DE68927334T2

DE68927334T2 - Steuerungsschaltungen für Leuchtstofflampen

Info

Publication number: DE68927334T2
Application number: DE68927334T
Authority: DE
Inventors: Mark Fellows; Edmond Toy; John Wong
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-07-15
Filing date: 1989-07-10
Publication date: 1997-04-24
Anticipated expiration: 2009-07-11
Also published as: DE68927334D1; JPH0268895A; JP3069645B2; EP0351012A2; CA1337211C; US4952849A; MX164677B; ATE144367T1; EP0351012A3; EP0351012B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Steuergerät für eine Leuchtstofflampenbelastung mit einem Wechselrichter, der einen Eingang und einen Ausgang hat, mit einer mit dem Eingang gekoppelten Gleichstromversorgung, mit einer Ausgangsschaltung, die mit dem Ausgang zum Koppeln der Leuchtstofflampenbelastung gekoppelt ist, und mit einem Steuermittel zum Steuern des Betriebs des Wechselrichters und der Gleichstromversorgung, wobei die Gleichstromversorgung einen Eingangsgleichrichter zum Erzeugen einer vollweggleichgerichteten Spannung aus einer Eingangsspannungswelle sowie eine erste Schaltbetrieb-Energieversorgung mit einem Aufsteuerimpulseingang zum Umsetzen der gleichgerichteten Wechselspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit einer von der Breite der Impulse gesteuerten Größe eines ersten Hf-Aufsteuersignals an den Aufsteuerimpulseingang enthält, das Steuermittel eine erste Impulsversorgung zum Anlegen des ersten Hf-Aufsteuersignals an die erste Schaltbetrieb-Energieversorgung enthält, die Impulse des Impulssignals eine Breite haben, die von ersten und zweiten Steuersignale an die erste Impulsversorgung gesteuert wird, das erste Steuersignal der Ausgangsgleichspannung proportional und das zweite Steuersignal der gleichgerichteten Wechselspannung proportional ist, um die Ausgangsgleichspannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel zu erhalten, während auch eine Stromwelle des in den Eingangsgleichrichter fließenden Eingangsstroms erhalten wird, die der Eingangsspannung proportional und damit phasengleich ist.
Ein derartiges Steuergerät für eine Leuchtstofflampenbelastung ist beispielsweise aus der europäischen Patentanmeldung 0 059 064 bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Leuchtstofflampensteuergerät zu schaffen, in dem die Breite der Impulse des ersten Hf- Aufsteuersignals derart gesteuert wird, daß die Bedingung der Erhaltung der Ausgangsgleichspannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel beim gleichzeitigen Erzeugen einer Eingangsstrom proportional und gleichphasig der Eingangsspannung im wesentlichen erfüllt wird.
Ein erfindungsgemäßes Leuchtstofflampensteuergerät ist daher dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des Impulses des ersten Hf-Steuersignals dem Produkt eines ersten Wertes proportional dem ersten Steuersignal und eines zweiten Wertes ist, der der Summe einer Umkehrung des zweiten Steuersignals und einer Konstante ist.
Gefunden wurde, daß hervorragende Ergebnisse sowohl in bezug auf die Erzeugung der gewünschten Stromwelle als auch in bezug auf die Erzeugung eines im wesentlichen konstanten Ausgangspegels bloß durch Verknüpfung der zwei Signale auf diese Weise erzielt werden. Mit der Erfindung werden Instabilitätsprobleme aus einer Rückkoppelschleife vermieden, die aufkommen, wenn ein Signal entsprechend Eingangsstrom bei Steuerimpulsbreite verwendet wird.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Leuchtstofflampensteuergeräts enthält der Wechselrichter einen zweiten Schaltbetrieb- Stromversorgungskreis zum Erzeugen eines von angelegten Aufsteuerimpulsen gesteuerten Ausgangswechselstroms, wobei das Steuergerät eine zweite Impulsversorgung zum Anlegen eines zweiten Hf-Steuersignals an den zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis enthält, und die ersten und zweiten Hf-Steuersignale in Synchronverhältnis zueinander angelegt werden. Vorzugsweise werden die ersten und zweiten Hf-Steuersignale auf derselben Frequenz erzeugt.
Der zweite Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis enthält vorzugsweise Transistormittel, und die Ausgangsschaltung enthält vorzugsweise Induktivitäts- und Kapazitätsmittel, ist unter normalen Betriebs- und Belastungsbedingungen betreibbar, um eine Induktionsbelastung derart an den zweiten Hf-Steuersignal zu legen, daß Ströme durch die Transistormittel in nacheilenden Phasenverhältnissen zu angelegten Spannungen stehen, enthält Schutzmittel zum Erzeugen und Vergleichen von Signalen, die den Strömen durch die Transistormittel und den angelegten Spannungen zum Messen der Phase der Ströme durch die Transistormittel bezüglich der angelegten Spannungen entsprechen, und Mittel zum Durchführen einer vorgegebenen Änderung im Betrieb des Wechselrichters in Beantwortung einer Verschiebung in der gemessenen Phase in einer Vorwärtsrichtung und vorbei einer bestimmten Schwellenphase. Es ist wünschenswert, daß das Steuermittel zum Anlegen eines Aufsteuersignals mit variabler Frequenz an den zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis und zum Erhöhen der Frequenz des zweiten Hf-Steuersignals in Beantwortung einer Verschiebung der gemessenen Phase in einer Vorwärtsrichtung und vorbei der bestimmten Schwellenphase betreibbar ist, um dabei die vorgebene Änderung im Betrieb des Wechselrichters durchzuführen. Weiter ist es wünschenswert, daß die Ausgangsschaltung einen Transformator mit einer Wicklung enthält, die mit dem zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis gekoppelt ist und wobei das Schutzmittel ein Mittel zum Vergleichen eines Signals enthält, das vom Stromfluß durch die Wicklung mit dem zweiten Hf-Steuerimpulssignal abgeleitet ist.
Das Leuchtstofflampensteuergerät enthält vorzugsweise eine Spannungsversorgung für das Steuermittel, wobei wenigstens in einem Startzeitintervall nach dem Anlegen einer Eingangswechselspannung an den Eingangsgleichrichter eine Speisespannung an die Spannungsversorgung aus dem Gleichrichter gelegt wird.
Das Steuermittel enthält vorzugsweise Mittel zum Blockieren des Betriebs der ersten und zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreise bis nach dem Erreichen eines bestimmten Höchstwertes der Speisespannung und Mittel ebenfalls zum Unterbrechen des Betriebs der Schaltbetrieb-Stromversorgungskreise in Beantwortung eines Abfalls in der Speisespannung unter einen zweiten Höchstwert niedriger als der bestimmte Höchstwert zum allmählichen Vergrößern der Breite der Impulse des ersten Hf-Steuersignals zum allmählichen Erhöhen der Ausgangsgleichspannung. Das Steuermittel enthält vorzugsweise erste und zweite Kondensatoren in Verknüpfung mit ersten bzw. zweiten Impulsversorgungen, erste und zweite Stromquellen zum Steuern der Ladung der ersten und zweiten Kondensatoren, und erste und zweite Komparatoren zum Ansprechen auf Spannungspegel der Kondensatoren zum Steuern der Erzeugung der ersten und zweiten Hf-Steuersignale, wobei das Steuermittel außerdem Mittel zum kombinierten Steuern sowohl der ersten als auch der zweiten Stromquellen enthält.
In einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel werden erste Kondensatormittel am Ausgang des Eingangsgleichrichters und am Eingang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises vorgesehen, und zweite Kondensatormittel werden am Ausgang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises vorgesehen, wobei eine erste Zeitkonstante durch die Kapazität des ersten Kondensatormittels und die wirksame Belastung am Ausgang des Eingangsgleichrichters bestimmt wird, und eine zweite Zeitkonstante durch die Kapazität des zweiten Kondensatormittels und die wirksame Belastung am Ausgang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises bestimmt wird, wobei die zweite Zeitkonstante im wesentlichen größer ist als die Dauer eines Halbzyklus der gleichgerichteten Wechselspannung, und die erste Zeitkonstante ein geringer Bruchteil der zweiten Zeitkonstante, jedoch größer als die Dauer eines Zyklus des ersten Hf-Steuersignals ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 einen Schaltplan zur Veranschaulichung eines erfindungemäß aufgebauten Leuchtstofflampensteuergeräts,
Fig. 2 ein Schaltbild eines Ausgangskreises des Steuergeräts nach Fig. 1,
Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Merkmale des Ausgangskreises und seiner Betriebsart,
Fig. 4 ein Schaltbild eines Wechselrichtkreises des Steuergeräts nach Fig. 1,
Fig. 5 ein Schaltbild eines Vorbehandlungskreises des Steuergeräts nach Fig. 1,
Fig. 6 ein Schaltbild eines Eingangsgleichrichters des Steuergeräts nach Fig. 1,
Fig. 7 ein Schaltbild einer Spannungsversorgung des Steuergeräts nach Fig. 1,
Fig. 8 einen schematischen Schaltplan eines Anteils der in einer Steuerschaltung des Steuergeräts nach Fig. 1 angeordneten logischen und analogen Schaltungen zum Erzeugungsbetrieb der Hf-Rechteck- und impulsbreitenmodulierten Aufsteuersignale,
Fig. 9 einen schematischen Schaltplan eines anderen Anteils der in einer Steuerschaltung des Steuergeräts nach Fig. 1 angeordneten logischen und analogen Schaltungen zum Erzeugungsbetrieb eines Frequenzsteuersignals,
