DE4014391A1

DE4014391A1 - Lichtstellsystem fuer kompakt-leuchtstoffroehren

Info

Publication number: DE4014391A1
Application number: DE4014391A
Authority: DE
Inventors: Eric R Motto; Scott R Jurell
Original assignee: Lutron Electronics Co Inc
Current assignee: Lutron Electronics Co Inc
Priority date: 1989-05-18
Filing date: 1990-05-04
Publication date: 1990-12-20
Also published as: US5144205A; GB2232543A; CA2014374A1; JPH0318000A; GB9007072D0

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Dimmen von Gasentladungs lampen, und insbesondere auf das Dimmen von Kompakt-Leuchtstoff lampen.

Eine kontinuierliche Helligkeitseinstellung von Lichtquellen ist aus mehreren Gründen erwünscht. Hierdurch kann die "Atmosphäre" in einem beleuchteten Raum geändert werden; es können verschie dene Lichtpegel für verschiedene Aktivitäten in diesem Raum eingestellt werden; außerdem kann man die elektrische Beleuch tung in einem Raum so einstellen, daß Schwankungen in der natürlichen Beleuchtung kompensiert werden.

Es sind verschiedene Vorrichtungen bekanntgeworden, um die meisten Lichtquellen einstellen zu können. Eine derartige Licht stellvorrichtung arbeitet in der Weise, daß periodisch die Spannungszufuhr nach der Lichtquelle gemäß einer Phasenverzöge rung während jeder Halbwelle der angelegten Wechselspannung gesperrt wird. Diese Phasenanschnitt-Dimmer benutzen im allge meinen einen Thyristor, beispielsweise einen gesteuerten Silicium-Gleichrichter (SCR) oder noch häufiger ein Triac als elektronische Sperrvorrichtung bzw. als Schalter. Gattersperr vorrichtungen und bipolare und MOSFET-Transistoren haben auch begrenzte Anwendung bei Phasensteuerschaltungen gefunden, aber die Triacs sind für diesen Zweck vorherrschend.

Ein Triac hat normalerweise drei Anschlüsse. Eine Kathode, eine Anode und eine Steuerelektrode. Der Strom kann in die Steuer elektrode eingeführt oder aus dieser abgezogen werden, um das Triac zu zünden (d.h. um es in beiden Richtungen leitfähig zu machen). Nach der Zündung bleibt das Triac leitfähig, bis der Stromfluß durch das Triac unter einen bestimmten Wert abfällt, der als Haltestrom bezeichnet wird. Durch Zünden des Triac mit einer einstellbaren Phasenverzögerung nach jedem Nulldurchgang der allgemein sinusförmigen angelegten Spannung kann man die Helligkeit einer Lichtquelle einstellen.

Eine Art von gewöhnlich benutzten Lichtquellen, die sich historisch als schwierig zum Dimmen erweisen, ist eine Gasent ladungslampe. Eine Gasentladungslampe ist allgemein eine lang gestreckte gasgefüllte Röhre (gewöhnlich mit Niederdruck-Queck silberdampf gefüllt), die an beiden Enden Elektroden besitzt. Der stetige Arbeitszustand einer Gasentladungslampe ist der folgende: die Elektroden werden auf eine Temperatur erhitzt, die eine thermische Emission von Elektroden in die Röhre hinein bewirkt. Eine zwischen den Elektroden angelegte Spannung be schleunigt diese Elektroden nach der Anode hin. Auf dem Wege zur Anode kollidieren die Elektroden mit Gasatomen, um positive Ionen und zusätzliche Elektronen zu erzeugen. Die Elektronen strömen weiter nach der Anode, und die positiven Ionen fließen nach der Kathode, wodurch ein elektrischer Lichtbogen in der Röhre stehen bleibt und die Elektroden weiter geheizt werden (wenn die angelegte Spannung eine Wechselspannung ist, kehren die Elektroden während jeder Halbwelle ihre Polarität um). Weil bei jeder Kollision zusätzliche Elektroden erzeugt werden, bewirkt das Ansteigen des Lichtbogenstromes einen Abfall der Impedanz der Lampe; dieses Charakteristikum ist als "negativer Widerstand" bekannt. Die Arbeitsweise der Lampe ist infolge dieser negativen Widerstandscharakteristik von Grund auf un stabil und der Strom zwischen den Elektroden muß begrenzt werden um eine Beschädigung der Lampe zu vermeiden.

