JPH0723076B2 - 車輌用高圧放電灯の点灯回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明車輌用高圧放電灯の点灯回路の詳細を以下の項目
に従って説明する。

A.産業上の利用分野 B.発明の概要 C.従来技術 a.一般的背景 b.従来例 D.発明が解決しようとする課題 E.課題を解決するための手段 F.実施例［第１図乃至第８図］ a.全体の回路構成［第１図］ b.DC昇圧回路［第２図］ ｂ−1.回路［第２図（Ａ）］ ｂ−2.動作［第２図（Ｂ）］ c.DC−ACプッシユプルインバータ回路 ［第３図］ ｃ−1.回路［第３図（Ａ）］ ｃ−2.動作［第３図（Ｂ）］ d.LC負荷及びイグナイタ回路［第４図］ ｄ−1.回路［第４図（Ａ）］ ｄ−2.動作［第４図（Ｂ）］ e.イグナイタ始動回路［第４図］ ｅ−1.回路［第４図（Ａ）］ ｅ−2.動作［第４図（Ｂ）］ f.制御回路［第５図乃至第８図］ ｆ−1.制御方法［第５図、第６図］ ｆ−2.回路［第７図］ ｆ−２−a.消灯時間検出回路 ｆ−２−b.PWM制御回路 ｆ−3.動作［第８図］ g.始動時間及び再始動時間 G.発明の効果 （A.産業上の利用分野） 本発明は新規な車輌用高圧放電灯の点灯回路に関する。
詳しくは、車輌用高圧放電灯の消灯時間に応じて点灯始
動時に放電灯の定格電流以上の電流を流す時間を制御
し、これによって放電灯の点灯又は再点灯時にその光束
を非常に短時間で定格光束迄到達させるようにした新規
な車輌用高圧放電灯の点灯回路を提供しようとするもの
であり、とくに車輌用前照灯の光源として注目を浴びて
いるメタルハライドランプの実用化を大幅に促進させよ
うとするものである。

（B.発明の概要） 本発明車輌用高圧放電灯の点灯回路は、直流電源から直
流電圧入力端子を介して入力される入力電圧の昇圧を行
なう昇圧回路と、該昇圧回路からの直流電圧を正弦波交
流電圧に変換するコンバータ回路と、交流電圧出力端子
を介して高圧放電灯の点灯を行なう起動手段と、昇圧回
路の出力電圧を制御する制御手段とを備えた車輌用高圧
放電灯の点灯回路において、制御手段を、高圧放電灯の
消灯時間を検出する消灯時間検出手段と、該消灯時間検
出手段からの信号に応じて放電灯の点灯始動時又は再始
動時に放電灯の定格電流以上の電流が所定時間だけ流れ
るように昇圧回路の出力電圧を制御する信号を昇圧回路
に送出するランプ電流手段とから構成し、放電灯の消灯
時間に応じて始動時のランプ電流が定格電流以上になる
時間を制御し、これによって放電灯点灯時の始動時間や
再始動時間を大幅に短縮することができるようにしたも
のである。

（C.従来技術） （a.一般的背景） 自動車においては、近時、夜間走行上の安全性や車体の
空力特性の向上、あるいは省電力化に対する要求が高ま
っており、従って、自動車用前照灯といえどもこの例外
ではなく、夜間走行上の安全に対しては視認性の向上が
要求され、また、空力特性の向上に対してはヘッドライ
トのスラント化や小型薄型化等が求められている。

そして、省電力化に関しては消費電力、光源効率、寿命
の点で従来のハロゲンランプを遥かに上回る特性を有す
るメタルハライドランプが注目されている。

即ち、メタルハライドランプはガラス球内に起動ガス
（アルゴン等）、水銀及び金属沃化物を充填して形成さ
れていて、放電電極に高電圧が印加されると起動ガスの
ガス放電後に水銀アーク放電が発生し、これによって発
生した熱によって金属沃化物が気化され、水銀アーク内
で解離される結果、金属原子の固有スペクトルをもった
高光束の放射がなされるものである。

（b.従来例） このようなメタルハライドランプを含む高圧放電灯の点
灯回路として、例えば、特開昭62-259391号公報に示さ
れるものが知られている。

そして、この公報に示された回路は直流電源によって高
圧放電灯を点灯させるために、直流電源と、該直流電源
に接続された昇圧用のアップコンバータと、アップコン
バータからの直流電圧を正弦波交流電圧に変換するため
にアップコンバータに接続された正弦波コンバータと、
起動回路等から構成されている。そして、放電灯の点灯
時に正弦波交流を供給することによって、矩形波交流電
圧の供給に起因する音響的共鳴による放電灯の動作不安
定を解消し、また、アップコンバータを可制御直流電圧
コンバータとすることによって、出力調整を可能にした
ものである。