Fig. 10 einen schematischen Schaltplan eines dritten Anteils der in einer Steuerschaltung des Steuergeräts nach Fig. 1 angeordneten logischen und analogen Schaltungen zum Erzeugungsbetrieb mehrerer Steuersignale, und
Fig. 11 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der in Phasenvergleichsschaltungen nach Fig. 9 erzeugten Wellen zur Erläuterung ihres Betriebs.
Die Bezugsziffer 10 bezeichnet im allgemeinen ein erfindungsgemäßes Leuchtstofflampensteuergerät. Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß zwei Lampen 11 und 12 mittels Drähte 13-18 an eine Ausgangsschaltung 20 anschließbar sind, wobei die Drähte 13 und 14 mit einer Heizelektrode der Lampe 11 und mit einer Heizelektrode der Lampe 12, die Drähte 15 und 16 mit der anderen Heizelektrode der Lampe 11 und die Drähte 17 und 18 mit der anderen Heizelektrode der Lampe 12 verbunden sind. Es soll klar sein, daß sich die Erfindung nicht auf ein Steuergerät zur Verwendung mit nur zwei Lampen beschränkt.
Die Ausgangsschaltung 20 ist über die Leitungen 21 und 22 mit dem Wechselspannungsausgang eines Wechselrichters 24 verbunden, der über die Leitungen 25 und 26 mit dem Ausgang einer Vorbehandlungsschaltung 28 verbunden ist, wobei die Schaltung 28 über die Leitungen 29 und 30 mit dem Ausgang des Eingangsgleichrichters 32 verbunden ist, der über die Leitungen 33 und 34 mit einer 50/60-Hz- Quelle, Effektivspannung 120 V, verbunden ist. Im Betrieb des veranschaulichten spricht die Vorbehandlungsschaltung 28 auf eine vollweggleichgerichtete 50/60-Hz- Spannung mit einer Spitzenspannung von 170 V an, die am Ausgang der Schaltung 32 erzeugt wird, um den Wechselrichter 24 mit einer Gleichspannung mit einer mittleren Größe von etwa 245 V zu beliefern. Der Wechselrichter 24 setzt die Gleichspannung aus der Vorbehandlungsschaltung 28 in eine Rechteck-Wechselspannung um, die an die Ausgangsschaltung 20 gelegt wird und eine Frequenz in einem Bereich zwischen etwa 25 und 50 kHz hat. Es soll klar sein, daß Werte von Spannungen, Strömen, Frequenzen und weiteren Variablen sowie die Werte und Typen verschiedenener Bauteile lediglich als musterhafte Beispiele zum besseren Verständnis der Erfindung angegeben werden und nicht als Einschränkungen anzusehen sind.
Sowohl die Vorbehandlungsschaltung 28 als auch der Wechselrichter 24 enthalten SMPS-Kreise (SMPS = Schaltbetrieb-Stromversorgung) und sie werden mit einer Steuerschaltung 36 gesteuert, die auf verschiedene in der Ausgangsschaltung 20 und in der Vorbehandlungsschaltung 28 erzeugte Signale anspricht. Im veranschaulichten Steuergerät 10 ist die Vorbehandlungsschaltung 28 ein änderbarer Arbeitszyklusaufwärtswandler, der mit einem impulsbreitenmodulierten Aufsteuersignal "GPC" versorgt wird, das auf der Leitung 37 aus der Steuerschaltung 36 angelegt wird. Der Wechselrichter 24 ist ein Halbbrückenwandler im dargestellten Steuergerät 10 und wird mit einem Rechteck-Aufsteuersignal "GHB" versorgt, das auf einer Leitung 38 aus der Steuerschaltung 36 versorgt wird. Entsprechend einer wichtigen Eigenschaft der Erfindung sind derartige Signale synchronisiert und können zum Vermeiden von Störschwierigkeiten und zum Erhalten eines äußerst zuverlässigen Betriebs phasenverschoben werden. Im dargestellten Ausführungsbeispiel werden sie mit derselben Frequenz erzeugt.
Die Steuerschaltung 36 ist eine integrierte Schaltung im dargestellten Ausführungsbeispiel, und sie enthält logische und analoge Schaltungen nach der Darstellung in Fig. 8, 9 und 10, und sie ist derart angeordnet, daß sie auf verschiedene Signale an die Vorbehandlungsschaltung und an die Ausgangsschaltungen 28 und 20 zum Erzeugen und Steuern der "GPC"- und "GHB"-Signale auf den Leitungen 37 und 38 anspricht. Bestimmte externe Bauteile und Schnittstellenschaltungen nach Fig. 1 sind ebenfalls in Fig. 9 dargestellt und werden nachstehend anhand der Fig. 9 beschrieben.
Beim Anfangserregen des Steuergeräts in seinem Betrieb gelangt eine Betriebsspannung an die Steuerschaltung 36 über eine "VSUPPLY"-Leitung 39 aus einer Spannungsversorgung 40. Eine Spannungsregelschaltung in der Steuerschaltung 36 erzeugt darauf eine geregelte Spannung auf einer "VREG"-Leitung 42, die darstellungsgemaß mit mehreren Schaltungen verbunden ist.
Gemäß der Darstellung ist die "VREG"-Leitung 42 über einen Widerstand 43 mit einer "START"-Leitung 44 verbunden, die über einen Kondensator 45 mit Masse verbunden ist. Nach dem Erregen des Steuergeräts 10 wird eine Spannung auf der "START"-Leitung 44 erzeugt, die als Exponentiall-Zeitfunktion ansteigt und zum Steuern des Startbetriebs benutzt wird, wie nachstehend näher erläutert wird. In einem typischen Betrieb gibt es eine Vorheizphase, in der Hochfrequenzströme den Heizelektroden der Lampen 11 und 12 zugeführt werden, ohne daß zum Zünden der Lampen Lampenspannungen ausreichender Größe angelegt werden. Der Vorheizphase folgt eine Zündphase, in der die Lampenspannungen allmählich bis zum Zünden der Lampen auf einen höheren Wert gebracht werden, wobei die Lampenspannungen in Beantwortung der größeren Belastung abfallen, die der leitende Zustand der Lampen verursacht.
Wichtige Eigenschaften beziehen sich auf die Steuerung der Lampenspannungen mittels Steuerung der Betriebsfrequenz unter Verwendung von Bauteilen in der Ausgangsschaltung 20, um Resonanz zu erhalten, und unter Verwendung eines Betriebsfrequenzbereichs, der gegen die Resonanz versetzt ist. Im dargestellten Ausführungsbeispiel liegt der Betriebsbereich über der Resonanz, und es wird eine Spannung erzeugt, die bei abfallender Frequenz ansteigt. Beispielsweise kann in der Vorheizphase die Frequenz in der Größenordnung von 50 kHz liegen, und in der Zündphase kann sie allmählich auf eine Resonanzfrequenz von 36 kHz reduziert werden, wobei die Zündung üblicherweise erfolgt, bevor die Frequenz auf weniger als 40 kHz gesunken ist.
Beim Zünden und infolge eines Stromflusses durch die Lampen wird die Resonanzfrequenz von einer höheren unbelasteten Resonanzfrequenz von 36 kHz auf eine niedrigere belasteten Resonanzfrequenz in der Nähe von 20 kHz reduziert. Die Betriebsfrequenz liegt in einem verhältnismäßig schmalen Bereich um 30 kHz herum über der belasteten Resonanzfrequenz. Sie wird in Beantwortung eines Lampenstromsignals gesteuert, das in der Ausgangsschaltung 20 erzeugt und über die Strommeßleitungen 46 und 46A an de Steuerschaltung 36 gelegt wird, wobei die Leitung 46A ein Massenbezugsleitung ist. Wenn der Lampenstrom in Beantwortung von Änderungen in Betriebsbedingungen kleiner wird, verringert sich die Frequenz nach der Resonanzfrequenz der niedrigeren Belastungsbedingung, um die Ausgangsspannung zu erhöhen und den Abfall des Lampenstroms zu erwidern. Ebenso erhöht sich die Frequenz in Beantwortung eines Anstiegs des Lampenstroms zum Senken der Ausgangsspannung und zum Erwidern des Anstiegs des Lampenstroms.
Nach der Beschreibung weiter unten bietet die Verwendung einer Betriebsfrequenz, die über der belasteten Resonanzfrequenz liegt, einen wichtigen Vorteil durch die Versorgung einer kapazitiven Belastungsschutzeigenschaft, die zum Schutzen gegen eine kapazitive Belastungsbedingung dient, die Zerstörungsfehler von Transistoren in der Wechselrichtschaltung 24 verursachen könnte. Zusätzlicher Schutz wird durch Anbringen von Schaltungen in der Ausgangsschaltung 20 erhalten, die ein Signal auf einer "IPRIM"-Leitung 47 erzeugt, das dem Strom in einer Primärwicklung eines Transformators der Schaltung 20 entspricht und der Steuerschaltung 36 zugeführt wird. Wenn die Phase des Signals auf der Leitung 47 vorbei einer Sicherheitsbedingung geändert wird, arbeiten die Kreise in der Schaltung 36 zum Erhöhen der Frequenz von Aufsteuersignalen auf der "GHB"-Leitung 38 auf einen sicheren Wert, um zusätzlichen Schutz von Transistoren der Wechselrichtschaltung 24 zu bieten.
In den Vorheiz- und Zündphasen des Betriebs sowie in Beantwortung der Lampenwegnahme begrenzt eine Lampenspannungsregelschaltung die maximale Spannung des offenen Stromkreises über die Lampen, die in Beantwortung eines Signals über eine Spannungsmeßleitung 48 und eine "VLAMP"-Eingangsleitung oder -Klemme 49 der Steuerschaltung 36, über Grenzflächenschaltungen nach Fig. 1 und auch nach Fig. 9 arbeiten, und nachstehend anhand der Fig. 9 beschrieben werden. Die Lampenspannungsregelschaltung dient zum Durchführen eines Neuzündbetriebs, in dem die Betriebsfrequenz schnell auf ihren Höchstwert geschaltet und darauf allmählich von ihrem Höchstwert zum Erhöhen der Betriebsspannung reduziert wird, um einen neuen Versuch zum Zünden der Lampe anstellen zu können.
Der Lampenzünd- und der Neuzündbetrieb erfolgt ebenfalls in Beantwortung eines Abfalls der Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 unter einen bestimmten Wert über einen Komparator in der Schaltung 36, die über eine "OV"- Leitung 50 an einen Spannungsteiler in der Vorbehandlungsschaltung 28 angeschlossen ist, wobei die Spannung auf der "OV"-Leitung 50 proportional der Ausgangsspannung auf einer niedrigen Vorbehandlungsspannung ist.
