的情况下，如果占空比Da在变低，则通过切换为相位移动控制，能够使输出电路(第1输出电路OC1或第2输出电路OC2)中产生的电压脉冲的峰值电压变低。

(控制的切换)

这样，在使直流电压变换电路动作时，若切换占空比D与降压比R的关系不同的多个控制，则在切换时，占空比D和降压比R中的至少一者不同地进行切换。因此，通过切换控制，能够转变为与切换前的控制的状态相比优点更大的状态。

以下，以将二次电池作为电源的情况为例，对上述的控制切换的优越性进行说明。二次电池的刚刚完全充满之后的放电电压和开始使用起经过了给定时间时的放电电压不同，前者高而后者低。也就是说，若将二次电池作为电源，则输入电压Vin随时间的经过而下降。然而，对与输出端子(第1输出端子51、第2输出端子52)连接的负载允许的电位变化被限制(通常为±5％左右。)。因此，直流电压变换电路10要求即使输入电压Vin下降，也能够抑制输出电压Vout的下降。关于这一点，在直流电压变换电路10中，即使在输入电压Vin下降的情况下，也能够通过提高占空比D来维持输出电压Vout。

如前述的那样，为了使其在占空比Da低的条件下通过非对称PWM控制进行动作，需要提高输出电路的整流二极管的耐压，但是在降压比Ra靠近上限的范围内，与相位移动控制下的占空比Dp相比，占空比Da的控制范围变得更宽。因此，在本实施方式所涉及的直流电压变换电路10中，在占空比Dp不足给定的比率(在图12中示出了40％的情况。)的情况下进行相位移动控制，在相位移动控制的占空比Dp为给定的比率以上的情况下进行非对称PWM控制。图12是用于说明从相位移动控制向非对称PWM控制的切换的概念图。相位移动控制与非对称PWM控制的切换是使降压比R一致而进行的。通过使降压比R一致而进行控制的切换，刚刚切换之后的非对称PWM控制的占空比Da变得比相位移动控制的占空比Dp低。因此，切换后的占空比Dp的允许控制范围Tp(＝50％-Dp)变得比即将切换前的占空比Da的允许控制范围Ta(＝50％-Da)大。因此，通过进行控制切换，降压比R的控制性变高。

如果基于图12对该切换进行具体的说明，例如即使在相位移动控制下占空比Dp成为40％的情况下，若使降压比R一致而切换为非对称PWM控制，则占空比Da成为28％，到50％为止能够确保足够的控制范围。如图12所示，即将控制切换前的相位移动控制的占空比Dp为40％，因此该情况下的允许控制范围Tp仅为10％，但是通过切换控制，占空比Da成为28％，因此允许控制范围Ta增大至22％。

如果从其他观点出发对控制切换的效果进行说明，在非对称PWM控制下占空比Da为45％时，在相位移动控制中，为了维持降压比R所需的占空比Dp成为49.5％。如果不将设置在第1开关21的导通期间与第2开关22的导通期间之间的空载时间期间dt设定为不足一个周期的1％，则不能设定这样的占空比Dp。设置在第3开关23的导通期间与第4开关24的导通期间之间的空载时间期间dt也相同。过渡缩短空载时间期间dt会产生贯通电流而使电路破损的可能性变高，因此在现实中不能设定。

从减少对与输出端子连接的负载的影响的观点出发，控制切换前后的降压比的变动越少越优选。即将切换前的降压比Rp与刚刚切换之后的降压比Ra的关系优选为(Ra-Rp)/Rp为±5％以下，更优选为±3％以下。

相位移动控制和非对称PWM控制的切换定时的决定方法没有限定。例如，在控制部60中决定控制的切换的控制切换部61可以将输入电压Vin作为输入而进行切换的判断，也可以将输出电压Vout(在第1输出端子51与第2输出端子52之间产生的平均电位差)作为输入而进行切换的判断。

在前者的情况(输入电压Vin基准)下，预先决定从相位移动控制切换为非对称PWM控制的输入电压Vin以及在该定时的非对称PWM控制的占空比Da和从非对称PWM控制切换为相位移动控制的输入电压Vin以及在该定时的相位移动控制的占空比Dp。然后，监测输入电压Vin，如果因输入电压Vin下降而将相位移动控制的占空比Dp设定为成为预先决定的切换定时的占空比Dp，则切换为非对称PWM控制，将其占空比Da设定为给定的值。另一方面，如果因输入电压Vin增大而将非对称PWM控制的占空比Da设定为成为预先决定的切换定时的占空比Da，则切换为相位移动控制，将其占空比Dp设定为给定的值。

在后者的情况(输出电压Vout基准)下，预先决定从相位移动控制切换为非对称PWM控制的输出电压Vout以及在该定时的非对称PWM控制的占空比Da和从非对称PWM控制切换为相位移动控制的输出电压Vout以及在该定时的相位移动控制的占空比Dp。然后，监测输出电压Vout，如果输出电压Vout下降到给定的值，则从相位移动控制切换为非对称PWM控制，将其占空比Da设定为给定的值。另一方面，如果输出电压Vout增大到给定的值，则只要从非对称PWM控制切换为相位移动控制，并将其占空比Dp设定为给定的值即可。