（D.発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記したような回路によって、直流電源
による高圧放電灯の点灯が可能になったが、放電灯を最
初に点灯してから規定の明るさになる迄に要する時間
（始動時間）や、一旦消灯してからの再点灯したときに
規定の明るさになる迄に要する時間（再始動時間）がか
かりすぎるという問題がある。

これは、放電灯を初めて点灯する際にガラス球が冷えた
状態から放電が開始されるためにガラス球内の金属沃化
物が蒸気化される迄の時間を要してしまうこと、及び一
旦点灯した後再点灯を行なう場合には消灯後ある時間を
経過するとガラス球内の圧力が非常に高くなり、従っ
て、放電開始電圧が高くなってしまうという事実による
ためである。

（E.課題を解決するための手段） そこで、本発明車輌用高圧放電灯の点灯回路は上記した
問題点を解決するために、直流電源が接続される直流電
圧入力端子を有し該直流電圧入力端子からの入力電圧の
昇圧を行なう昇圧回路と、昇圧回路から入力される直流
電圧を正弦波交流電圧に変換するコンバータ回路と、高
圧放電灯が接続される交流電圧出力端子を有し該高圧放
電灯の点灯を行なうための起動手段と、昇圧回路の出力
電圧を制御する制御手段とを備えた車輌用高圧放電灯の
点灯回路において、上記制御手段が高圧放電灯の消灯時
間を検出する消灯時間検出手段と該消灯時間検出手段か
らの信号に応じて放電灯の点灯始動時又は再始動時にお
いて放電灯の定格電流以上の電流が所定時間だけ流れる
ように昇圧回路の出力電圧を制御する信号を昇圧回路に
送出するランプ電流制御手段とを有し、これにより、高
圧放電灯の消灯時間に応じて放電灯の点灯始動時又は再
始動時のランプ電流が定格電流以上となる時間を制御す
るようにしたものである。

従って、本発明によれば、制御手段が、高圧放電灯の消
灯時から次のの点灯迄の経過時間に応じて点灯始動時又
は再始動時のランプ電流が定格電流以上となる時間を制
御し、これによって常に放電灯内の物理的な状態に適合
したランプ電流を流すことができるので、放電灯の点灯
又は再点灯時にこの光束を短時間で定格光束に到達させ
ることができる。

（F.実施例）［第１図乃至第８図］ 以下に、本発明車輌用高圧放電灯の点灯回路の詳細を添
付図面に示した実施例に従って説明する。尚、図示され
た実施例は本発明を自動車用メタルハライドランプの点
灯回路に適用したものである。

（a.全体の回路構成）［第１図］ １は自動車用メタルハライドランプの点灯回路である。

２は直流電源としてのバッテリーであり、出力電圧はDC
12V程度とされている。

３はDC昇圧回路であり、その入力端子はバッテリー２の
電源端子に点灯スイッチ2Aを介して接続されている。

４はDC−ACプッシユプルインバータ回路であり、その入
力端子はDC昇圧回路３の出力端子に接続されており、DC
昇圧回路３からの直流電圧を正弦波交流電圧に変換する
ために設けられている。

５はLC負荷及びイグナイタ回路であり、その入力端子は
DC−ACプッシユプルインバータ回路４の出力端子に接続
されている。

６は上記イグナイタ回路５の出力端子に接続されたメタ
ルハライドランプであり、そのランプ特性は消費電力35
W、光束2700lm（ルーメン）以上、色温度約4000K（ケル
ビン）とされている。

７はイグナイタ回路５を始動するためのイグナイタ始動
回路であり、イグナイタ回路５に起動信号を送出すると
共にランプ電流を検出する回路も備えている。

８は制御回路であり、メタルハライドランプ６の消灯時
間を検出し、これに応じてDC昇圧回路３の昇圧量を加減
してメタルハライドランプ６の定格電流の数倍に達する
電流が所定時間だけ流れるように制御するために設けら
れた回路である。

以下に、これら各部の回路構成及びその動作を説明して
行くことにする。

（b.DC昇圧回路）［第２図］ DC昇圧回路３としてはフォワードコンバータ９が用いら
れている。

（ｂ−1.回路）［第２図（Ａ）］ 10は入力端子であり、そのうちの一方10aは点灯スイッ
チ2Aを介してバッテリー２のプラス端子に接続され、他
方の10bはマイナス端子に接続されている。よって、入
力電圧（V₁（Ｖ）とする。）はバッテリー電圧に略等し
いものとされる。