Die Bezeichnung der Leitung 50 als "OV"-Leitung bezieht sich auf ihre Verbindung zu einem anderen Komparator in der Schaltung 36, die eine Überspannung auf der Leitung 50 beantwortet, um den Betrieb der Vorbehandlungsschaltung 28 einzustellen.
Eine andere wichtige Eigenschaft des Steuergeräts betrifft das Anbringen von Niederstrom-Sperr-Schutzschaltungen zum Vergleichen der Spannung auf der "VSUPPLY"-Leitung 39 mit der "VREG"-Spannung auf der Leitung 42 und zum Verhindern des Ansprechens der Vorbehandlungsschaltung 28 und des Wechselrichters 24 bis nach dem Anstieg der Spannung auf der Leitung 39 über einen oberen Höchstwert. Im Betrieb der Schaltungen 28 und 24 arbeiten die Kreise zum Sperren der Schaltungen 28 und 24, wenn die Spannung auf der Leitung 39 unter einen bestimmten Höchstwert abfällt. Darauf darf der Wechselrichter 24 erst freigegeben werden, nachdem die Spannung auf der Leitung 39 den oberen Höchstwert überschreitet und eine minimale Zeitverzögerung überschritten ist. Die erforderliche Zeitverzögerung wird durch die Werte eines Kondensators 52 bestimmt, der zwischen einer "DMAX"-Leitung 53 und Masse angeschlossen ist, und eines Widerstandes 54 zwischen der Leitung 53 und der "VREG"-Leitung 42 angeschlossen ist.
Eine andere Eigenschaft des Steuergeräts 10 bezieht sich auf das Einschalten eines Überstromkomparators in der Schaltung 36, die über eine "CS1"-Leitung 56 mit der Vorbehandlungsschaltung 28 verbunden ist und zum Abblocken von Aufsteuersignalen von der "GPC"-Leitung 37 nach der Vorbehandlungsschaltung 28 dient, wenn der Strom zur Schaltung 28 einen bestimmten Wert überschreitet.
Weitere Eigenschaften betreffen die Steuerung der Dauer der Aufsteuersignale von der "GPC"-Leitung 37 an die Vorbehandlungsschaltung 28 zum Aufrechterhalten der Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 auf einem im wesentlichen konstanten Mittelwert, während gleichzeitig die Dauer der Aufsteuersignale derart gesteuert wird, um die harmonischen Komponenten im Eingangsstrom zu minimisieren und zu erhalten, was mit Leistungsfaktorregelung gekennzeichnet werden kann. Beim Implementieren derartiger Operationen empfängt die Steuerschaltung 36 eine Gleichspannung auf einer "DC"-Leitung 57, die dem Mittelwert der Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 proportional ist. Die Schaltung 36 empfängt ebenfalls eine Spannung auf einer "PF"-Leitung 58, die dem momentanen Wert der Eingangsspannung zur Vorbehandlungsschaltung 28 proportional ist. Ein externer Kondensator 59 ist über eine "DCOUT"-Leitung 60 mit der Schaltung 36 verbunden und sein Wert hat einen vorteilhaften Effekt auf die Zeitsteuerung der Aufsteuersignale. Auch ist er für Schleifenausgleich der Vorbehandlungssteuerschaltung 28 wichtig.
Wie in Fig. 2 dargestellt, enthält die Ausgangsschaltung 20 einen Transformator 64, der vorzugsweise entsprechend den Angaben in der US-Patentschrift Nr. 4 453 109 von Strupp et al. aufgebaut wird, deren Inhalt als Bestandteil dieser Beschreibung anzusehen ist. In schematischer Darsstellung enthält der Transformator 64 eine Kernstruktur 66 aus Magnetwerkstoff, die einen Abschnitt 67, auf den eine Primärwicklung 68 aufgewickelt ist, und einen Abschnitt 69 enthält, auf den Sekundärwicklungen 70-74 aufgewickelt sind, wobei die Abschnitte 67 und 69 mit den Enden 67A und 69A benachbart, jedoch durch einen Luftspalt 75 voneinander getrennt sind, und die einander gegenüberliegenden Enden 67B und 69B über einen Niederreluktanzabschnitt 76 der Kernstruktur 66 miteinander verbunden sind. Obgleich nicht in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet, kann die Kernstruktur außerdem möglicherweise einen Abschnitt 77 nach der Veranschaulichung enthalten, der sich vom Ende 69A des Abschnitts 69 nach einem Punkt erstreckt, der durch einen Luftspalt 78 von einem Zwischenpunkt des Abschnitts 77 getrennt ist. Nach dem Zünden erzeugt ein in den Sekundärwicklungen fließender verhältnismäßig hoher Strom einen Zustand, in dem die Resonanzfrequenz reduziert und auch die "Q" verringert werden.
Sekundärwicklungen 70, 71 und 73 sind mit den Heizelektroden über Kondensatoren gekoppelte Heizwicklungen, und die Kondensatoren dienen zum Schutz gegen Kurzschluß der Heizdrähte. Die Wicklung 72 versorgt die Lampenspannung, und die Wicklung 74 liefert das Lampenspannungssignal auf der Leitung 48. Gemäß der Darstellung ist ein Ende der Wicklung 70 über einen Kondensator 79 mit dem Draht 13 und das andere Ende direkt mit dem Draht 14 verbunden. Ein Ende der Wicklung 71 ist über einen Kondensator 80 mit dem Draht 15 und das andere Ende direkt mit dem Draht 16 verbunden. Ein Ende der Wicklung 73 ist mit dem Draht 17 über eine Primärwicklung 81 eines Stromtransformators 82 und das andere Ende der Wicklung 73 mit dem Draht 18 über einen Kondensator 83 und über eine Primärwicklung 84 des Stromtransformators 82 verbunden. Ein Ende der Wicklung 72 ist mit dem Draht 16 verbunden, während das gegenüberliegende Ende über einen Kondensator 86 mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der über einen Kondensator 87 an den Draht 16, über einen Kondensator 88 an den Draht 14 und über die Wicklung 81 an den Draht 17 angeschlossen ist. Der Stromtransformator 82 enthält eine Sekundärwicklung 90, die zu einem Widerstand 91 und zu den Strommeßleitungen 46 und 46A parallelgeschaltet ist.
Ein Ende der Primäwicklung 68 ist über einen Koppelkondensator 93 mit der Eingangsleitung 21 verbunden, während ihr anderes Ende über einen Strommeßwiderstand 94 mit der anderen Eingangsleitung 22 verbunden ist, die mit Schaltungsmasse verbunden ist. Der Koppelkondensator 93 dient zum Wegnehmen der Gleichspannungskomponente einer Rechteckspannung, die aus dem Wechselrichter 24 angelegt wird. Die "IPRIM"-Leitung 47 ist über einen Kondensator 95 mit Masse und über einen Widerstand 96 mit dem ungeerdeten Ende des Strommeßwiderstandes 94 verbunden. Eine Anzapfung der Primärwicklung 68 ist über eine Leitung 98 mit der Spannungsversorgung 40 zum Ausgeben einer Rechteckspannung von etwa 20 V zum Betrieben der Spannungsversorgung 40 nach einer Startoperation in nachstehender Beschreibung verbunden.
Die Ausgangsschaltung arbeitet als Resonanzschaltung mit einer Frequenz, die die wirksame Streuinduktivität und die Sekundärwicklungsinduktivität und der Wert des als Resonanzkondensator arbeitenden Kondensators 87 bestimmen. Der Kondensator 87 ist über die Reihenschaltung der zwei Lampen 11 und 12 sowie auch über die Sekundärwicklung 72 und den Kondensator 86 angeschlossen, dessen Kapazität im Vergleich zu der des Resonanzkondensators 87 verhältnismäßig hoch ist, und der als Antiberichtigungskondensator arbeitet. Der Kondensator 88 ist ein Überbrückungskondensator als Starthilfe für die Lampen und hat einen verhältnismäßig niedrigen Wert.
Die graphische Darstellung in Fig. 3 zeigt die allgemeine mit einer Ausgangsschaltung 20 nach der Darstellung durchgeführte Operation. Die gestrichelte Linie 100 bezeichnet eine Leerlaufbeantwortungskurve, die die Spannung zeigt, die theoretisch über die Sekundärwicklung 72 mit der Frequenz, die in einem Bereich von 10 bis 60 kHz abänderbar und ohne Lampen in der Schaltungen erzeugbar ist. Nach der Darstellung beträgt die Resonanzfrequenz im Leerlaufzustand etwa 36 kHz, und falls die Schaltung auf dieser Frequenz betrieben wird, wird ein außergewöhnlich hoher Primärstrom erzeugt, der thermische Durchschläge in Transistoren und in anderen Bauteilen auslösen kann. Auf einer Frequenz von etwa 40 kHz wird eine verhältnismäßig hohe Spannung erzeugt, was üblicherweise zur Lampenzündung ausreicht. Die gestrichelte Linie 102 bezeichnet die Spannung, die über die Sekundärwicklung 72 in einem belasteten Zustand mit einer Belastung erzeugt wird, die elektrisch gleich der mit Lampen in der Schaltung ist. Die Resonanzfrequenz im belasteten Zustand ist eine im wesentlichen niedrigere Frequenz in der Nähe von 20 kHz, wie veranschaulicht. Die Resonanzspitze im belasteten Zustand hat ebenfalls eine breitere Form und eine wesentlich geringere Größe infolge des Belastungswiderstandes. Es wird klar sein, daß Resonanzspitzen der Deutlichkeit halber dargestellt werden, und der Betriebsbereich gegen Resonanz versetzt ist.
Momentaner Betrieb wird mit einer ausgezogenen Leitung in Fig. 3 angegeben. Zunächst liegt die Betriebsfrequenz auf einem verhältnismäßig hohen Wert, auf etwa 50 kHz nach der Darstellung und nach Angabe beim Punkt 105. An diesem Punkt reicht die Spannung an den Lampen zum Zünden nicht aus, es wird aber eine verhältnismäßig hohe Spannung an den Heizwicklungen 70, 71 und 73 erzeugt. In der Vorheizphase wird die Frequenz auf dem Punkt 105 oder in seiner Nähe festgehalten. Sodann wird eine Vorzündphase eingeleitet, in der die Frequenz nach und nach auf die Leerlauf-Resonanzfrequenz von 36 kHz im Verfolg der Leerlauf-Beantwortungskurve 100 gesenkt wird. Die Lampen 11 und 12 zünden normalerweise bei oder vor dem Erreichen eines Punktes 106, auf dem die Frequenz etwa 40 kHz beträgt und die Spannung etwa 600 V beträgt.
