JP2003530812A - ピーク検出器を備える安定器 - Google Patents

ピーク検出器を備える安定器

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JP2003530812A
JP2003530812A JP2001575784A JP2001575784A JP2003530812A JP 2003530812 A JP2003530812 A JP 2003530812A JP 2001575784 A JP2001575784 A JP 2001575784A JP 2001575784 A JP2001575784 A JP 2001575784A JP 2003530812 A JP2003530812 A JP 2003530812A
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ジョハン、シー．ハルバースタッド
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Koninklijke Philips NV
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Philips Electronics NV
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Abstract

(57)【要約】 この発明はエネルギー源から負荷へ電気的なエネルギーを供給するためのエネルギーコンバータに関する。このコンバータは、一次側および二次側を有し、この二次側が前記負荷に接続されるように設けられているトランスフォーマーを備えている。少なくとも第１および第２の制御可能なスイッチが互いに直列に配置されている。このエネルギーコンバータはさらに、前記トランスフォーマーの一次側に交流電流を生成するために、前記第１および第２のスイッチが開放および閉とすること伴う制御信号を生成するための制御装置を備え、この制御装置は、前記第１および第２のスイッチスイッチングの瞬間を決定するために第１のスイッチと第２のスイッチとの間のノードにおける単位時間当たりの電圧の変化の値に関連するまたはこれに等しい量の値を閾値と比較する手段としての比較器を備えている。この制御装置は、前記量の達成された最大値を決定すると共に、この量の決定された最大値に基づいて前記閾値を決定するために設けられている。その結果、前記比較器の遅延が、近接容量モードにおいて、スイッチングが最小スイッチング損失で行なわれている間に、補償されるようにしても良い。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 この発明は、エネルギー源から負荷へと電気的エネルギーを供給するエネルギ
ーコンバータに係り、特に、一次側と二次側とを有し、二次側は動作時に前記負
荷に接続されたトランスフォーマーと、少なくとも第１および第２の直列接続さ
れ、動作時にはエネルギー源に接続され制御可能なスイッチと、前記第１および
第２のスイッチに対して逆並列接続されたダイオードと、を備えるエネルギーコ
ンバータに関し、また、前記トランスフォーマーの一次側において交流電流を生
成するために前記第１および第２のスイッチが開とされたり閉とされたりするの
に伴って制御信号を生成する制御装置を備え、さらにこの制御装置が前記第１お
よび第２のスイッチのスイッチングの瞬間を決定するために、前記第１および第
２のスイッチの間のノードにおける単位時間当たりの電圧の変化に関連するまた
はこれに等しい量の値を閾値と比較するための手段を備えるエネルギーコンバー
タに関するものである。
【０００２】 このタイプのエネルギーコンバータは、それ自体が、とりわけ米国特許第５，
０７５，５９９号および米国特許第５，６９６，４３１号より公知である。この
コンバータにおいては、負荷はしばしば整流器であり、エネルギー源はＤＣ電圧
源である。負荷と共に、このエネルギーコンバータは、その対象としてエネルギ
ー源のＤＣ入力電圧を負荷のＤＣ出力電圧へと変換しなければならない。しかし
ながら、この負荷は整流器以外のその他の異なる装置により構成されていても良
く、この装置には交流の電圧が供給されている。したがって、エネルギーコンバ
ータは、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータおよびＤＣ／ＡＣコンバータにより構成さ
れている。
【０００３】 エネルギーコンバータの満足な動作のためには、交流電流を生成するためのス
イッチが丁度良い瞬間にオン切換およびオフ切換される。これらのスイッチがオ
ン切換およびオフ切換される周波数は、このコンバータの動作のモードを定義し
ている。もしも周波数が充分に高いならば、このエネルギーコンバータは規則的