11はトランスであり、その一時巻線11aの一端は入力端
子10aに接続され、他端はFET12を介して入力端子10bに
接続されている。尚、FET12のゲートは制御端子13に接
続されており、後述する制御回路８から送られて来る制
御パルスが入力され、該制御パルスのデューティーサイ
クルによってDC昇圧回路３による昇圧量が制御されるよ
うになっている。

14はスナバー回路であり、並列接続された抵抗及びコン
デンサとこれらに直列に接続されたダイオードからな
り、トランス11の一次巻線11aの端子間に介挿されてお
り、FET12のスイッチングノイズを低減するために設け
られている。

15、16はダイオードであり、その一方15のアノードはト
ランス11の二次巻線11bの一端に接続されている。また
ダイオード16のカソードはダイオード15のカソードに接
続され、そのアノードは二次巻線11bの他方の端子に接
続されている。

17はインダクタであり、その一端はダイオード15のカソ
ードに接続されており、他端は出力端子18の一方の端子
18aに接続されている。

19は有極性コンデンサであり、その正極端子がインダク
タ17の反ダイオード15側の端子に接続され、また、負極
端子が出力端子18の他方の端子18bに接続されており、
これによってインダクタ17と共に平滑回路を形成してい
る。尚、出力端子18の他方の端子18bは二次巻線11bの他
方の端子に接続されている。

（ｂ−2.動作）［第２図（Ｂ）］ 次に、フォワードコンバータ９の動作を第２図（Ｂ）に
概略的に示す動作波形図に従って説明する。

尚、第２図（Ｂ）中、V_GSはFET12のゲート−ソース間電
圧、V_11aはトランス11の一次巻線11aの端子電圧、V_DSは
FET12のドレイン−ソース間電圧、I_Lはインダクタ17を
流れる電流I_Oは出力電流、I_DはFET12のドレイン電流を
表わしている。また、T_ONは制御パルスのデューティー
期間、T_OFFは制御パルスのオフ期間を表わしている。

先ず、FET12のゲートに制御端子13からあるデューティ
ーサイクルの方形波パルスが送られると、FET12のスイ
ッチング動作が行なわれる。

即ち、FET12がオン状態のときにはトランス11の一次巻
線11aに入力電圧が印加され、鉄心の磁束が増加する。

そして、FET12がオフ状態に移ると、FET12の導通時に増
加した磁束が減少しようとしフライバック電圧が発生す
る。

トランス11の二次電圧はFET12がオンしている時にダイ
オード15が導通するため整流され平滑回路17、19により
平均化されて出力される。つまり上記したエネルギーが
戻されて入力電圧V₁に重畳された形で取り出されること
になる。

この時の入出力関係は出力電圧をV₀（Ｖ）と、トランス
11の巻数比をｎとすると あるいは、制御パルスのデューティーサイクル（Ｄ％と
する。） を（１）式に代入して となる。

このように、制御パルスのデューティーサイクルＤ％を
制御することによってこれに比例した出力電圧を得るこ
とができる。

例えば、入力電圧V₁＝12V、ｎ＝0.081としてデューティ
ーサイクルをＤ％＝10〜50％の間で変化させるときは、
出力電圧はV₀＝14.8〜74Vに変化することになる。

（c.DC−ACプッシュプルインバータ回路）［第３図］ DC−ACプッシュプルインバータ回路４は上記したDC昇圧
回路３からの直流電圧に比例した正弦波交流電圧に変換
するもので、LC共振を利用した自励式の電流形インバー
タが用いられている。（ｃ−1.回路）［第３図（Ａ）］ 20は入力端子であり、そのプラス端子20a及びマイナス
端子20bはDC昇圧回路３の出力端子18a、18bに各々接続
されている。

21はプラスラインであり、21′はマイナスラインであ
る。

22はチョークコイルであり、一方の端子はプラスライン
21に接続され、他方の端子はトランス23の一次側のセン
タータップに接続されている。

24、25はともにFETであり、その一方のFET24のドレイン
はトランス23の一次巻線の一方の端子に接続されてお
り、他方のFET25のドレインはトランス23の一次巻線の
他方の端子に接続されており、また、これらFET24、25
のソースはマイナスライン21′に接続されている。そし
て、FET24、25のゲートは帰還巻線26の両端に各別に接
続されており、FET24、25の各々のゲートとプラスライ
ン21との間には各々定電流ダイオード27、27′が介挿さ
れ、FET24、25の各ゲートとマイナスライン21′間には
抵抗28、28′が各々介挿されている。