Nach dem Zünden wird der wirksame Belastungswiderstand gesenkt, wobei der Betrieb nach der Lastzustandskurve 102 hin verschoben wird. In Beantwortung des Laststromes nach dem Zünden wird die Betriebsfrequenz schnell auf einen Punkt 108 gesenkt, der auf einer Frequenz von 30 kHz liegt, im wesentlichen größer als die Lastzustands-Resonanzspitze 103. Der Betrieb wird dabei in einem verhältnismäßig schmalen Bereich in der Nähe des Punktes 108 fortgesetzt und in Beantwortung von Betriebsbedingungen zum Aufrechterhalten des Lampenstroms auf einem im wesentlichen konstanten Mittelwert verschoben.
Die dargestellte Schaltung 24 hat die Form einer Halbbrückenschaltung und sie enthält ein Paar von MOSFET-Transistoren 111 und 112, wobei MOSFET 11 zwischen der Eingangsleitung 25 und der Ausgangsleitung 21, und der MOSFET 112 zwischen der Ausgangsleitung 21 und der Ausgangsleitung 22 angeschlossen sind, die mit Schaltungsmasse verbunden ist, was auch der Fall ist mit der Eingangsleitung 26. Die Widerstände 113 und 114 sind zu den MOSFET 111 und 112 parallelgeschaltet, um die angelegte Spannung beim Anlauf aufzutrennen, und ein Dämpfungskondensator 115 ist zum MOSFET 111 parallelgeschaltet. Ein Niveauverschiebungstransformator 116 ist zum Steuern der Gatter der MOSFET 111 und 112 und zum Versorgen des abwechselnden Leitzustandes zum Erzeugen eines Rechteckausgangssignals zur Ausgangsleitung 21 vorgesehen, das sich zwischen Null und einer Spannung von etwa 245 V bewegt. Der Transformator 116 enthält ein Paar von Sekundärwicklungen 117 und 118, die mittels paralleler Kombinationen der Widerstände 119 und 120 und der Dioden 121 und 122 mit den Gattern der MOSFET 111 und 112 gekoppelt sind, wobei Paare von Zener- Schutzdioden 123 und 124 zeichnungsgemäß vorgesehen sind. Die Widerstände 119 und 120 formen die Einschaltimpulse, und die Dioden 121 und 122 versorgen das schnelle Abschalten. Die Kombination der Widerstände 119 und 120 und der Dioden 121 und 122 arbeitet ebenfalls zusammen mit den Gatterkapazitäten der MOSFET 111 und 112 zum Erzeugen von Einschaltverzögerungen und zum Verhindern von Kreuzleitung der MOSFET 111 und 112.
Der Niveauverschiebungstransformator 116 enthält eine Primärwicklung 126, die mit einem Ende an den geerdeten Eingang und an die Ausgangsleitungen 26 und 22 angeschlossen und mit einem gegenüberliegenden Ende über einen Niveauverschiebungs- und Koppelkondensator 127 mit der "GHB"-Leitung 38 gekoppelt ist, wobei eine Diode 1298 zum Kondensator 127 parallelgeschaltet ist, eine andere Diode 129 zwischen der Leitung 38 und Masse und eine dritte Diode 130 zwischen der Leitung 38 und der "VSUPPLY"-Leitung 39 angeschlossen sind.
Die Schaltung 28 enthält eine Drossel 132, die zwischen der Eingangsleitung 29 und einem Schaltungspunkt 133 angeschlossen ist, der über einen MOSFET 134 mit der geerdeten Ausgangsleitung 26 verbunden ist. Eine Diode 135 ist zwischen dem Schaltungspunkt 133 und der Ausgangsleitung 25, und ein Kondensator 136 zwischen der Ausgangsleitung 25 und Masse angeschlossen. Außerdem sind ein Widerstand 137 und ein Kondensator 138 zwischen dem Schaltungspunkt 133 und Masse reihengeschaltet.
Ein Widerstandsnetz ist zum Erzeugen der Spannungen vorgesehen, die auf den genannten "OV"- und "DC"-Leitungen 50 und 57 an die Steuerschaltung gelegt werden, wobei derartige Leitungen über die Kondensatoren 141 und 142 an Masse gelegt sind. Der Kondensator 141 hat eine verhältnismäßig geringe Kapazität, so daß Spannung auf der "OV"-Leitung sich in Beantwortung von Änderungen in der Ausgangsspannung schnell ändert. Der Kondensator 142 hat einen verhältnismäßig hohen Wert, so daß die Antwort verhältnismäßig langsam erfolgt, wobei die Spannung auf der "DC"-Leitung zum Aufrechterhalten der mittleren Ausgangsspannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel entsprechend der nachstehenden Beschreibung gehalten wird. Das Widerstandsnetz enthält vier Widerstände 143...146 in Reihenschaltung von Leitung 25 bis zur Leitung 26 und einen Widerstand 147 zwischen der Leitung 57 und dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen 144 und 145, wobei die Leitung 50 mit dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen 145 und 146 verbunden ist.
Zum Erzeugen des Stromsignals auf der "CS1"-Leitung 56 ist sie über die Widerstände 148 und 149 nach der geerdeten Ausgangsleitung 26 verbunden und ist die Eingangsleitung 30 mit einem Widerstand 150 zwischen den Leitungen 26 und 30 angeschlossen. Zum Erzeugen einer Spannung proportional der Eingangsspannung auf der "PF"-Leitung 58 ist sie über einen Widerstand 151 mit der Leitung 29 und über einen Widerstand 152 mit der Leitung 30 verbunden.
Im Betrieb der Vorbehandlungsschaltung 28 gelangen Hf-Aufsteuerimpulse über die "GPC"-Leitung 37 an das Gatter des MOSFET 134. Bei jedem Impuls baut sich ein Strom über die Drossel 132 auf zum Speichern von Energie in der Drossel. Am Ende jedes Impulses erfolgt eine "Rücklauf"-Operation, in der die gespeicherte Energie über die Diode 135 auf den Kondensator 136 übertragen wird. Entsprechend der folgenden Beschreibung werden die Breiten der Aufsteuerimpulse an die "GPC"-Leitung 37 von der auf der "PF"-Leitung 58 in jedem Halbzyklus der vollweggleichgerichteten 50/60-Hz-Spannung erzeugten Spannung gesteuert, wobei die 50/60-Hz-Spannung an die Vorbehandlungsschaltung 28 gelangt, und die Breiten der Aufsteuerimpulse werden ebenfalls von der auf der "DC"-Leitung 57 erzeugten Spannung gesteuert. Die Steuerungen erfolgen derart, daß der Mittelwert des Eingangsstroms sich im Verhältnis zum momentanen Wert der Eingangsspannung ändert, während gleichzeitig die Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 im wesentlichen konstantgehalten wird.
Die Kapazität des Ausgangskondensators 136 ist verhältnismäßig groß, so daß das Produkt der Kapazität und des wirksamen Widerstandes der Ausgangsbelastung in bezug auf die Dauer eines Halbzyklus der der Schaltung zugeführten vollweggleichgerichteten 50/60-Hz-Spannung groß ist. Die Dauer jedes Aufsteuerimpulses läßt sich zum Ändern des Eingangsstromflusses in der kurzen Dauer jedes kompletten Aufsteuerimpulszyklus entsprechend dem momentanen Wert der Eingangsspannung ändern, und jeder Impuls ergibt einen nur verhältnismäßig geringen Anstieg der Ausgangsspannung über die große Ausgangskapazität. Gleichzeitig kann die Dauer der Impulse auch derart gesteuert werden, daß die in Beantwortung aller Hf-Aufsteuerimpulse in jedem kompletten Halbzyklus der angelegten vollweggleichgerichteten Nf- 50/60-Hz-Spannung übertragene Gesamtenergie gesteuert wird, und die Spannung am Ausgangskondensator 136 im wesentlichen konstant und auf dem gewünschten Pegel gehalten wird.
Die Schaltung 32 enthält vier Dioden 155...158, die einen Vollwegbrückengleichrichter bilden, um Ausgangsklemmen 159 und 160 in Verbindung zu den Leitungen 29 und 30 und Eingangsklemmen 161 und 162 vorzusehen, die über ein Filternetz und über Schutzsicherungsanordnungen 163 und 164 an die Eingangsleitungen 33 und 34 angeschlossen sind. Das Filternetz enthält Reihendrosselspulen 165 und 166, Eingangs- und Ausgangskondensatoren 167 und 168 und ein Paar von Kondensatoren 169 und 170 nach einer Erdung 171, getrennt von der vorgenannten Schaltung oder von Bezugsmasse für die verschiedenen Schaltungen des Steuergeräts 10. Zwischen den Ausgangsleitungen 29 und 30 ist ein Kondensator 172 angeschlossen, der im leitenden Zustand des MOSFET 134 der Vorbehandlungsschaltung 28 Strom liefert (Fig. 5). Der Wert des Kondensators 172 ist derart, daß eine Zeitkonstante erzeugt wird, die im Vergleich zu einem Zyklus der Eingangsspannung nach der Schaltung 32 verhältnismäßig kurz, jedoch länger als die Dauer jedes Hf-Aufsteuerimpulszyklus ist.
Der Eingangsstromfluß nach dem Brückengleichrichter hat also die Form kurzer Hf-Impulse verschiedener Dauer. Jedoch arbeitet das aus den Bauteilen 165...170 und 172 bestehende Filternetz zum Mitteln des Wertes jedes Impulses auf jeden kompletten Aufsteuerzyklus und minimisiert die Übertragung von Hf-Komponenten auf die Eingangs-Netzleitungen.
Die Spannungsversorgungsschaltung 40 dient zum Liefern einer Spannung auf der "VSUPPLY"-Leitung 39, die über die Vorbehandlungsschaltung 28 und den Eingangsgleichrichter 32 im Anlaufbetrieb direkt erhalten wird, und die aus dem Wechselrichter 24 erhalten wird, wenn sie beim Anlaufen wirksam wird. Die Leitung 39 ist zwischen einem Ausgangskondensator 174 und Masse angeschlossen und mit dem Emitter eines Transistors 175 verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand 176 mit der Ausgangsleitung 25 der Vorbehandlungsschaltung 28 verbunden ist. Wenn eingangs das Steuergerät aktiviert wird und vor dem Erreichen des leitenden Zustands des MOSFET 134 gibt es einen Stromflußweg vom Ausgang des Eingangsgleichrichters und über die Drossel 132, die Diode 135, den Widerstand 176 und den Transistor 175 nach der Leitung 39 derart, daß die erforderliche Spannung auf der Leitung 39 im leitenden Zustand des Transistors 175 erzegut wird. Die Leitung 39 ist ebenfalls über die Widerstände 177 und 178 und eine Diode 179 mit der Leitung 98 verbunden, die an eine Anzapfung der Primärwicklung 68 des Transformators 64 der Ausgangsschaltung 20 angeschlossen ist, so daß die erforderliche Spannung auf der Leitung 39 aus der Ausgangsschaltung 20 erhalten werden kann, wenn Energie zugeführt wird.