な誘導モードで動作している。このモードにおいては、トランスフォーマーの一
次側を流れる電流の位相は、ノードにおける電圧の位相に追従している。電流誘
導スイッチが開とされた後に、および他のスイッチのダイオードが電流の誘導を
開始した後は、他のスイッチが開とされる。その場合には、スイッチング損失は
ない。両方のスイッチが開とされる時間間隔は、非重複（non-overlap）時間と
して参照されることになる。
【０００４】 このコンバータは、複数のスイッチのスイッチング周波数、したがってトラン
スフォーマーの一次側を流れる交流電流の周波数が、この交流電流が少なくとも
ノードにおけるこの交流電流とほとんど同相となる点にまで、低減されたときに
近似容量モードで動作する。電流誘導スイッチが開とされた後で、かつ、このス
イッチに対して互いに逆並列に配置されたダイオードが誘導を開始する前に、ト
ランスフォーマーの一次側を流れる電流の方向は反転される。その場合にもしも
他のスイッチが閉とされているならば、ハードスイッチング（hard switching―
強引な切換―）が行なわれる。このことは、関連するスイッチをまたいで電圧差
があるときに、切換が瞬時に行なわれることを意味している。これはスイッチン
グ損失を結果するであろう。
【０００５】 一般的は、エネルギーコンバータは誘導モードにおいて動作することが望まれ
ている。この目的を達成するために、非重複時間がハードスイッチングすなわち
スイッチング損失を防止するのに充分に長い時間となるように選択されているこ
とは重要である。しかしながら、余りに長い非重複時間の場合にはハードスイッ
チングもまた発生してスイッチング損失が生じることになるので、最大値を制限
されている。
【０００６】 誘導モードで動作するエネルギーコンバータ用の重複時間を決定するために、
第１および第２のスイッチのノードにおける単位時間当たりの電圧の変化の値に
関係するまたは等しくなる量の値を、閾値と比較すると共に、他方で第１および
第２のスイッチの切換の瞬間を決定するための手段を備える制御装置を提供する
ことは公知である。より具体的には、他方のスイッチが閉とされる瞬間は、エネ
ルギーコンバータのキャパシタンスを介して流れる電流を計測することにより決
定され、このキャパシタンスは、それが単位時間当たりのノードでの電圧の変化
の値を低減させるような方法によって、エネルギーコンバータ内に組み入れられ
ている。他方のスイッチは、この電流の値が低減して相対的に小さな正の閾値に
等しくなったその瞬間に閉とされる。実践的な仕上げにしたがって、切換の瞬間
は、比較器の手段を用いて、電流感知抵抗の電圧を参照電圧と比較することによ
って決定される。この感知抵抗は、前記キャパシタンスに直列に配置されていて
も良いし、または、容量性電流分割器を介する交流電流通路内に組み入れられて
いても良い。公知のエネルギーコンバータの欠点は、相対的に小さな入力信号お
よび相対的に小さな傾斜（スロープ）に基づいて動作している比較器が、遅延さ
せられた方法で反応することができるということである。その結果、関連するス
イッチは、遅れすぎて切り換えられるかもしれない。これは、言い換えると、こ
の誘導モードにおいてはハードスイッチングが今までのところ発生しており、切
換損失を結果することを意味している。
【０００７】 この発明の目的は、上述した問題の解決方法を提供することにある。また、こ
の発明の更なる目的は、近似容量モードで動作しているときに、スイッチング損
失を最小にまで低減することのできるエネルギーコンバータを提供することにあ
る。
【０００８】 この発明によれば、エネルギーコンバータは前記量の到達した最大値を決定し
て、この量の決定された最大値に基づいて、前記閾値を決定するために設けられ
ている。閾値は前記量の決定された最大値に基づいて決定されているので、前記
遅延、および前記制御装置内でおそらく用いられる比較器を補償することが可能
となる。
【０００９】 この閾値は、エネルギーコンバータが近似容量モードで動作するときに、ノー
ドにおける交流電圧が極度値に達したときに関連するスイッチが閉とされるよう
な方法での最大値に基づいて、個別的に選択することができる。この極度値は、
スイッチング損失を最小にすることを結果している。その理由は、その瞬間に閉
とされるスイッチを横切る電圧差が最小であるからである。
【００１０】 とりわけ、閾値は最大値を、０と１との間の値を有する因数Ｋ倍したものに等
しい。この因数Ｋは、スイッチング損失が近似容量モードにおいて最小となるよ
うに、特に選択されるようにしても良い。誘導モードにおいては、このＫは、重
複時間がスイッチング損失が全く存在していない非重要な値を有するように保持
される。
【００１１】 したがって、トランスフォーマーの一次側を流れる交流電流の周波数が低いた
めに交流電流が少なくともノードの電圧と同相となるときに、ノードの電圧は極