如以上说明的那样，在本发明的一个实施方式所涉及的直流电压变换电路10中，控制部60具有控制切换部61，能够进行基于相位移动控制和非对称PWM控制的动作。通过这些控制切换，变更构成全桥的四个开关元件(从第1开关21到第4开关24)的导通截止定时。由于直流电压变换电路10以高速进行开关元件(从第1开关21到第4开关24)的导通截止控制，所以若控制切换过度高频度地产生，则会屡次产生过渡状态。这样的过渡状态的频发有可能对控制稳定性造成不理想的影响。因此，控制部60的控制切换部61进行控制，以使得从相位移动控制向非对称PWM控制切换时的降压比Rp变得比从非对称PWM控制向相位移动控制切换时的降压比Ra高。即，使得两个控制的切换具有迟滞。

图13是用于说明两个控制的切换具有迟滞的概念图。在从降压比R低且进行相位移动控制的状态开始，起因于输入电压Vin的下降而占空比Dp在变高的情况下，降压比Rp也变高。如用图12的实线箭头示出的那样，以降压比Rp到达给定的值Rpa(在图13中为0.4V)为条件，控制切换部61从相位移动控制向非对称PWM控制切换。然后，与输入电压Vin的下降对应地使占空比Da提高，使降压比Ra提高。

另一方面，在从降压比R高且进行非对称PWM控制的状态开始，起因于输入电压Vin的增加而占空比Da在变低的情况下，降压比Ra也变低。如用图12的虚线箭头示出的那样，以降压比Ra到达给定的值Rap(在图13中为0.36V)为条件，控制切换部61从相位移动控制向非对称PWM控制切换。然后，与输入电压Vin的下降对应地使占空比Dp变低，使降压比Rp下降。

图14的(a)是示出控制的切换不具有迟滞的情况下的具体例的图。在从相位移动控制向非对称PWM控制切换时的降压比Rpa与从非对称PWM控制向相位移动控制切换的降压比Rap相等的情况(Rpa＝Rap)下，在进行相位移动控制时，若在给出降压比R的测定值(输入电压Vin、输出电压Vout)中重叠噪声信号而降压比Rp比成为非对称PWM控制下的切换阈值的降压比Rpa增加少许，则控制切换部61会决定从相位移动控制切换为非对称PWM控制，并执行控制切换。在这样刚刚成为非对称PWM控制之后，若因测定信号包含的噪声的影响而降压比Ra到达成为向相位移动控制的切换阈值的降压比Rap，则控制切换部61会决定从非对称PWM控制切换为相位移动控制，并执行控制切换。因此，如图14的(a)所示，若降压比R接近控制切换的阈值，则频发基于控制切换部61的控制切换，有可能电路的动作不稳定化。

图14的(b)是示出控制的切换具有迟滞的情况下的具体例的图。如图14的(b)所示，在从相位移动控制向非对称PWM控制切换的降压比Rpa被设定为比从非对称PWM控制向相位移动控制切换时的降压比Rap高的情况下，在进行相位移动控制时，进入到降压比Rpa与降压比Rap之间的降压比R的范围(迟滞宽度)内时，保持相位移动控制，在成为降压比Rpa以上时，进行向非对称PWM控制的控制切换。同样地，在进行非对称PWM控制时，在降压比R进入到迟滞宽度时，保持非对称PWM控制，在成为降压比Rap以下时，进行向相位移动控制的控制切换。因此，即使在给出降压比R的信号中包含有噪声成分的情况下，也能够适当地排除其影响，避免控制切换过度频繁地产生。

以上说明的实施方式是为了使本发明容易理解而记载的，并不是为了限定本发明而记载的。因此，上述实施方式所公开的各要素的主旨在于还包含属于本发明的技术的范围的全部的设计变更、等同物。

例如，在上述的说明中，将电源为二次电池的情况作为了例子，但是也可以在电源中除了二次电池以外，还包含太阳能发电等的发电设备。在该情况下，基于二次电池的放电时间的经过的输入电压Vin的下降和基于来自发电设备的电能的输入的输入电压Vin的上升重叠，结果是，直流电压变换电路10应实现的降压比R的范围有可能变大。即使在这样的情况下，也能够通过例如设定如图14所示的迟滞宽度，使直流电压变换电路10稳定地动作。

在进行相位移动控制和非对称PWM控制的切换的控制时，也可以测定输入电压Vin、输出电压Vout，直接使用测定结果进行切换的判断，但是也可以预先决定从相位移动控制向非对称PWM控制切换的占空比Dpa以及从非对称PWM控制向相位移动控制切换的占空比Dap，在控制部进行了将占空比Dp作为占空比Dpa的决定的定时、进行了将占空比Da作为占空比Dap的决定的定时进行控制的切换。