Die Spannung auf Leitung 39 regelt ein Transistor 180, der einen geerdeten Emitter, einen über einen Kondensator 181 mit Erde und über eine Diode 182 mit der Leitung 39 verbundenen Kollektor sowie eine über einen Widerstand 183 mit Erde und über eine Zenerdiode 184 mit der Leitung 39 verbundene Basis enthält. Die Basis des Transistors 175 ist über die Widerstände 185 und 186 mit der Leitung 25 verbunden. Wenn das Steuergerät 10 einleitend erregt wird, gibt es einen Stromflußweg vom Eingangsbrückengleichrichter 155-158 (Fig. 6) zur Leitung 25, da wie bereits erwähnt, der Kondensator 181 sich über die Widerstände 185 und 186 aufladen kann, und es kann eine positive Vorspannung an die Basis des Transistors 175 gelegt werden, um ihn aufzusteuern und eine Spannung auf der "VSUPPLY"-Leitung 39 zum Betreiben der Steuerschaltung 36 zu erzeugen, und zum folgenden Durchführen einer Stromeinschaltung zur Vorbehandlungsschaltung 28, zum Wechselrichter 24 und zur Ausgangsschaltung 20 nach der Beschreibung weiter unten. Wenn nach dem Einschalten des Stroms die Diode 179 und die Widerstände 178 und 177 Strom durchfließt, entsteht eine Spannung auf der Leitung 39, die dazu ausreicht, Strom durch die Diode 182 fließen zu lassen und die Basis des Transistors zum Beenden des Stromleitzustandes in Gegenrichtung vorzuspannen.
Schaltkreise in der Steuerschaltung 36 sowie zugeordnete externe Bauteile und Schnittstellenschaltungen sind in Fig. 8, 9 und 10 dargestellt. In Fig. 8 sind ein Impulsbreitenoszillator und Oszillatorschaltkreise zum Erzeugen der "GPC"- und "GHB"-Aufsteuersignale auf den Leitungen 37 und 38 dargestellt; in Fig. 9 sind Schaltkreise zum Anlegen änderbarer Frequenz- und Steuersignale nach den in Fig. 8 dargestellten Oszillatorschaltkreisen dargestellt, und Fig. 10 zeigt Schaltkreise zum Anlegen von Steuersignalen nach den Impulsbreitenmodulatorschaltkreisen nach Fig. 8.
In Fig. 8 sind die "GPC"- und "GHB"-Leitungen 37 und 38 an die Ausgänge von "PC"- und "HB"-Pufferspeichern 191 und 192 der Steuerschaltung 36 angeschlossen. Der Eingang des "PC"-Pufferspeichers 191 ist an den Ausgang eines UND-Gatters 193 angeschlossen, das drei Eingänge einschl. eines enthält, der mit dem Ausgang eines "PC"-Flipflops 194 zum Steuern impulsbreitenmodulierter Impulse verbunden ist. Der Eingang des "HB"-Pufferspeichers 192 ist mit dem Ausgang eines Komparators 195 verbunden, dessen Eingänge mit den zwei Ausgängen eines "HB"- Flipflops 196 verbunden sind, das zum Betrieben eines Oszillators und zum Erzeugen eines Rechtecksignals gesteuert wird.
Zunächst werden für das "HB"-Oszillatorflipflop 196 benutzte Schaltkreise beschrieben, da sie ebenfalls die Zeit steuern, zu der das "PC"-Flipflop 194 in jedem Zyklus gesetzt wird, wobei Rückstellung des "PC"-Flipflops 194 von anderen Schaltungen zum Steuern der Impulsbreite erfolgt. Gemäß der Darstellung ist der Setzeingang des "HB"-Flipflops 196 an den Ausgang eines Komparators 197 angeschlossen, von dem ein Pluseingang über eine "CVCO"-Leitung 198 mit einem externen Kondensator 200 verbunden ist. Der Minuseingang des Komparators 197 ist an einen nicht dargestellten Widerstandsspannungsteiler angeschlossen, der eine Spannung gleich einem bestinmmten Bruchteil der geregelten Spannung "VREG" auf der Leitung 42 liefert, wobei ein Bruchteil von 5/7 in der Zeichnung angegeben ist. Der Rückstelleingang des "HB"-Flipflops 196 ist mit dem Ausgang eines ODER-Gatters 201 verbunden, das mit einem Eingang an den Ausgang eines zweiten Komparators 202 angeschlossen ist. Der Minus-Eingang des Komparators 202 ist mit der "CVCO"-Leitung 198 verbunden, während sein Plus-Eingang an einen Spannungsteiler angeschlossen ist, der eine Spannung gleich einem bestimmten Bruchteil der "VREG"-Spannung unter der an den Minuseingang des Komparators 197 ist, wobei ein Bruchteil von 3/7 in der Zeichnung angegeben ist.
Die "CVCO"-Leitung 198 ist über eine Stromquelle 204 an Erde gelegt. Die Stromquelle 204 ist doppelrichtend und wird über eine Stufe 205 vom Ausgang des "HB"-Flipflops 196 zum Aufladen des Kondensators 200 bei einer bestimmten Geschwindigkeit, wenn das "HB"-Flipflop 196 rückgestellt wird, und zum Entladen des Kondensators 200 bei derselben Geschwindigkeit gesteuert, wenn das "HB"-Flipflop 196 gesetzt wird. Die Auflade- und Entladegeschwindigkeiten sind gleich und werden auf einer konstanten Geschwindigkeit gehalten, die unter der Steuerung mit einem Steuersignal auf einer "FCONTROL"-Leitung 206 einstellbar ist.
Im Betrieb der "HB"-Oszillatorschaltung nach der Beschreibung lädt sich der Kondensator 200 aus der Quelle 204 auf, bis die Spannung den oberen von der Bezugsspannung an den Komparator 197 eingestellten Pegel erreicht, zu welchem Zeitpunkt das Flipflop 196 zum Umschalten der Quelle 204 in eine Entladebetriebsart gesetzt wird. Der Kondensator 200 entlädt sich dabei, bis die Spannung den unteren von der Bezugsspannung an den Komparator 202 eingestellten Pegel erreicht, zu welchem Zeitpunkt das Flipflop 196 zum Einleiten eines anderen Zyklus wieder rückgestellt wird. Die Frequenz steuert die Auflade- und Entladegeschwindigkeit, die vom Steuersignal auf der "FCONTROL"-Leitung 206 gesteuert wird.
In den Impulsbreitenmodulator-Schaltkreisen ist eine Stromquelle 208 vorgesehen, die zwischen Erde und einer "CP"-Leitung 209 nach einem externen Kondensator 210 angeschlossen ist und die ebenfalls vom Signal auf der "FCONTROL"-Leitung 206 gesteuert wird, wobei die Stromquelle 208 nur in einer Aufladebetriebsart betriebsfähig ist. Ein Festkörperschalter 211 ist über den Kondensator 210 angeschlossen und schließt sich, wenn das Flipflop 194 rückgestellt wird. Wenn am Ausgang des Komparators zum Rückstellen des "HB"-Flipflops 196 ein Signal erzeugt wird, gelangt es auch an den Setz-Eingang des "PC"-Flipflops 194, das dann zum Öffnen des Schalters 211 und zum Ermöglichen des Aufladens des Kondensators 210 bei der vom Steuersignal auf der "FCONTROL"-Leitung 206 eingestellten Geschwindigkeit dient.
Im normalen Betrieb geht das Aufladen des Kondensators 210 weiter, bis seine Spannung den Pegel des Signals auf einer "DCOUT"-Leitung 60 erreicht, das von anderen Schaltkreisen in der Schaltung 36 erzeugt wird, wie nachstehend anhand der Fig. 10 beschrieben wird.
Das "DCOUT"-Signal auf der Leitung 60 gelangt an den Minus-Eingang eines Komparators 214, dessen Plus-Eingang mit der "CP"-Leitung 209 verbunden ist. Der. Ausgang des Komparators 214 gelangt über ein ODER-Gatter 215 und ein weiteres ODER-Gatter 216 an den Rückstelleingang des "PC"-Flipflops 194, das zum Schließen des Schalters 211 und zum Entladen des Kondensators 210 sowie zum Erzeugen des Erdepotentials auf der Leitung 209 dient. Die Leitung 209 führt Erdepotential, bis das Flipflop 194 infolge eines Signals aus dem Ausgang des Komparators 202 wiederum gesetzt wird.
Das "PC"-Flipflop 194 ist infolge eines/einer von drei weiteren Ereignissen oder Bedingungen ebenfalls rückstellbar. Der zweite Eingang des ODER-Gatters 216 ist mit einer "PWMOFF"-Leitung 217 verbunden, die an andere Schaltkreise in der Steuerschaltung 36 angeschlossen ist, wie weiter unten anhand der Fig. 10 beschrieben wird. Der zweite Eingang des ODER-Gatters 215 ist mit dem Ausgang eines Komparators 218 verbunden, von dem ein Plus-Eingang an die "CP"-Leitung 209 und ein Minus-Eingang an einen nicht dargestellten Widerstandsspannungteiler angeschlossen sind, der eine Spannung gleich einem bestimmten Bruchteil der geregelten Spannung "VREG" auf der Leitung 42 erzeugt, wobei ein Bruchteil von 9/14 in der Zeichnung angegeben wird. Wenn einige Zeit nach dem Setzen des Flipflops 194 die Spannung auf der Leitung 209 die an den Minus-Eingang des Komparators 218 gelegte Bezugsspannung überschreitet, wird das Flipflop 194 zurückgestellt. Also gibt es eine obere Begrenzung der Breite des erzeugten Impulses.
Ein dritter Eingang des ODER-Gatters 215 ist mit dem Ausgang eines Komparators 220 verbunden, von dem ein Plus-Eingang mit der Leitung 209 und ein Minus-Eingang mit der bereits genannten "DMAX"-Leitung 53 verbunden sind. Die "DMAX"-Leitung 53 ist weiter noch mit anderen Schaltkreisen in der Steuerschaltung 36 verbunden, und der Betrieb in Verbindung mit der "DMAX"-Leitung wird nachstehend beschrieben.
Es werden Vorkehrungen zum Freigeben sowohl des Halbbrückenoszillators als auch der Impulsbreitenmodulatorschaltungen infolge eines Signals auf einer "HBOFF"-Leitung 222 getroffen, die mit Festkörperschaltern 223 und 224 verbunden, die zum Verbinden der "CVCO"- und "CP"-Leitungen 198 und 209 mit Erde dienen. Die Leitung 222 ist ebenfalls an einen zweiten Eingang des ODER-Gatters 201 zum Rückstellen des "HB"-Flipflops 196 angeschlossen. Ein Umkehrschaltung 225 ist zwischen dem Setz-Eingang des Flipflops 194 und einem Eingang des UND-Gatters 193 angeschlossen. Eine weitere Umkehrstufe 226 ist zwischen dem Ausgang des ODER- Gatters 215 und einem dritten Eingang des UND-Gatters 193 zum Gewährleisten der Erzeugung eines Ausgangssignals aus der Impulsbreitenmodulatorschaltung nur unter geeigneten Bedingungen angeschlossen.