29、29はツェナーダイオードであり、各々のカソードが
向き合わせに直列接続された状態でFET24のゲートとマ
イナスライン21′間に介挿されており、また、同様にツ
ェナーダイオード29′、29′がFET25のゲートとマイナ
スライン21′間に介挿されており、これらのツェナーダ
イオード29、29、29′、29′はランプ起動時にトランス
23を介して加えられるサージ電圧からFET24、25を保護
するために設けられている。

30はトランス23の一次巻線端子間に接続されたコンデン
サである。

31はトランス23の二次巻線端子間に接続されたコンデン
サである。

32、32′はトランス23の二次巻線の両端に接続された出
力端子である。

（ｃ−2.動作）［第３図（Ｂ）］ 次に、DC−ACプッシュプルインバータ回路４の動作を説
明する。尚、第３図（Ｂ）中、Vⁱ _GS（ｉ＝24、25）はFE
Tのゲート−ソース間電圧、Iⁱ _D（ｉ＝24、25）はドレイ
ン電流、Vⁱ _DS（ｉ＝24、25）はドレイン−ソース間電圧
を示し、添字ｉ＝24、25は各々FET24、25を表わしてい
る。またV_C30はコンデンサ30の端子電圧を示している。

入力端子20にDC昇圧回路３からの直流電圧が加えられる
と、定電流ダイオード27、27′を介してFET24、25にゲ
ート電圧が加えられるが、このとき、スレシホールド電
圧が低い方のFET、例えばFET24がオン状態となり、発振
が開始される。

そして、入力端子20に流れ込んだ電流はチョークコイル
22の定電流作用によって略一定の直流電流となり、FET2
4がオン状態にある間略一定ドレイン電流I²⁴ _Dが流れ
る。尚、この間、オフ状態とされている他方のFET25に
はそのドレイン−ソース間にコンデンサ30とトランス23
の一次巻線との共振による正弦半波交流電圧が印加され
る。

そして、帰還巻線26を介してFET25のゲートに抵抗28′
の端子電圧を中心とした正弦波状のゲート電圧が加えら
れると今度はFET25がオン状態となりFET24がオフ状態と
され、このように２つのFET24、25が相反的にスイッチ
ング動作されるために、各々のドレイン電流I²⁴ _D、I²⁵ _D
は互いに逆相の矩形波状となり、また、コンデンサ30に
加えられる電圧V_C30が正弦波状となる。

従って、上記V_C30がトランス23を介して出力端子32、3
2′に出力されることになる。例えば、入力電圧を15〜5
0Vにすると、これに対して出力電圧約220〜700V、遅れ
力率0.8程度の正弦波交流出力が得られる。尚、この時
の発振周波数ｆはトランス23の一次巻線のインダクタン
ス（L_Pとする。）とコンデンサ30、31のうち静電容量の
小さい方のコンデンサの容量Ｃにより決定され、 となる。

（d.LC負荷及びイグナイタ回路）［第４図］ 次にLC負荷及びイグナイタ回路５の説明を行なう。

（ｄ−1.回路）［第４図（Ａ）］ 33、33′は入力端子であり、DC−ACプッシュプルインバ
ータ回路４の出力端子32、32′に各別に接続される。

34はトランスでありその一方の巻線34aはこれを流れる
電流が所定値以上になると飽和する可飽和インダクタン
スであり、一端が入力端子33に接続され、他端はコンデ
ンサ35を介して出力端子の一方36に接続されている。こ
のように、LC負荷はトランス34の一方の巻線34aとコン
デンサ35とからなる。そして、トランス34の他方の巻線
34bの一端が接続ライン37を介して後述するイグナイタ
始動回路７のリレー接点のコモン端子に接続されてお
り、また巻線34bの他端は所定のブレークダウン電圧V_BD
を有する双方向性２端子サイリスタSSS（Silicon Symme
trical Switch）38の一方の端子に接続されている。ま
た、SSS38の他方の端子と接続ライン37との間には互い
に並列な抵抗39とコンデンサ40が介挿されている。

41は入力端子33とトランス34の一方の巻線34aとの間を
結ぶ電源ラインである。

41′は電源ラインであり、他方の入力端子33′と他方の
出力端子36′との間をランプ電流検出用トランス42の一
方の巻線42aを介して結んでおり、該電源ライン41′と
コンデンサ40の反接続ライン37側の端子との間には抵抗
43とダイオード44が直列に接続された状態で介挿されて
いる。