产业上的可利用性

本发明的一个实施方式所涉及的直流电压变换电路能够作为大输出的开关电源的部分电路而适当地使用。

符号说明

10：直流电压变换电路；

11：第1输入端子；

12：第2输入端子；

21：第1开关；

22：第2开关；

23：第3开关；

24：第4开关；

31：第1变压器；

32：第2变压器；

33：电容器；

34：线圈；

41：第1整流二极管；

42：第2整流二极管；

51：第1输出端子；

52：第2输出端子；

60：控制部；

61：控制切换部；

70：直流电源；

100：开关电源装置；

311：第1变压器的初级侧；

312：第1变压器的次级侧；

321：第2变压器的初级侧；

322：第2变压器的次级侧；

A1、A2、B1、B2、：黑虚线箭头；

D：占空比；

Da：非对称PWM控制的占空比；

Dp：相位移动控制的占空比；

GD1：第1栅极驱动器；

GD2：第2栅极驱动器；

GD3：第3栅极驱动器；

GD4：第4栅极驱动器；

Id1：第1开关的漏极电流；

Id2：第2开关的漏极电流；

Id4：第4开关的漏极电流；

Isc：合成电流；

OC1：第1输出电路；

OC2：第2输出电路；

P1：第1端部(串联电路部的一个端部)；

P2：第2端部(串联电路部的另一个端部)；

Poff：截止期间；

Pon：导通期间；

Ps：移动期间；

Pt：换流期间；

R：降压比；

Ra：非对称PWM控制的降压比；

Rap：成为从非对称PWM控制切换为相位移动控制的阈值的降压比；

Rp：相位移动控制的降压比；

Rpa：成为从相位移动控制切换为非对称PWM控制的阈值的降压比；

SC1：串联电路部；

ST1：第1状态；

ST2：第2状态；

SW1：开关电路；

Ta：允许控制范围；

Tp：允许控制范围；

Vds1：第1开关的漏极电压；

Vds2：第2开关的漏极电压；

Vds4：第4开关的漏极电压；

Vin：输入电压；

Vout：输出电压；

dt：空载时间期间；

ton：场效应晶体管成为导通动作的定时。

Claims (7)

1.一种直流电压变换电路，具备具有多个开关元件的开关电路和控制所述多个开关元件的动作的控制部，所述直流电压变换电路的特征在于，

所述控制部能够执行：

非对称PWM控制，通过改变所述多个开关元件中的串联地连接的两个开关元件的脉冲宽度来控制占空比；以及相位移动控制，通过改变所述多个开关元件中的未串联地连接的两个开关元件的相位的移动量来控制占空比，

在所述占空比不足给定的比率的情况下，进行所述相位移动控制，

在所述占空比为所述给定的比率以上的情况下，进行所述非对称PWM控制，

所述相位移动控制和所述非对称PWM控制的切换是使降压比一致而进行的，

所述控制部对于在所述开关电路中串联地连接的两个所述开关元件具有空载时间期间而交替地进行导通截止控制，

所述空载时间期间为各所述开关元件的一个导通截止周期期间的2％以上且10％以下。

2.根据权利要求1所述的直流电压变换电路，其特征在于，

所述控制部进行控制，以使得从所述相位移动控制向所述非对称PWM控制切换时的所述降压比变得比从所述非对称PWM控制向所述相位移动控制切换时的所述降压比高。

3.一种直流电压变换电路，具备具有多个开关元件的开关电路和控制所述多个开关元件的动作的控制部，所述直流电压变换电路的特征在于，

所述控制部能够执行：

非对称PWM控制，通过改变所述多个开关元件中的串联地连接的两个开关元件的脉冲宽度来控制占空比；以及相位移动控制，通过改变所述多个开关元件中的未串联地连接的两个开关元件的相位的移动量来控制占空比，

在所述占空比不足给定的比率的情况下，进行所述相位移动控制，

在所述占空比为所述给定的比率以上的情况下，进行所述非对称PWM控制，

所述相位移动控制和所述非对称PWM控制的切换是使降压比一致而进行的，

所述控制部进行控制，以使得从所述相位移动控制向所述非对称PWM控制切换时的所述降压比变得比从所述非对称PWM控制向所述相位移动控制切换时的所述降压比高。

4.根据权利要求1或3所述的直流电压变换电路，其特征在于，

所述控制部在进行所述非对称PWM控制时，对于在所述开关电路中串联地连接的两个所述开关元件，设为相互不同的导通比，并且在所述空载时间期间进行软开关。

5.根据权利要求1或3所述的直流电压变换电路，其特征在于，

所述控制部在进行所述相位移动控制时，对于在所述开关电路中串联地连接的两个所述开关元件，使导通比一致，并且在所述空载时间期间进行软开关。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的直流电压变换电路，其特征在于，

所述直流电压变换电路还具备与所述开关电路连接并且磁独立的两个变压器。

7.一种开关电源装置，其特征在于，具备：

权利要求1至6中任一项所述的直流电压变换电路；以及直流电源，其与所述直流电压变换电路的输入端子电连接。