Die Frequenzsteuerschaltkreise nach Fig. 9 sind ebenfalls in die Steuerschaltung 36 aufgenommen und arbeiten zum Steuern des Pegels des Frequenzsteuersignals auf der Leitung 206. Die Leitung 206 ist an den Ausgang einer Summierschaltung 228 angeschlossen, deren Eingänge mit zwei Stromquellen 229 und 230 verbunden sind. Die Stromquelle 229 wird gleichzeitig mit Startvorgängen und (Vorgängen) gesteuert, (bei denen Versuche angestellt werden und "erneute" Operationen durchgeführt werden, wenn die Lampe beim Zünden in einem Startvorgang versagt.)
Im Betrieb steuert der aktive Gleichrichter 236 die Stromquelle 234 entsprechend dem vom Stromtransformator 82 gemessenen Lampenstrom. Die Stromquelle 234 wieder steuert den Verstärker 231 zum Steuern der Stromquelle 230, die über die Summierschaltung 228 und die Leitung 206 zum Steuern der Stromquelle 204 (Fig. 8) und dabei zum Steuern der Betriebsfrequenz dient.
Die "CRECT"-Leitung 232 gibt ein Korrektursignal aus zum Einstellen des Betriebs entsprechend dem benutzten Lampentyp, wobei das Korrektursignal von der Lampenspannung gesteuert wird und normalerweise eine verhältnismäßig geringe Größe hat, die in einigen Fällen im wesentlichen gleich Null ist. Die Diode 256 dient zum Begrenzen der auf der "CRECT"-Leitung beim Start erzeugten Spannung.
Zum Erzeugen einer Mindest-Betriebsfrequenz gelangt ein Steuerstrom an die Stromquelle 229 auf einer "FMIN"-Leitung 257, die über einen Widerstand 257A mit einem Schaltungspunkt verbunden ist, der über einen Widerstand 258 an Erde gelegt und über ein Widerständepaar 259 und 259A an die "VREG"-Leitung 42 angeschlossen ist.
Die Stromquelle 229 wird weiter von einem "Frequenzhub"-Verstärker 260 gesteuert, der mit einem Plus-Eingang an eine Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist, wobei ein Bezugswert von 4/7 der geregelten Spannung auf der Leitung 42 dargestellt wird. Der Minus-Eingang des Verstärkers 260 ist mit der "START"- Leitung 44 und weiter über zwei Schalter 261 und 262 mit Erde verbunden. Den Schalter 261 steuert ein Komparator 263 zum Schließen, wenn die Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 unter einem bestimmten Schwellenwert bleibt. Nach der Darstellung gelangt eine Bezugsspannung von 5/7 der geregelten Spannung auf der Leitung 42 an seinen Plus-Eingang, und sein Minus-Eingang ist mit der "OV"-Leitung 50 verbunden.
Der Schalter 262 ist an einen Ausgang eines "VLAMP OFF"-Flipflops 264 angeschlossen, von dem ein Rückstelleingang an den Ausgang eines "START"- Komparators 265 angeschlossen ist. Der Minus-Eingang des Komparators 265 ist mit der "START"-Leitung 44 verbunden, und sein Plus-Eingang ist an eine Bezugsspannungsquelle angeschlossen, von dem ein Bezugswert von 3/14 der geregelten Spannung auf der Leitung 42 angegeben ist. Der Setzeingang des Flipflops 264 ist mit dem Ausgang eines ODER-Gatters 266 mit Eingängen verbunden, die je eines von drei Signalen empfangen, die zum Setzen des "VLAMP OFF"-Flipflops und zum Schließen des Schalters 262 dienen können.
Ein Eingang des ODER-Gatters 266 ist mit dem Ausgang eines Lampenspannungskomparators 267 verbunden, dessen Minus-Eingang mit der "VREG"-Leitung 42 und dessen Plus-Eingang mit der "VLAMP"-Leitung 49 verbunden sind. Wenn die Lampenspannung einen bestimmten Wert überschreitet, erscheint ein Signal vom Lampenspannungskomparator 267 zum Setzen des Flipflops 264 und zum Durchführen der Schließung des Schalters 262 und der Erdung der "START"-Leitung 44.
Ein zweiter Eingang des ODER-Gatters 266 ist zum Ansprechen auf das Setzen eines Flipflops der Impulsbreiten-Modulatorschaltkreise nach Fig. 10 und gemäß der nachstehenden Beschreibung angeschlossen.
Ein dritter Eingang des ODER-Gatters 266 ist zum Ansprechen auf ein Signal angeschlossen, das in nachstehend beschriebenen Schaltkreisen erzeugt wird, um den Betrieb des Flipflops 264 durchzuführen, wenn die Phase des Signals auf der "IPRIM" ist vorbei einem sicheren Wert geändert.
Im Startbetrieb hat der Strom der Stromquelle 229 einen Höchstwert und der Strom der Quelle 230 hat einen Mindestwert, und die Frequenz liegt auf einem bestimmten Höchstwert, wie z.B. 50 kHz. Die Spannung von der Ausgangsschaltung, sobald die Vorbehandlungs- und Wechselrichtschaltungen 28 und 24 betriebsfertig sind, genügt zum Heizen der Lampenwendel, ist jedoch ungenügend zum Zünden der Lampen. Wenn anfangs Energie an das Steuergerät 10 gelangt, schließt sich der Schalter 261 und der Schalter 262 ist im geöffneten Zustand. Nachdem die Spannung auf der "OV"-Leitung 50 5/7 (VREG) überschritten hat, wird der Schalter 261 vom Nieder-HB-Spannungskomparator 263 geöffnet. Sodann steigt die Spannung auf der "START"-Leitung 44 exponentiell an in Beantwortung des Stromflusses durch den Widerstand 43.
Wenn die Spannung auf der "START"-Leitung 44 einen bestimmten Pegel erreicht, der von der Bezugsspannung an den Frequenzhubverstärker 260 auf etwa 4/7 ("VREG") bestimmt wird, wird die Zündphase eingeleitet. Zu dieser Zeit fängt der Frequenzhubverstärker 260 zum Senken des Stromes durch die Stromquelle 229, um über die Summierschaltung 228 und die Leitung 206 die Betriebsfrequenz zu senken. Wenn die Frequenz auf einen bestimmten Wert gefallen ist, zünden die Lampen üblicherweise auf einer Frequenz über 40 kHz. Die Lampenbetriebsphase wird dabei eingeleitet. Zu dieser Zeit wird die wirksame Resonanzfrequenz der Ausgangsschaltung wesentlich gesenkt. Gleichzeitig wird der Strom durch die Lampen im Stromtransformator 82 gemessen, und erzeugt der aktive Gleichrichter 236 ein Steuersignal zum Senken der Frequenz nach einem Bereich zum Betreiben der Lampen um etwa 30 kHz herum.
Wenn die Lampen in der Zündphase nicht zünden wollen, wird die Frequenz weiter gesenkt, und die Lampenspannung steigt weiter an, bis die Spannung auf der "VLAMP"-Leitung 49 einen bestimmten Wert erreicht, und zu dieser Zeit erzeugt der Lampenspannungskomparator 267 über das ODER-Gatter 266 ein Signal zum Setzen des Flipflops 264 und zum Durchführen der momentanen Schließung des Schalters 262 zum Erden der "START"-Leitung 44 und zum Entladen des Kondensators 45. Die Spannung der "START"-Leitung 44 sinkt dabei unter einem bestimmten Wert und es erscheint ein Rückstellsignal aus dem Startkomparator 265 zum Rückstellen des Flipflops 264. Sodann steigt die Spannung auf der "START"-Leitung wiederum exponentiell an. Wenn sie eine bestimmten höheren Wert erreicht, wird die Zündphase durch den Betrieb des Frequenzhubkomparators 260 entsprechend obiger Beschreibung wiederum eingeleitet. Also werden einer oder mehrere "Neuzünd"-Vorgänge ausgeführt, bis die Zündung erfolgt ist, oder bis das Erregen des Steuergeräts unterbrochen wird.
Wie bereits erwähnt, kann das Flipflop 264 auch für eine Setzbedingung betrieben werden, wenn die Phase des Signals auf der "IPRIM"-Leitung sich vorbei einem sicheren Wert ändert. Die in Fig. 9 dargestellten Schaltkreise enthalten außerdem einen Primärstromkomparator 268 mit einem an die "IPRIM"-Leitung 47 angeschlossenen Minus-Eingang und mit einem an eine Bezugsspannungsquelle angeschlossenen Plus-Eingang, der nicht dargestellt ist, jedoch nach Angabe eine Bezugsspannung von -0,1 Volt liefern kann. Der Ausgang des Komparators 268 ist mit einem Eingang eines UND-Gatters 269 sowie mit einem Eingang eines NICHTODER-Gatters 270 verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 269 ist mit dem Rückstelleingang eines "CLP"-Flipflops 272 verbunden, von dem ein Ausgang an einen zweiten Eingang des NICHTODER-Gatters 270 angeschlossen ist. Der Setzeingang des Flipflops 272 ist mit dem Ausgang einer Umkehrstufe 273 verbunden. Der Eingang der Umkehrstufe 273 und ein zweiter Eingang des UND-Gatters 269 sind zusammen über eine Leitung 274 mit den Halbbrückenoszillatorschaltkreisen nach Fig. 8 verbunden, die mit dem Ausgang des Halbbrückenflipfloips 196 verbunden sind. Der Ausgang des NICHTODER-Gatters 270 ist über das ODER-Gatter 266 mit dem Setzeingang des Flipflops 264 verbunden.
Im Betrieb ist der Ausgang des NICHTODER-Gatters 270 nur dann hoch, wenn das Flipflop 272 zurückgestellt ist und gleichzeitig der Ausgang des Primärstromkomparators 268 niedrig ist. Derartige Bedingungen können nur dann entstehen, wenn die Phase des Stromes auf der Leitung 47 in bezug auf das auf der Leitung 274 vorhandene Signal in einer Durchgangsrichtung vorbei einem bestimmten Schwellenwinkel geändert wird, den die Bezugsspannung an den Primärstromkomparator 268 bestimmt. Das Signal auf der Leitung 274 entstammt dem Ausgang des "HB"-Flipflops 196 (Fig. 8), das die Aufsteuersignale der Wechselricht- oder Halbbrückenwandlerschaltung 24 zuführt.
In Fig. 11 ist eine graphische Darstellung gegeben, die die Verhältnisse der Spannungen auf der Leitung 274 und an den Ausgängen des Komparators 268, des Flipflops 272 und des NICHTODER-Gatters darstellt, wenn die Phase des Signals auf der "IPRIM"-Leitung in einer Durchgangsrichtung weitergeleitet wird. Wenn die Rückflanke des Ausgangssignals des Komparators 268 vor der Vorderflanke des Ausgangssignals des Flipflops 272 erscheint, wird der Ausgang des NICHTODER- Gatters 270 hoch und erreicht das ODER-Gatter 266 um Setzen des "VLAM"-Flipflops 264 und zum Bewirken eines hohen Frequenzhubes auf die oben beschriebene Weise.