度値となるものと仮定した瞬間に、複数のスイッチングの瞬間のうちの１つが一
致するように、因数Ｋが決定されることが好ましいことになる。したがって、こ
の因数Ｋは、近似容量モード内でスイッチング損失が最小となるように決定され
ている。
【００１２】 このエネルギーコンバータはまた、好ましくは、単位時間当たりの電圧の変化
の値を制限するためのキャパシタンスを少なくとも備えており、前記電圧の変化
の値はキャパシタンスを流れる電流の値に関連する前記量の値である。もしもこ
のキャパシタンスが現れていないならば、単位時間当たりのノードにおける電圧
は非常に大きな変化を有するであろうし、寄生容量に依存することになるであろ
う。半導体スイッチが大きな寄生容量を有しないならば、それ故に単位時間当た
りのノードにおける電圧の変化の値を制限するためのキャパシタンスを備えるこ
とは長所である。
【００１３】 後の場合、複数のスイッチングの瞬間のうちの１つがキャパシタンスを流れる
電流がゼロの瞬間と一致するのに対して、トランスフォーマーの一次側を流れる
交流電流が低いためにこの交流電流が少なくともノードにおける電圧と実質的に
同相となるときに、前記瞬間の前の電流の値がゼロにまで減少するようにして、
因数Ｋは決定されている。したがって制御装置は、第１の測定用キャパシタンス
を介して前記最大値を決定するためのノードに接続された電流ピーク検出器を備
えている。
【００１４】 この変形例の更なる合成にしたがい、制御装置はさらに、前記ピーク電流検出
器に接続されて前記因数Ｋにより前記最大値を乗算する乗算器と、第２の測定用
キャパシタンスと、前記乗算器の出力に接続されると共に前記第２の測定用キャ
パシタンスを介して前記ノードに接続された比較器とを備え、前記比較器は、前
記ピーク検出器の出力信号がこの比較器の出力信号と等しくなった瞬間を決定す
るために設けられている。
【００１５】 一般的には、第１および第２のキャパシタンスは、この場合少なくとも１つお
よび同一のキャパシタンスにより形成されている。
【００１６】 これらおよび他のアスペクトは、以下に説明される実施形態から明らかであっ
て、またこれら実施形態にしたがって明らかとなるであろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１における参照番号１は、エネルギーコンバータの可能な実施形態を示して
いる。このエネルギーコンバータは、この技術分野の状態にしたがったおよびこ
の発明に係るエネルギーコンバータとしての、エネルギーコンバータの形態であ
っても良い。この技術の状態にしたがって活性化された（アクティブな）エネル
ギーコンバータがまず議論される。
【００１８】 この実施形態において、エネルギーコンバータ１は共振半ブリッジコンバータ
として構成されている。このエネルギーコンバータ１はエネルギー源Ｖｓ、この
実施形態の場合ＤＣエネルギー源からの負荷Ｚload' への電気的エネルギーの供
給のために設けられている。この実施形態においては、エネルギー源ＶｓがＤＣ
電圧Ｖｏを生成している。エネルギーコンバータは、一次側Ｔｐと二次側Ｔｃと
を有するトランスフォーマーＴを備えている。さらに、エネルギーコンバータは
互いに直列に配置された、第１の制御可能な半導体スイッチＳｈと、第２の制御
可能な半導体スイッチＳｌとを備えている。第１のスイッチＳｈおよび第２のス
イッチＳｌは、ノードＫで相互接続されている。この第１および第２のスイッチ
ＳｈおよびＳｌは、例えば、トランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等であっ
ても良い。第１のスイッチＳｈは、本体ダイオードｄ１に逆並列に配置されてい
る。第２のスイッチＳｌは、本体ダイオードｄ２に逆並列に配置されている。ノ
ードＫは、コイルＬ１を介してトランスフォーマーＴの一次側Ｔｐに接続されて
いる。エネルギーコンバータはさらに、コイルＬ１を備えるキャパシタンスＣ１
を備えており、一次側ＴｐおよびキャパシタンスＣ１は互いに直列になるように
配置されている。この実施形態においては、キャパシタンスＣ１は、トランスフ
ォーマーＴの一次側Ｔｐと接地との間に配置されている。この実施形態において
は、電力供給源Ｖｓの一方側もまた、接地に接続されている。しかしながら、前
記電力供給源Ｖｓの接地に接続されていない側にキャパシタンスＣ１を接続する
こともまた選択的に可能である。
【００１９】 エネルギーコンバータはさらに、トランスフォーマーＴの二次側Ｔｃにおいて
負荷Ｚload' に並列に配置されたキャパシタンスＣ２’を備えている。この負荷
Ｚload' は交流電圧で動作する装置であっても良い。この装置は言い換えると、
例えばＤＣ電圧を得るための整流器であっても良い。
【００２０】 エネルギーコンバータはさらに、単位時間当たりノードＫでの電圧の変化の値