尚、メタルハライドランプ６は上記出力端子36、36′間
に接続される。

（ｄ−2.動作）［第４図（Ｂ）］ しかして、イグナイタ回路５の動作は次のようになる。
尚、第４図（Ｂ）に示す波形図中V_INは入力電圧、V_C40
はコンデンサ40の端子電圧、V_OUTはランプ起動時の出力
電圧を示している。

先ず、入力端子33、33′を介してDC−ACプッシュプルイ
ンバータ回路４からの正弦波交流（約220〜700V）が入
力される。

そして、イグナイタ始動回路７のリレー接点が閉じられ
ると電源ライン41と接続ライン37とが導通し、これによ
って電源ライン41→接続ライン37→コンデンサ40→抵抗
43→ダイオード44→電源ライン41′というループが閉成
されるためにコンデンサ40の充電が開始される。

そして、入力電圧が負の間はダイオード44によってコン
デンサ40の放電経路が阻止されているため電位が上昇し
て行く。尚、この時の時定数はコンデンサ40の静電容量
及び抵抗43の抵抗値により決定される。

そして、コンデンサ40の電位がSSS38のブレークオーバ
ー電圧V_BDに達するとSSS38がオン状態となり、この時の
瞬時電圧がトランス34の巻線34bに加わり、巻線34aの両
端にはトランス34の巻線比ｎにより決定される高圧パル
ス（以下、「イグナイタパルス」という。）が伝えられ
る。つまり、イグナイタパルスの電圧はトランス34の効
率をηとするV_BD×ｎ×η（V:ボルト）程度となる。そ
して、この発生されたイグナイタパルスが正弦波交流に
重畳されて出力端子36、36′を介してメタルハライドラ
ンプ６に印加されることになる。

よって、このようなイグナイタパルスがいくつか印加さ
れるためにメタルハライドランプ６が点灯すると共に、
イグナイタ始動回路７のリレー接点が開かれるために電
源ライン41と接続ライン37との導通が断たれることにな
る。

尚、イグナイタパルスのパルス間隔はコンデンサ40の静
電容量、抵抗43及びSSS38のブレークダウン電圧V_BDによ
って規定される。

（e.イグナイタ始動回路）［第４図］ イグナイタ始動回路７は上記イグナイタ回路５を動作さ
せてメタルハライドランプ６を点灯させた後イグナイタ
パルスの発生を停止させる役割を担っている。

（ｅ−1.回路）［第４図（Ａ）］ 45はSSSであり、その一端がイグナイタ回路５のトラン
ス42の二次巻線42bの反接地側端子に接続され、他方の
端子は接地されている。

46は抵抗、47はコンデンサであり、これらはRCローパス
フィルタを形成しており、抵抗46の一方の端子はSSS45
の反接地側端子に接続され、コンデンサ47は抵抗46の他
方の端子と接地ラインとの間に介挿されている。

48は整流用のダイオードであり、そのアノードはコンデ
ンサ47の反接地側の端子に接続されており、該ダイオー
ド48のカソードと接地ラインとの間には電解コンデンサ
49が介挿されており、これにより整流回路が構成されて
いる。

50はエミッタ接地のNPNトランジスタであり、そのゲー
トは抵抗51を介してダイオード48のカソードに接続さ
れ、コレクタは点灯スイッチ2Aを介してバッテリー２に
接続された図示しない定電圧電源回路の電源端子に抵抗
52を介して接続されている。

53はNPNトランジスタであり、エミッタ接地とされ、そ
のコレクタは上記トランジスタ50のコレクタに接続され
ている。そして、そのベースは抵抗54及び電解コンデン
サ55とからなるCR回路に接続された後抵抗56を介して電
源端子に接続されている。

57はNPNトランジスタであり、やはりエミッタ接地とさ
れており、そのベースは抵抗58を介して、上記したトラ
ンジスタ50、53のコレクタに接続されている。

59は接点59aを有するリレーであり、そのコイル59bの一
端はトランジスタ57のコレクタに接続され、他方の端子
は電源端子に接続されている。そして、前述したよう
に、リレー59の接点59aのコモン端子は接続ライン37を
介してイグナイタ回路５のコンデンサ40の反抵抗43側の
端子に接続されると共に、NO（ノーマルオープン）端子
はイグナイタ回路５の電源ライン41に接続され、NC（ノ
ーマルクローズ）端子は開放されている。