Die Schaltkreise nach Fig. 9 mit den Bauteilen 268, 269, 270, 272 und 273 ist betriebsfertig in der dargestellten Anordnung zum lediglichen Prüfen des leitenden Zustandes eines der MOSFET der Schaltung 24. Normalerweise bieten sie guten Schutz in bezug auf den anderen MOSFET unter Verwendung der dargestellten und beschriebenen Schaltkreise. Es wird jedoch klar sein, daß für zusätzlichen Schutz oder mit anderen Arten von Wandlerschaltungen eine Phasenvergleichanordnung nach der Darstellung für jeden anderenMOSFET oder für einen anderen Typ von Transistor des Wandlers vorgesehen werden kann.
Die Spannung auf der "DCOUT"-Leitung 60, die die Breite der in der Impulsbreitenmodulatorschaltung nach Fig. 8 steuert, wird am Ausgang einer Vervielfacherschaltung 276 erzeugt, von der ein Eingang über eine Stromquelle geerdet ist, die ein Gleichstromfehlerverstärker 278 steuert. Der Plus-Eingang des Verstärkers 278 ist mit der Spannungsreglerleitung 42 verbunden, während sein Minus-Eingang mit der "DC"-Leitung 57 verbunden ist, an die eine Spannung proportional der Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 gelegt wird. Der andere Eingang der Vervielfacherschaltung 276 ist mit dem Ausgang einer Summierschaltung 280 verbunden, die an zwei Stromquellen 281 und 282 angeschlossen ist.
Die Stromquelle 281 liefert einen konstanten Bezugs- oder Vormagnetisierungsstrom in einer Richtung, während die Stromquelle 282 einen Strom in der entgegengesetzten Richtung unter der Steuerung der Spannung auf der "PF"-Leitung 58 liefert. Die Quelle 282 ist an den Ausgang eines "PF"-Verstärkers 283 angeschlossen, von dem ein Plus-Eingang mit der Leitung 58 und ein Minus-Eingang mit Erde verbunden sind.
m Betrieb wird die Eingangswelle durch Steuerung der Stromquelle 282 wirksam invertiert und anschließend einem von der Stromquelle 281 bestimmten Bezugswert zugezählt, wobei die Welle mit einem Wert proportional dem mittleren Ausgang der Vorbehandlungsschaltung 28 multipliziert.
Bei geeigneter Einstellung wird eine derartige Steuerung der Breite jedes Aufsteuerimpulses erhalten, daß der mittlere Eingangsstromfluß in der kurzen Zeit jedes vollständigen Aufsteuerimpulszyklus proportional dem momentanen Wert der Eingangsspannung nach der Vorbehandlungsschaltung ist. Gleichzeitig werden die Impulsbreiten von der Stromquelle 277 zum Steuern der in Beantwortung aller Hf-Aufsteuerimpulse gesteuert, die in jedem vollständigen Halbzyklus der angelegten vollweggleichgerichteten Niederfrequenz 50- oder 60 Hz Spannung angelegt werden. Das Ergebnis davon ist, daß die Ausgangsspannung der Vorbehandlungsschaltung 28 im wesentlichen konstant ist, während gleichzeitig die Eingangsstromwelle der Eingangsspannungswelle proportional und phasengleich ist, so daß die Eingangsstromwelle sinusförmig ist, wenn die Eingangsspannungswelle sinusförmig ist.
Die "PWMOFF"-Leitung 217 ist mit dem Ausgang eines ODER-Gatters 286, das mit einem Eingang an den Ausgang eines Überstromkomparators 287 angeschlossen ist. Der Plus-Eingang des Komparators 287 ist an eine (nicht dargestellte) Bezugsspannungsquelle angeschlossen, die eine Spannung von -0,5 V nach Angabe liefern kann. Der Minus-Eingang des Komparators 287 ist mit der "CS1"-Leitung 56 verbunden. Wenn der Eingangsstrom zur Vorbehandlungsschaltung 28 einen bestimmten Pegel überschreitet, gibt der Überstromkomparator 287 im Betrieb ein Signal an das ODER-Gatter 286 zur Leitung 217 und über das ODER-Gatters 216 zum Rückstellen des Vorbehandlungsflipflops 194 aus (siehe Fig. 8).
Ein zweiter Eingang des ODER-Gatters 286 ist mit einem Ausgang eines "PWM OFF"-Flipflops 288 verbunden, das mit einem Setzeingang an den Ausgang einer Schmitt-Triggerschaltung 289 angeschlossen ist, die mit einem Eingang an die "VSUPPLY"-Leitung 39 und mit einem zweiten Eingang an die Spannungsreglerleitung 42 angeschlossen ist. Gemäß der Darstellung ist ein Spannungsregler 290 in die Steuerschaltung 36 aufgenommen und empfängt die Spannung auf der Leitung 39 zum Erzeugen der geregelten Spannung auf der Leitung 42. Der Ausgang der Schmitt- Triggerschaltung 289 gelangt ebenfalls an den Setzeingang eines Flipflops 292, das mit der "HBOFF"-Leitung 222 verbunden ist. Wenn die Speisespannung unter einem bestimmten Pegel abfallen muss, werden beide Flipflops 288 und 292 im Betrieb zum Freigeben des Impulsbreitenmodulators und der Halbbrückenoszillatorschaltungen gesetzt.
Der Rückstelleingang des Flipflops 292 ist mit dem Ausgang eines "DMAX"-Komparators 294 verbunden, von dem ein Plus-Eingang mit der "DMAX"- Leitung 53 verbunden ist, wobei der Minus-Eingang des Komparators 294 an eine Quelle einer Bezugsspannung angeschlossen ist, die nach Angabe 1/7 ("VREG") betragen kann. Der Rückstelleingang des Flipflops 288 ist mit dem Ausgang einer Umkehrstufe 295 verbunden, von der ein Eingang mit dem Ausgang des Komparators 294 verbunden ist. Die "DMAX"-Leitung 53 ist weiter über einen Schalter 296 mit Erde verbunden, wobei der Schalter 296 vom "PWM OFF"-Flipflop 288 gesteuert wird.
Es sei bemerkt, daß der Ausgang des Flipflops 288 auch über eine Leitung 297 mit einem dritten Eingang des ODER-Gatters 266 in den Frequenzsteuerschaltkreisen nach Fig. 9 verbunden ist. Ein Überspannungskomparator 300 ist mit einem Eingang an die "OV"-Leitung 50 und mit einem Ausgang über das ODER-Gatter 256 an die "PWM OFF"-Leitung 217 angeschlossen.
Im Betrieb der Impulsbreitenmodulator-Schaltkreise nach Fig. 10, stehen die Flipflops 288 und 292 selbstverständlich in einem Rückstellzustand, wenn das Steuergerät anfangs erregt wird. Nach einer bestimmten Zeitverzögerung, die zum Erzeugen der Spannung auf den "VSUPPLY"- und "VREG"-Leitungen 39 und 42 erforderlich ist, wirkt die Schmitt-Triggerschaltung zum Setzen der beiden Flipflops 288 und 292, jedoch wird danach das Flipflop 288 über die Umkehrstufe 295 vom Ausgang des "DMAX"-Komparator 294 zurückgestellt. Denn beim Aufladen des "DMAX"- Kondensators 52 auf einen höheren Wert als 1/7 (VREG) wirkt der "DMAX"-Komparator zum Rückstellen des "HBOFF"-Flipflops 292. Zu diesem Zeitpunkt kann der Betrieb des "HB"-Oszillator-Flipflops 196 (Fig. 8) anfangen. Der Betrieb des "PC"- Flipflops 194 (Fig. 8) kann ebenfalls starten. Zunächst wird die Breite der "GPC"- Aufsteuerimpulse vom erhöhten Signal auf der "DMAX"-Leitung 53 gesteuert, so daß das Ausgangssignal der Vorbehandlungsschaltung 28 allmählich höher und also ein "weicher" Start bewirkt wird.
Die "DMAX"-Spannung steuert somit eine Zeitverzögerung mittels des Einschaltens der Oszillatorschaltkreise nach anfänglichem Erregen und steuert anschließend die Breite der im Impulsbreitenmodulator-Flipflop 194 erzeugten Impulse, um die allmählich ansteigende Spannung zu erhalten und den "weiche" Start zu bewirken.
Das erfindungsgemäße System versorgt also dynamische Steuerungen, die automatisch auf Änderungen in den Betriebsbedingungen und in den Werten oder Eigenschaften von Bauteilen derart ansprechen, daß sicheren und zuverlässigen Betrieb gewährleistet ist, während gleichzeitig optimale Leistung und Wirkungsweise erreicht wird. Im Zusammenhang mit der Frequenzhubeigenschaft kann es beispielsweise eine wesentliche Änderung in der Resonanzfrequenz in der Ausgangsschaltung geben. Die erforderliche Lampenzündspannung wird durch allmähliches Senken der Frequenz von einer hohen Frequenz zum allmählichen Erhöhen der Spannung erzeugt, wobei der Betrieb vorübergehend abgebrochen wird, und ein "Neuzünd"-Vorgang nur dann ausgeführt wird, wenn die Lampenspannung einen sicheren Wert überschreitet. Wenn im Gegensatz dazu eine feste Frequenz zum Starten gewählt wird und wenn die Resonanzfrequenz vom Entwurfswert aus verschoben wird, kann die gewählte Frequenz so hoch sein, daß sie einen zuverlässigen Start verhindert, oder so niedrig, daß Resonanzbedingungen oder Nahresonanzbedingungen, außergewöhnliche Spannungen und Durchbruchverhalten von Transistoren und anderen Bauteilen erzeugt werden.
Die Doppelbetrieb-Steueranordnung unter Verwendung von Spannungssteuerung zum Zünden und von Stromsteuerung nach dem Zünden ist ebenfalls besonders vorteilhaft sowie auch die Abwärtsverschiebung in der Resonanzfrequenz beim Zünden. Mögliche weitere Probleme, die durch Ausnehmen von Lampen oder durch Fehler entstehen können, werden durch die Anordnung vermieden, die rasch auf eine Ohasenänderung vorbei einem sicheren ert anspricht, um einen sicheren Betriebspegel durch Verschieben nach einer hohen Frequenz zu verschieben.
Durch diese und weitere Eigenschaften sind die hier dargestellten und beschriebenen Steuergeräte anpaßbar für eine große Auswahl von Verwendungsmöglichkeiten und besonders vielseitig. Im Gebrauch zum Steuern von Lampen läßt sich der Lichtausgang genau regeln und steuern, und die Schaltkreise können in von Hand oder automatisch gesteuerten Abblendanordnungen verwendet werden. Die Steuergeräte können mit verschiedenen Arten von Energieversorgungen arbeiten.