を滑らかにするように配置されたキャパシタンスＣhbを備えている。今実施形態
においては、キャパシタンスＣhbは、ノードＫと接地との間に配置されている。
しかしながら、キャパシタンスＣhbは、電力供給源Ｃｓの接地電位に接続されて
いない側とノードＫとの間に選択的に配置されていても良い。またこれと選択的
にキャパシタンスＣhbは、原理的にはエネルギーコンバータの構成要素の寄生容
量により構成されていても良い。
【００２１】 エネルギーコンバータはさらに、それぞれリード１２，１３を介して第１およ
び第２のスイッチＳｈ，Ｓｌを制御するための制御装置Ｃntを備えている。した
がって、この制御装置Ｃntは、第１および第２のスイッチＳｈ，Ｓｌが開および
閉とされた瞬間を定義している。この実施形態においては、制御装置の入力はリ
ード１１を介してノードＫに接続されている。
【００２２】 キャパシタンスＣ２’および負荷Ｚload' がトランスフォーマーＴの一次側で
公知のやり方により変換されたときに、図２に示されるように、図１のエネルギ
ーコンバータの等価回路図が得られる。コイルＬ２は、トランスフォーマーＴに
置き換わり、キャパシタンスＣ２はキャパシタンスＣ２’に置き換わり、Ｚload
がＺload' に置き換わることになる。
【００２３】 図２はこれから明らかにされるであろう、幾つかの電流および電圧を示してい
る。ノードＫにおける電圧Ｖhbは、通常の使用中は矩形波となっている。転送特
性を計算するために、第１の調波近似値が用いられ、ここでは基本的な周波数の
みが考慮される。高調波は、これらの構成要素の周波数がエネルギーコンバータ
の共振周波数からは、はるかに遠く離れているため、無視することができる。さ
らに、これらの高調波の出力Ｚloadへの寄与が無視できることは持続する。
【００２４】 もしもキャパシタンスＣ１が充分な値を有しているならば、これもまた無視す
ることができる。もしもＺloadが無限に大きなインピーダンスを有しているのな
らば、これは共振周波数で持続する：
【００２５】
【数１】 この場合、ＬｐはコイルＬ１およびＬ２の並列配置である：
【００２６】
【数２】 しかしながら実際には、Ｚloadは無限のインピーダンスとなるであろうし、共
振周波数のシフトを結果している。
【００２７】 図３ａは、誘導モードにおいてエネルギーコンバータが動作するときの波形を
示している。ここで、Ｈｓゲートは、第１のスイッチＳｈへと与えられるスイッ
チング信号である。このスイッチング信号がハイのとき、スイッチＳｈは閉、す
なわち導通している。この信号Ｈｓゲートは、制御装置Ｃntによりこのスイッチ
へと与えられる。信号Ｌｓゲートは、制御装置Ｃntにより第２のスイッチＳｌに
対して与えられる制御信号である。これによって、両方のスイッチが同時に閉と
はならないであろうと思われる。もしもこれ（両方のスイッチが同時に閉となる
こと）がこの場合のようであったとしたら、それは短絡回路となるであろう。他
の信号の意味（有意性）は、図３ａから直接に明らかである。誘導モードにおい
て、電流Ｉidの位相は、半ブリッジ回路の電圧Ｖhb（の基本調波）、すなわちこ
の実施形態においてはノードＫにおける電圧、を追従している。電圧Ｖhbの基本
調波は、電流Ｉind の線図（ダイヤグラム）においては破線によって示されてい
る。導通しているスイッチ（例えば、第１のスイッチＳｈ）が瞬間ｔ０で開にな
った後は、電流Ｉind はキャパシタＣhbを変化させるであろう。他方のスイッチ
Ｓｌ（このスイッチは丁度開とはなっていないスイッチである）の本体ダイオー
ド（ｄ２）導通を開始し、この他方のスイッチＳｌを瞬間ｔ１で閉とすることが
できる。その後、このスイッチには注目するような電圧はなくなる。この場合、
スイッチング損失もなくなる。両方のスイッチが開となっている瞬間ｔ０−ｔ１
の間隔は、この場合は、非重複時間として参照されている。この現象は、スイッ
チＳｌが瞬間ｔ２で開とされると共にスイッチＳｈが瞬間ｔ３で閉とされたとき
に、反転された電圧および電流により繰り返されるが、本体ダイオードｄ１は電
流を導通させる。非重複時間は瞬間ｔ２からｔ３の区間である。
【００２８】 図３ａは、Ｈｓ／ＬｓＦｅｔおよびＬｓダイオードの手段により、Ｉind がも
しも０よりも大きいならば、電流Ｉind はスイッチＳｈ，スイッチＳｌまたはこ
のスイッチＳｌに並列配置されたダイオードｄ２内を流れることを示している。
同様に、Ｈｓ／ＬｓＦｅｔおよびＨｓダイオードは、電流Ｉind が０よりも小さ
いときに、この電流はスイッチＳｈ，スイッチＳｌおよびスイッチＳｈに逆並列
に配置されたダイオードｄ１内を流れている。
【００２９】 図３ｂは、電流Ｉind が電圧Ｖｈｂ（の基本調波）とほとんど同相となるが依
然として誘導的である点にまで、エネルギーコンバータのスイッチング周波数が