（ｅ−2.動作）［第４図（Ｂ）］ しかして、イグナイタ始動回路７の動作は以下のように
なる。尚、第４図（Ｂ）中、R_Y59はリレー59の動作を示
している。

先ず、点灯スイッチ2Aの投入直後には未だランプ電流が
流れおらずトランス42には電圧が加わらないためトラン
ジスタ50はオフ状態であり、よって、トランジスタ57が
オンとなりリレー59が動作し、その接点59aはNC接点か
らNO接点に切換わり、これによって前述したイグナイタ
回路５の動作が行なわれる。

尚、イグナイタパルスが発生している間高圧パルスがト
ランス42を介してイグナイタ始動回路７に加えられる
が、これはSSS45と、抵抗46及びコンデンサ47からなる
フィルタによってカットされるためトランジスタ50のオ
フ状態が維持される。

そして、メタルハライドランプ６が点灯すると、このと
きのランプ電流によりトランス42を介して電圧がSSS45
に加わり、これがRCローパスフィルタ46、47を経てダイ
オード48及びコンデンサ49によって整流されてベース電
位が上がり、トランジスタ50がオン状態となる。よって
今までオン状態であったトランジスタ57がオフ状態にな
るのでリレー59がオフ状態となり、接点59aがNC側に切
換わるためイグナイタパルスの発生が停止される。

また、メタルハライドランプ６が点灯しないにもかかわ
らずリレー59がオン状態となり続けイグナイタ回路５に
よりイグナイタパルスが印加し続けるという事態を避け
るために、抵抗54とコンデンサ55からなるCR回路の時定
数とベース電位とにより規定される時間が経過するとト
ランジスタ53がオン状態となり、トランジスタ57がオフ
するようになっている。

（f.制御回路）［第５図乃至第８図］ 次に、制御回路８の説明に移るが、その回路構成を説明
する前に制御回路８の制御方法について説明する。

（ｆ−1.制御方法）［第５図、第６図］ 先ず、始動時間又は再始動時間を短縮するためには点灯
初期にメタルハライドランプ６の定格電流の数倍の電流
（以下、「オーバーカレント」と呼び、その値をI
₀（Ａ）とする。）を所定時間（以下、「オーバーカレ
ント時間」という。）だけ流す必要がある。第５図は横
軸に時間、縦軸にランプ電流をとって、ランプ電流の時
間的変化を示したものであり、ラインl₁、l₂、l₃は各々
のオーバーカレント時間（l₁（ｉ＝１、２、３）に対応
するオーバーカレント時間をt_i（ｉ＝１、２、３）
（秒）とする。）がt₁＜t₂＜t₃という関係を有するもの
とされ、また、ラインl₀はその立ち上がり時の電流値が
オーバーカレント未満である場合を示している。

ところで、ランプ消灯後数秒の間に再点灯を行なう場合
には、メタルハライドランプ６のガラス球は充分に熱
く、金属沃化物が蒸気化されているため再点灯後におけ
る光束は瞬時に立ち上がり定格の光束迄達する。よっ
て、この場合に、点灯初期に定格以上の電流を流すとラ
ンプを破壊してしまうため、オーバーカレントが流れな
いように制御する必要がある（ラインl₀参照）。

また、ランプ消灯後数十秒の間に再点灯を行なう際には
メタルハライドランプ６内のガス圧が非常に高くなって
いるため高い始動電圧を加えることが必要となる。この
ため、ランプの光束が短時間に定格光束に到達するよう
に経過時間に応じてオーバーカレント時間の制御がなさ
れる。

即ち、点灯初期のオーバーカレントが所定時間流れた後
減退して定格電流（I_c（Ａ）とする。）に至るランプ電
流が流されるように制御される（ラインl₁、l₂参照）。

最初のランプ点灯時、あるいは消灯後長時間、例えば１
分以上経過してから点灯を行なうような場合にはメタル
ハライドランプ６のガラス球が冷えた状態から点灯が開
始されるので、点灯初期のオーバーカレントを一定時
間、例えば、１秒間だけ流した後定格電流に移行するよ
うに制御する（ラインl₃参照）。

以上に説明した内容を図示により明らかにしたものが第
６図に示されている。尚、第６図は横軸に消灯時間、縦
軸にオーバーカレント時間をとって両者の関係を示した
ものである。

図からわかるように消灯時間がある値、例えば、１分を
超えない範囲においてはオーバーカレント時間は消灯時
間の増加と共に徐々に増加し、消灯時間が１分を超える
範囲ではオーバーカレント時間が常に一定値、例えば、
１秒間になるように制御される。