Claims

1. Steuergerät für eine Leuchtstofflampenbelastung (11, 12) mit einem Wechselrichter (24), der einen Eingang (25, 26) und einen Ausgang (21, 22) hat, mit einer mit dem Eingang gekoppelten Gleichstromversorgung (28, 32), mit einem Ausgangsschaltungsmittel (20), das mit dem Ausgang zum Koppeln der Leuchtstofflampenbelastung gekoppelt ist, und mit einem Steuermittel (36) zum Steuern des Betriebs des Wechselrichters und der Gleichstromversorgung, wobei die Gleichstromversorgung (32) ein Eingangsgleichrichtmittel zum Erzeugen einer vollweggleichgerichteten Spannung aus einer Eingangsspannung sowie eine erste Schaltbetrieb-Energieversorgungsschaltung (28) mit einem Aufsteuerimpulseingang zum Umsetzen der gleichgerichteten Wechselspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit einer von der Breite der Impulse gesteuerten Größe eines ersten Hf-Aufsteuersignals an den Aufsteuereingang enthält, das Steuermittel (36) eine erste Impulsversorgung zum Anlegen des ersten Hf- Aufsteuersignals an die erste Schaltbetrieb-Energieversorgung (28) enthält, die Impulse des Impulssignals eine Breite haben, die von ersten und zweiten Steuersignalen an die erste Impulsversorgung gesteuert wird, das erste Steuersignal der Ausgangsgleichspannung proportional und das zweite Steuersignal der gleichgerichteten Wechselspannung proportional ist, um die Ausgangsgleichspannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel zu erhalten, während auch eine Stromwelle des in den Eingangsgleichrichter fließenden Eingangsstroms erhalten wird, die der Eingangsspannung proportional und damit phasengleich ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des Impulses des ersten Hf-Steuersignals dem Produkt eines ersten Wertes proportional dem ersten Steuersignal und eines zweiten Wertes ist, der der Summe einer Umkehrung des zweiten Steuersignals und einer Konstante ist.

2. Steuergerät nach Anspruch 1, worin der Wechselrichter einen zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis (24) zum Erzeugen eines von angelegten Aufsteuerimpulsen gesteuerten Ausgangswechselstroms enthält, wobei das Steuergerät eine zweite Impulsversorgung zum Anlegen eines zweiten Hf-Steuersignals an den zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis enthält, und die ersten und zweiten Hf-Steuersignale in Synchronverhältnis zueinander angelegt werden.

3. Steuergerät nach Anspruch 2, worin die ersten und zweiten Hf-Aufsteuersignale mit derselben Frequenz erzeugt werden.

4. Steuergerät nach Anspruch 2, worin das Steuermittel vorzugsweise erste (210) und zweite Kondensatoren (200) in Verknüpfung mit ersten bzw. zweiten Impulsversorgungen, erste (208) und zweite Stromquellen (204) zum Steuern der Ladung der ersten und zweiten Kondensatoren, und erste (214, 218, 220) und zweite Komparatoren (197, 202) zum Ansprechen auf Spannungspegel der Kondensatoren zum Steuern der Erzeugung der ersten und zweiten Hf-Steuerimpulssignale enthält, wobei das Steuermittel außerdem Mittel (206) zum kombinierten Steuern sowohl der ersten als auch der zweiten Stromquellen enthält.

5. Steuergerät nach Anspruch 1, worin das erste Kondensatormittel (172) am Ausgang des Eingangsgleichrichters und am Eingang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises vorgesehen, und das zweite Kondensatormittel (136) am Ausgang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises vorgesehen werden, wobei eine erste Zeitkonstante durch die Kapazität des ersten Kondensatormittels und die wirksame Belastung am Ausgang des Eingangsgleichrichters bestimmt wird, und eine zweite Zeitkonstante durch die Kapazität des zweiten Kondensatormittels und die wirksame Belastung am Ausgang des ersten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreises bestimmt wird, wobei die zweite Zeitkonstante im wesentlichen größer ist als die Dauer eines Halbzyklus der gleichgerichteten Wechselspannung, und die erste Zeitkonstante ein geringer Bruchteil der zweiten Zeitkonstante, jedoch größer als die Dauer eines Zyklus des ersten Hf-Steuerimpulssignals ist.

6. Steuergerät nach Anspruch 2, worin der zweite Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis vorzugsweise Transistormittel (111, 112), und die Ausgangsschaltung vorzugsweise Induktivitäts- und Kapazitätsmittel enthält, unter normalen Betriebs- und Belastungsbedingungen betreibbar ist, um eine Induktionsbelastung derart an den zweiten Hf-Steuerimpulssignal zu legen, daß Ströme durch die Transistormittel in nacheilenden Phasenverhältnissen zu angelegten Spannungen stehen, und Schutzmittel zum Erzeugen und Vergleichen von Signalen, die den Strömen durch die Transistormittel und den angelegten Spannungen zum Messen der Phase der Ströme durch die Transistormittel bezüglich der angelegten Spannungen entsprechen, und Mittel zum Durchführen einer vorgegebenen Änderung im Betrieb des Wechselrichters in Beantwortung einer Verschiebung in der gemessenen Phase in einer Vorwärtsrichtung und vorbei einer bestimmten Schwellenphase enthält.

7. Steuergerät nach Anspruch 6, worin das Steuermittel zum Anlegen eines variablen Frequenzaufsteuersignals an den zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreis und zum Erhöhen der Frequenz des zweiten Hf-Steuerimpulssignals in Beantwortung einer Verschiebung der gemessenen Phase in einer Vorwärtsrichtung und vorbei der bestimmten Schwellenphase betreibbar ist, um dabei die vorgebene Änderung im Betrieb des Wechselrichters durchzuführen.

8. Steuergerät nach Anspruch 6, worin die Ausgangsschaltung einen Transformator (64) mit einer Wicklung (74) enthält, die mit dem zweiten Schaltbetrieb- Stromversorgungskreis gekoppelt ist und wobei das Schutzmittel ein Mittel zum Vergleichen eines Signals enthält, das von Stromfluß durch die Wicklung mit dem zweiten Hf-Steuerimpulssignal abgeleitet ist.

9. Steuergerät nach Anspruch 2, mit einer Spannungsversorgung (290) für das Steuermittel, wobei wenigstens in einem Startzeitintervall nach dem Anlegen einer Eingangswechselspannung an den Eingangsgleichrichter eine Speisespannung an die Spannungsversorgung aus dem Gleichrichter gelegt wird.

10. Steuergerät nach Anspruch 9, worin das Steuermittel vorzugsweise Mittel (288, 292) zum Blockieren des Betriebs der ersten und zweiten Schaltbetrieb-Stromversorgungskreise bis nach dem Erreichen eines bestimmten Höchstwertes der Speisespannung enthält.

11. Steuergerät nach Anspruch 10, worin das Steuermittel (288, 292) ebenfalls zum Unterbrechen des Betriebs der Schaltbetrieb-Stromversorgungskreise in Beantwortung eines Abfalls in der Speisespannung unter einem zweiten Höchstwert niedriger als der bestimmte Höchstwert enthält.

12. Steuergerät nach Anspruch 11, worin das Steuermittel außerdem Mittel (54, 52) enthält, die nach dem Einleiten des Betriebs der Schaltbetrieb-Energieversorgungsschaltungen zum allmählichen Vergrößern der Breite der Impulse des ersten Hf- Aufsteuerimpulssignals zum allmählichen Erhöhen der Ausgangsgleichspannung betreibbar sind.

Beschriftung der Zeichung:

Fig. 1:

32: Eingangsgleichrichtermittel

28: erste geschaltete Speisespannungsschaltung

24: zweite geschaltete Speisespannungsschaltung

20: Ausgangsschaltung

36: Steuerschaltung

40: Spannungsversorgung