低減されたときの図３ａの線図を示している。導通スイッチＳｈまたはＳｌが開
となった後に、電流Ｉind は、キャパシタンスＣｈｂへの充電を開始するであろ
うが、他のスイッチのダイオード（ｄ１またはｄ２）が導通を開始する前に、電
流Ｉind の方向は反転される。この電流Ｉind の方向が反転された瞬間に、Ｖhb
の傾斜は、０に等しくなる。図３ｂから明らかなように、ノードＫにおける電圧
Ｖhbは、瞬間ｔ１ではスイッチＳｈへ与えられる電力供給電圧Ｖｓよりも小さく
なっている。換言すれば、スイッチＳｈを越える（跨ぐ）電圧となる。スイッチ
Ｓｈが引き続いて瞬間ｔ１で閉となった（Ｈｓゲートがハイとなった）ときに、
ハードスイッチングがスイッチング損失の発生時に行なわれる。スイッチＳｈを
越える電圧第２の一部分の範囲内から消えて、ノードＫにおける電圧および電圧
Ｖhbは、電力供給源Ｖｓの電力供給電圧の値へと飛び越える（ジャンプ）ことに
なる。これは、図３ｂに示されるように、瞬間ｔ１の後に、Ｉchb の短く継続す
る電流のピークを結果することになる。この現象は、スイッチＳｈが瞬間ｔ２で
開とされたときで、引き続いてスイッチＳｌが非重複時間ｔ３−ｔ２が経過した
後で瞬間ｔ３で閉とされたときに、繰り返されることになる。ハードスイッチン
グはまた、スイッチＳｌが閉とされたときにも行なわれている。図３ｂにより説
明されたモードは、近似容量モードとして引用される。
【００３０】 図３ｃの線図において、エネルギーコンバータの周波数は、電流Ｉind が半ブ
リッジ電圧Ｖhb（の基本調波）と同相となるか、または同相の半ブリッジ電圧を
導くかする点にまで低減されている。その場合、キャパシタＣhbは全く変化しな
い。これは、瞬間ｔ０およびｔ１の間で電圧Ｖhbが０に等しいままである図３ｃ
から明らかである。したがってスイッチＳｈが瞬間ｔ１で閉とされたときに、こ
のスイッチを越える電圧差は電力供給電圧Ｖｏに等しくなる。スイッチＳｈが閉
とされたとき、ハードスイッチングが再び行なわれてスイッチング損失が生じる
ことになる。
【００３１】 エネルギーコンバータが活性化されている所望のモードは、電流Ｉind が誘導
されてスイッチング損失が最小である、図３ａにしたがったモードである。満足
な動作のために、非重複時間（ｔ０−ｔ１およびｔ２−ｔ３）が、電圧Ｖhbの有
限な立ち上がり時間および減衰時間の結果としてのハードスイッチングを防止す
るために充分に長くなるように選択されなければならない。事実、図３ａに示さ
れているように、電圧Ｖhbはｔ０とｔ１との間ですばやく上昇するが、この場合
Ｖhbがその最大値に到達してしまう前に、およそ（ｔ０−ｔ１）／２秒を要する
ことになる。一方、最大値はまた、電流Ｉind がその方向を再び反転させる前に
他のスイッチＳｌが閉とされなければならないので、非重複時間が拘束される最
大値となる。もしもこの場合でないならば、ハードスイッチングがまた行なわれ
ることになる。
【００３２】 現在のシステムにおいて、重複時間を決定するための２つのやり方がある。１
つは、固定された非重複時間の使用により行なわれる。これは、固定の遅延時間
が経過した後でかつ導通しているスイッチが開となった後に、反対側のスイッチ
が閉となるという簡単な方法である。しかしながら、非重複時間を調整可能な方
法により実施することもまた公知である。スイッチＳｌのスイッチングの瞬間は
キャパシタンスＣhb内の電流の値が０の方向に減少するときにこの電流が小さな
正の値で流れる瞬間により決定される。この正の値Ｉdet は、図４ａのｂ１の波
形図に示されている。この図４ａのｂ１において、エネルギーコンバータは誘導
モード、すなわち図３ａによるモードで動作している。この実施形態においては
スイッチＳｌが瞬間ｔ０で開となる。スイッチＳｈは、既に開となってしまって
いる。瞬間ｔ０で、電圧Ｖhbは増加し始める。電流Ｉchb は、瞬間ｔ０からまた
０に向かって減少し始める。、電流Ｉchbが瞬間ｔ４でＩdet と等しくなったと
きに、非重複時間が終了する瞬間、すなわちスイッチＳｈを閉とすることができ
る瞬間をその反転がトリガーするようにして決定されている。（Ｖhbの負の傾斜
において、全ての極性が反転されると共に、スイッチＳｌを閉とすることができ
る瞬間が同様にして決定されている。）比較器はしばしば、Ｉchb がＩdet と等
しくなる瞬間を決定するために用いられている。しかしながら、この比較器は瞬
間ｔ４の後、この具体例では瞬間ｔ１の後暫くの間、前記他のスイッチＳｈが閉
となることを結果する反応時間を有している。しかしながら、この遅延は余りに
長いのでＩchb の電流方向がその間に反転されている。これは、電圧Ｖhbが、既
に低減し始めているので、実質的な電圧はスイッチＳｈが閉のときにこのスイッ
チを越えて現れている。したがって、ハードスイッチングが再び行なわれる。こ
のことは図４ｂのｂ２に示されている。