（ｆ−2.回路）［第７図］ 制御回路８はメタルハライドランプ６の消灯時間を検出
するための消灯時間検出回路60と、該消灯時間検出回路
60からの信号に応じて所定のデューティーサイクルをも
った制御パルスを作り出してフォワードコンバータの制
御端子13に送出するPWM制御回路61とからなる。

（ｆ−２−a.消灯時間検出回路） 62はコンデンサであり、その一端が接地され、他端はア
ナログスイッチ63を介して抵抗64の反接地側端子に接続
されると共に直列接続された抵抗65、ダイオード66及び
アナログスイッチ67を介して電源端子に接続されてい
る。

そして、アナログスイッチ63がオン状態のときにはコン
デンサ62と抵抗64によりCR回路が形成される。

68はスイッチ制御回路であり、アナログスイッチ63、67
のスイッチングを制御するために設けられている。即
ち、該スイッチ制御回路68によってアナログスイッチ63
は点灯スイッチ2Aが切れた状態でオン状態とされ、点灯
スイッチ2Aが投入されるとオフ状態になるように制御さ
れる。また、アナログスイッチ67は電源投入時にはオフ
状態とされ、所定時間後にオン状態になるように制御さ
れる。

69はバッファであり、その入力端子はコンデンサ62の反
接地側端子に接続されており、また出力端子はダイオー
ド70を介して積分回路71の一部をなす抵抗72の反コンデ
ンサ73側の端子に接続されている。

74はコンパレータであり、その反転入力端子はコンデン
サ73の反接地側端子に接続され、また、非反転入力端子
は分圧抵抗75、75′の間に接続されている。そして、コ
ンパレータ74の出力端子はPWM制御回路61の入力端子に
接続されている。

（ｆ−２−b.PWM制御回路） PWM制御回路61はエアーランプ、PWM、基準部をパッケー
ジ化した制御用ICと、これに附属する受動素子等からな
っており、制御用ICの出力端子はトランスを介してフォ
ワードコンバータ９の制御端子13に接続されている。

（ｆ−3.動作）［第８図］ 次に、制御回路８の動作について説明する。

先ず、メタルハライドランプ６の消灯直前迄はアナログ
スイッチ67がオン状態であるためコンデンサ62の満充電
の状態とされている。

そして、点灯スイッチ2Aが開かれるとアナログスイッチ
63がオン状態となるのでコンデンサ62は抵抗64を通して
放電され、端子電圧は徐々に低下する。

その後、再び点灯スイッチ2Aが入り、電源が投入される
とスイッチ制御回路68からの信号によってアナログスイ
ッチ63がオフ状態となるため、この時のコンデンサ62の
端子電圧がバッファ69及び積分回路71を介してコンパレ
ータ74の反転入力端子に入力される。

この時のコンパレータ74の入力電圧の時間的変化を出力
信号と併せて図示すると第８図に示すようになる。尚、
図中横軸は時間を示し、縦軸はコンパレータ74の入力電
圧を示している。また、破線は分圧抵抗75、75′により
決定される基準電圧（V_ref（Ｖ）とする。）を示してい
る。

図からわかるように消灯時間が短い場合には曲線76に示
すように電圧の立ち上がりが早く、従って、コンパレー
タ74の出力がＨ信号になっている時間が短く、また、消
灯時間が長い場合には曲線77に示すように立ち上がりが
遅く、従ってコンパレータ74がＨ信号を出力している時
間が長い。

このようにコンパレータ74がＨ信号を出力している時間
がオーバーカレント時間に相当し、PWM制御回路61に送
出されるため、該PWM制御回路61はこの期間中所定のデ
ューティーサイクル、例えばＤ％＝50％の制御パルスが
フォワードコンバータ９の制御端子13に出力され、フォ
ワードコンバータ９の出力電圧が所定の値になる。

そして、オーバーカレント時間の経過後にはコンパレー
タ74の出力はＬ信号に切り換わるため、PWM制御回路61
はデューティーサイクルの小さい、例えばＤ％＝10％程
度の制御パルスをフォワードコンバータ９の制御端子13
に送出するので、フォワードコンバータ９の出力電圧が
低下することになる。

（g.始動時間及び再始動時間） しかして、点灯回路１によれば制御回路８によってメタ
ルハライドランプ６の消灯時間に応じて定格の数倍に及
ぶランプ電流が点灯の始動又は再始動時に適切な時間だ
け流れるように制御されるため、従来に比して短い始動
時間又は再始動時間でランプの光束が定格光束に到達す
ることになる。