【００３３】 この発明によれば、所定の量、この実施例では電流Ｉchb の達成されるべき最
大値を決定するための制御装置Ｃntを適用することにより、多少とも解決されて
おり、その後、決定された最大値に基づいて閾値が決定されている。特に、この
実施形態における閾値最大値Ｉchb の因数Ｋ倍に等しくなるように選択されてお
り、Ｋは０から１の間の数値を有している。したがって、制御装置には、ノード
Ｋにおける単位時間当たりの電圧の変化に関係または等しくなるような量の値を
一方では（この実施例では電流Ｉchb またはｄＶhb/dt ）閾値と比較し、他方で
はスイッチングの瞬間を決定するための手段を設けている。この実施形態におい
ては、少なくともスイッチＳｈおよびＳｌが閉とされたスイッチングの瞬間がこ
のようにして決定される。これらのスイッチが開とされる瞬間は公知のやり方に
より決定されていても良い。
【００３４】 この目的を達するために、制御装置には、キャパシタンスＣｓを介してノード
Ｋに接続されているピーク電流検出器Ｐ１が設けられている。ピーク検出器Ｐ１
の出力は、２つの直列配置された乗算器Ｍ１およびＭ２を介して比較器Ｃomp1に
接続されている。さらにこの比較器Ｃomp1は、乗算器Ｍ３およびキャパシタンス
Ｃｓを介してノードＫに接続されている。比較器Ｃomp1の出力はプロセッサＰ２
に接続されており、このプロセッサＰ２はリードｌ２を介してスイッチＳｈに接
続されると共にリードｌ２を介してスイッチＳｌに接続されている。
【００３５】 電流Ｉchb は、Ｃｓ×ｄＶhb/dt に等しいまま持続する。さらに、Ｖhbが変化
しているときの期間中（ｔ０およびｔ４の間と、ｔ２およびｔ５の間の期間）、
式３の状態が持続することが容易に確実にすることができる。
【００３６】
【数３】 制御装置は以下のように動作する。 ピーク検出器Ｐ１は電流Ｉcsの最大値を決定している。この電流Ｉcsの最大値
はまた、Ｖhb（Ｖhb/dt max）の最大傾斜における測定（measure）である。この
ことは、これが第１および第２のスイッチ間のノードＫにおける単位時間当たり
の電圧の変化の最大値に関連する量の測定であることを意味している。したがっ
て、単位時間当たりの電圧の変化の値に関連する量は、この実施形態においては
電流Ｉcsである。ピーク検出器は、この電流Ｉcsの最大値を決定している。この
値Ｉcs maxは、乗算器Ｍ１において値Ｋにより乗算され、このＫは０および１の
間の値を仮定しても良い。乗算器Ｍ２は、乗算器Ｍ１の出力信号を因数Ｃで乗算
している。この実施例では、この因数Ｃは１となるように選択されている。値Ｋ
×Ｉcs maxはこの実施例では閾値として機能している。乗算器Ｍ３はまた値Ｉcs
を因数Ｃにより乗算している。この実施例においては、因数Ｃは、上述したよう
に１となるように選択されているので、比較器１は、Ｉcsの値を上述した閾値と
比較している。
【００３７】 誘導モードにおいては、電流Ｉind は時間間隔内で０と等しくはならないもの
であり、ここでＶhbは例えば時間間隔ｔ０−ｔ４および時間間隔ｔ２−ｔ５で変
化している。傾斜ｄＶhb/dt の終わりで、例えば瞬間ｔ４（から瞬間ｔ０まで）
で、電流Ｉcsは０にまで低減されるであろう（そしてこれはまた電流Ｉchb を与
える）し、Ｉind は引き続いてダイオードｄ１を介して流れて、ｄＶhb/dt が０
に等しくなるという結果を伴っている。これは図６ａに示されている。Ｉcsが０
にまで低減されて閾値Ｋ×Ｉcs maxを通過する瞬間ｔ６で、比較器Ｃomp1がこれ
に応答してプロセッサＰ２を制御するであろう。これに応答してプロセッサＰ２
はリードｌ２を介してスイッチＳｈを閉とするであろう。これは、瞬間ｔ６に関
連する幾つかの時間が遅延された瞬間ｔ１で行なわれている。この遅延時間ΔＴ
＝ｔ６−ｔ１は、電流Ｉind が０に等しくならない限り決定的なものではない。
遅延時間ΔＴはいまや必要なものであるので、比較器Ｃomp1それ自身がまた遅延
時間ΔＴを引き起こすことは、もはや欠点ではなくなっている。この遅延時間は
遅延時間ΔＴ内に組み入れられても良い。したがって、この発明によれば、Ｖhb
の傾斜が０と等しくなった瞬間ｔ４の前に瞬間ｔ６が生じることが保証される。
瞬間ｔ６が瞬間ｔ４よりもどの程度まで早い瞬間に生じているのかについては、
因数Ｋを調整することにより決定することができる。ΔＴが固定値に選択された
ものと仮定したときに、もしもこの因数Ｋがより小さくなったとしたら、ｔ６は
より遅い瞬間（これはｔ１でも良い）に生じるであろうし、Ｋがより大きくなっ
たならば、ｔ６はより早い瞬間（これもｔ１でも良い）に生じるであろう。実用
上の変形によれば、比較器Ｃomp1のそれ自身の遅延は、ΔＴのための値として取
り入れられる。したがって、プロセッサＰ２はΔＴに対して同様の影響も及ぼさ
ない。プロセッサＰ２はまた、勿論、比較器Ｃomp1の固有の遅延ΔＴにプロセッ
サＰ２の調整された遅延をプラスした合計となるように用いられている。
【００３８】 エネルギーコンバータが近似容量モードで動作しているとき、図５に示された
制御装置は、他の大きな長所を有している。これは図６ｂを参照しながら説明さ
れるであろう。近似容量モードにおいては、電流Ｉind は、Ｖhbが傾斜している
期間ｔ０−ｔ４の間は減少するであろう。Ｉcsが閾値Ｋ×Ｉcs maxと等しくなる
瞬間ｔ６は、瞬間ｔ４より前である。この瞬間ｔ６は、因数Ｋにより決定されて
いる。もしもＫがより大きくなったならば、ｔ６はより早い瞬間に生じるであろ
う。Ｋが減少するとき、ｔ６はより遅い瞬間に発生するであろう。因数Ｋは、ス
イッチングの瞬間ｔ１（それがｔ１＝ｔ６＋ΔＴで保持される）が瞬間ｔ４に一
致するように今選択することができる。換言すれば、因数Ｋはｔ１＝ｔ４となる
ように選択することができる。これは、この例においてはスイッチＳｈが、電圧
Ｖhbが最大となる瞬間に閉とされることを意味している。これは、スイッチＳｈ
がこのスイッチを通過する電圧が最小の瞬間に閉とされることを意味している。
換言すれば、スイッチＳｈは、電流Ｉcsが０に等しくなった瞬間に閉となってい
る。このスイッチング損失は、これにより最小化されるであろう。完全なアナロ
グ方式においては、スイッチＳｌが電圧Ｖhbが再び極度値に到達した瞬間ｔ３に
閉とされることが保証されている。したがってこの瞬間に電流ＩcsおよびＩind
が０に等しくなること、および、最小電圧がスイッチＳｌを越えて現れることが
維持されており、その理由は、ノードＫにおける電圧は、電圧源Ｖｓによりスイ
ッチＳｌ（この実施例では、この電圧レベルは接地電位に等しい）に供給される
電圧として閉とされることが可能であるからである。全ての電圧、電流および閾
値は、スイッチＳｈが閉とされた瞬間を決定するために、上述した状況に関連し
て反転されている。前記スイッチＳｈおよびＳｌが開とされた瞬間は、プロセッ
サＰ２により公知の方式で決定されている。
【００３９】 この発明は、上述した実施形態に限定された手段によるものではない。例えば
因数Ｃは、１とは異なる値に仮定しても良い。とりわけ、因数Ｃは１／Ｋに等し
くなるように選択されている。その場合、Ｉcsの最大値は閾値として取り入れら
れて、この閾値はＩcs／Ｋに対応する量と比較される。この発明は半ブリッジに
関連して説明された。しかしながら、スイッチングの瞬間は、４つのスイッチを
有する全ブリッジ回路のための完全なアナログ方式によって決定されていても良
い。その場合には、スイッチは、対になるように等しく配置されている。この場
合、ピーク検出器Ｐ１および乗算器Ｍ３がノードＫに接続され、それぞれが独立
したキャパシタＣｓおよびＣｓ’をそれぞれ備えていることもまた実現可能であ
る。このような変形は、この発明の範囲内にあるものとして判断されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 エネルギーコンバータの可能な実施形態を示す回路構成図である。
【図２】 図１に示されたエネルギーコンバータであって、エネルギーコンバータのトラ
ンスフォーマーの二次側に配置された構成要素がトランスフォーマーの一次側へ
と変形されたものを示す回路図である。
【図３ａ】 このコンバータが誘導モードにおいて活性化するとき、図１によるエネルギー
コンバータにおける種々の電圧および電流を示す特性図である。
【図３ｂ】 このコンバータが近似容量モードにおいて活性化するとき、図１によるエネル
ギーコンバータにおける種々の電圧および電流を示す特性図である。
【図３ｃ】 このコンバータが容量モードにおいて活性化するとき、図１によるエネルギー
コンバータにおける種々の電圧および電流を示す特性図である。
【図４ａ】 非重複時間を決定する公知の方法を示す特性図である。
【図４ｂ】 それにも拘らずハードスイッチングを導く図４ａによる公知の方法を示す特性
図である。
【図５】 この発明によるエネルギーコンバータ制御装置の一部分の可能な実施形態を示
すブロック回路図である。
【図６ａ】 誘導モードにおける図５の制御装置の動作を表示する電圧および電流の特性図
である。
【図６ｂ】 近似容量モードにおいてエネルギーコンバータが活性化したときに、図５の制
御装置を示す図６ａによる電圧および電流の特性図である。
【符号の説明】
１ エネルギーコンバータ Ｋ ノード Ｓｈ 第１のスイッチ Ｓｌ 第２のスイッチ Ｔ トランスフォーマー Ｔｐ 一次側 Ｔｃ 二次側 Ｖｏ ＤＣ電圧 Ｖｓ エネルギー源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA03 BB03 CA02 CB02 CB05 CB22 CB25 CC32 DB02 DB07 DC02 DC05 EA02 【要約の続き】 で行なわれている間に、補償されるようにしても良い。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 エネルギー源から負荷への電気的エネルギーを供給するエネルギーコンバータ