（G.発明の効果） 以上に記載したところから明らかなように本発明車輌用
高圧放電灯の点灯回路は、直流電源が接続される直流電
圧入力端子を有し該直流電圧入力端子からの入力電圧の
昇圧を行なう昇圧回路と、昇圧回路から入力される直流
電圧を正弦波交流電圧に変換するコンバータ回路と、高
圧放電灯が接続される交流電圧出力端子を有し該高圧放
電灯の点灯を行なうための起動手段と、昇圧回路の出力
電圧を制御する制御手段とを備えた車輌用高圧放電灯の
点灯回路において、上記制御手段が、高圧放電灯の消灯
時間を検出する消灯時間検出手段と、該消灯時間検出手
段からの信号に応じて放電灯の点灯始動時又は再始動時
において放電灯の定格電流以上の電流が所定時間だけ流
れるように昇圧回路の出力電圧を制御する信号を昇圧回
路に送出するランプ電流制御手段とを有し、これによ
り、高圧放電灯の消灯時間に応じて放電灯の点灯始動時
又は再始動時のランプ電流が放電灯の定格電流以上とな
る時間を制御するようにしたことを特徴とする。

従って、本発明によれば、制御手段が、高圧放電灯の消
灯時から次の点灯迄の経過時間に応じて点灯始動時又は
再始動時のランプ電流が定格電流以上となる時間を制御
し、これによって常に放電灯内の物理的な状態に適合し
たランプ電流を流すことができるので、放電灯の点灯又
は再点灯時にこの光束を短時間で定格光束に到達させる
ことができる。

尚、前記実施例においてはDC昇圧回路にフォワードコン
バータを用いたが、本発明の技術的範囲がこれに限られ
ることはなく、例えばチョッパー方式の昇圧型DC−DCコ
ンバータ等を用いても良く、また、制御回路に関しても
消灯時間を検出する手段と、これに応じてオーバーカレ
ント時間を制御し得る回路構成であれば如何なる形態で
も良い。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第８図は本発明車輌用高圧放電灯の点灯回路
の実施の一例を示すものであり、第１図は全体の回路ブ
ロック図、第２図はDC昇圧回路の構成及び動作を説明す
るための図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は概略的な
動作波形図、第３図はDC−ACプッシュプルインバータ回
路の構成及び動作を説明するための図であり、（Ａ）は
回路図、（Ｂ）は概略的な動作波形図、第４図はLC負荷
及びイグナイタ回路とイグナイタ始動回路とを併せて説
明するための図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は概略
的な動作波形図、第５図乃至第８図は制御回路の回路及
び動作を説明するための図であり、第５図は制御方法を
説明するためのランプ電流の時間的変化を示すグラフ
図、第６図は消灯時間とオーバーカレント時間との関係
を説明するためのグラフ図、第７図はブロック図、第８
図はコンパレータの入力電圧の時間変化と出力信号を併
せて示すグラフ図である。 符号の説明 １……車輌用高圧放電灯の点灯回路、２……直流電源、
３……昇圧回路、４……コンバータ回路、５、７……起
動手段、６……高圧放電灯、８……制御手段、９……昇
圧回路、10……直流電圧入力端子、36、36′……交流電
圧出力端子、60……消灯時間検出手段、61……ランプ電
流制御手段

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源が接続される直流電圧入力端子を
   有し該直流電圧入力端子からの入力電圧の昇圧を行なう
   昇圧回路と、昇圧回路から入力される直流電圧を正弦波
   交流電圧に変換するコンバータ回路と、高圧放電灯が接
   続される交流電圧出力端子を有し該高圧放電灯の点灯を
   行なうための起動手段と、昇圧回路の出力電圧を制御す
   る制御手段とを備えた車輌用高圧放電灯の点灯回路にお
   いて、 上記制御手段が、 高圧放電灯の消灯時間を検出する消灯時間検出手段と、 該消灯時間検出手段からの信号に応じて放電灯の点灯始
   動時又は再始動時において放電灯の定格電流以上の電流
   が所定時間だけ流れるように昇圧回路の出力電圧を制御
   する信号を昇圧回路に送出するランプ電流制御手段とを
   有し、 これにより、高圧放電灯の消灯時間に応じて放電灯の点
   灯始動時又は再始動時のランプ電流が放電灯の定格電流
   以上となる時間を制御するようにした ことを特徴とする車輌用高圧放電灯の点灯回路