    であって、このコンバータが、 一次側と二次側を有し、この二次側の動作中には前記負荷が接続されているト
    ランスフォーマーと、 直列配置されており、動作中には前記エネルギー源に接続されるべき制御可能
    な、少なくとも第１および第２のスイッチと、 前記第１および第２のスイッチに対して逆並列に配置されたダイオードと、 前記第１および第２のスイッチが開および閉とされるのに伴い生成されると共
    に前記トランスフォーマーの一次側に生成される交流電流を得るための制御装置
    と、 を備え、 前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチの切換の瞬間を決定するため
    の第１および第２スイッチのノードにおける単位時間当たりの電圧の変化に関連
    するまたは等しい量を、閾値と比較する手段を備えると共に、前記制御装置は前
    記量の最大値を決定し、この決定された前記量の最大値に基づいて前記閾値を決
    定するために設けられているエネルギーコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記閾値は、前記最大値の因数Ｋ倍に等しく、このＫは、０と１との間の値を
    有することを特徴とする請求項１に記載のエネルギーコンバータ。
  3. 【請求項３】 前記因数Ｋは、前記トランスフォーマーの一次側を流れる前記交流電流が低い
    ためにこの交流電流の周波数が少なくとも前記ノードにおける前記電圧と実質的
    に同相であるときの極度値が、前記ノードにおける前記電圧であると仮定した瞬
    間と、前記複数の切換の瞬間のうちの１つが一致するように決定されることを特
    徴とする請求項２に記載のエネルギーコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記エネルギーコンバータは、前記ノードにおける前記単位時間あたりの前記
    電圧の変化の量を制限するためのキャパシタンスを少なくとも備えており、前記
    振幅（said magnitude）の値はこのキャパシタンスを流れる電流の値に関係して
    いることを特徴とする請求項１に記載のエネルギーコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記因数Ｋは、前記トランスフォーマーの一次側を流れる前記交流電流が低い
    ためにこの交流電流の周波数が少なくとも前記ノードにおける前記電圧と実質的
    に同相であるときに、ある瞬間より前の電流の値がゼロにまで低減する間に、前
    記キャパシタンスを流れる電流がゼロになる前記瞬間に、前記複数の切換の瞬間
    のうちの１つが一致するようにして決定されることを特徴とする請求項３に記載
    のエネルギーコンバータ。
  6. 【請求項６】 前記制御装置は、第１の測定用キャパシタンスを解して前記最大値を決定する
    ためのノードに接続された電流ピーク検出器を備えることを特徴とする請求項１
    に記載のエネルギーコンバータ。
  7. 【請求項７】 前記制御装置は、前記最大値と前記因数Ｋとを乗算するために前記ピーク検出
    器に接続された乗算器と、第２の測定用キャパシタンスと、前記乗算器の出力に
    接続されると共に前記第２の測定用キャパシタンスを介して前記ノードに接続さ
    れた比較器と、を備え、前記比較器は前記ピーク検出器の出力信号がこの比較器
    の出力信号と等しくなる瞬間を決定するために設けられていることを特徴とする
    請求項６に記載のエネルギーコンバータ。
  8. 【請求項８】 前記第１および第２のキャパシタンスは、少なくとも１つまたは同一のキャパ
    シタンスにより形成されていることを特徴とする請求項７に記載のエネルギーコ
    ンバータ。
  9. 【請求項９】 前記第１および第２のスイッチのノードは、前記トランスフォーマーの一次側
    に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のエネルギーコンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記スイッチングの瞬間は、少なくとも前記スイッチが閉とされたスイッチン
    グの瞬間であることを特徴とする請求項１に記載のエネルギーコンバータ。
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