Typische Anordnungen zum Betreiben einer Gasentladungslampe umfassen ein Strombegrenzungselement (einen "Ballast") , der in Reihe mit der Lampe liegt. Ein solches Strombegrenzungselement ist eine Impedanz und kann einfach als Widerstand ausgebildet sein. Im allgemeinen jedoch wird eine relative Impedanz, bei spielsweise ein Induktor oder eine Kombination von Induktoren und Kondensatoren benutzt, da dies ein wirksamerer Ballast ist, wenn die angelegte Spannung eine Wechselspannung ist. Der Ballast begrenzt den Stromfluß durch die Lampe während des stetigen Arbeitszustandes, aber es wird eine Hochspannung beim Starten benötigt, um den Lichtbogen zu ziehen.

Beim Start der Röhre sind die Elektroden einer herkömmlichen ("Kaltkathoden"-) Gasentladungsröhre kalt und es gibt fast keine freien Elektronen in der Röhre. Die Impedanz der Röhre ist sehr hoch und die Spannung, die erforderlich ist, einen Lichtbogen zu zünden, überschreitet bei weitem jene Spannung, die erforderlich ist, um den Lichtbogen zu halten. Diese extrem hohe Spannung, die erforderlich ist um einen Lichtbogen zwischen den kalten Elektroden zu ziehen, kann diese beschädigen und die Lebensdauer der Lampe vermindern. Um die schädlichen Wirkungen beim Starten der Lampe zu vermindern und die thermische Emission von Elektronen im stetigen Betrieb zu vergrößern, haben "Schnellstart"-Lampen, die in den USA weit verbreitet sind, Elektroden, die durch einen getrennten Kreis erhitzt werden, der unabhängig von dem Bogenstrom arbeitet. Die Elektroden derartiger Lampen bestehen im typischen Fall aus einer dichtgewickelten Spule aus mit Wolfram überzogenen thermoemissivem Material. Der Strom, der durch die Spule zwischen den Anschlußklemmen auf beiden Seiten der Spule fließt, erhöht die Temperatur und bewirkt eine thermische Emission von Elektronen.

Ballastwiderstände, die in Verbindung mit Schnellstartlampen benutzt werden, bestehen im typischen Fall aus einem Streu reaktanz-Autotransformator mit getrennten Wicklungen, um eine niedrige Spannung über jeder Elektrodenspule zu erzeugen - um die Spule aufzuheizen - und eine Hochspannung zwischen den Elektroden - um eine elektrische Entladung über die Lampe zu induzieren. Die Streuinduktanz in der Hochspannungswicklung begrenzt den Strom durch die Lampe im stetigen Betrieb. Die Niederspannungswicklungen liefern zusätzlich Leistung zur Erhitzung der Elektroden während des Betriebs der Lampen, um eine genügende thermische Emission zu gewährleisten. In dieser Beschreibung soll ein Autotransformator mit Streureaktanz als "Streu-Auto-Transformator" bezeichnet werden. Bei der Bezugnahme auf elektrische Elemente soll der Ausdruck "verbinden" in dem Sinne verstanden werden, daß zwischen zwei oder mehreren Elementen ein leitfähiger Pfad besteht, der zusätzliche Elemente aufweisen kann, die nicht ausdrücklich erwähnt sind.

Wenn eine Schnellstartlampe unter Benutzung einer Spannungs phaseneinschnitt-Steuerung und einem Schnellstart-Ballast gestartet wird, dann liegt keine genügend hohe Spannung über den Elektrodenspulen bei niedrigen Spannungspegeln, und dies führt zu einer ungenügenden thermischen Emission an der Kathode. Dies begrenzt die Dimmfähigkeit am unteren Ende auf etwa 60% des vollen Lichtausgangs. Außerdem erfordert das zeitweilige Fehlen eines Bogenstromes während der Phasenverzögerung ein Wiederzünden des Bogens während jeder Halbperiode, wodurch die Lebensdauer der Lampe verkürzt wird. Aus diesen Gründen wurden Phasensteuer-Dimmer bisher allgemein noch nicht für eine Voll bereichsdimmung von Schnellstartlampen benutzt.

Es sind eine Anzahl von Steuersystemen zur Steuerung von Gas entladungslampen beschrieben worden. Luciano Di Fraia hat in einem Papier, das der jährlichen IES-Konferenz 1980 übermittelt vorgeschlagen, Gasentladungslampen durch Veränderung der Frequenz der Spannung zu dimmen, die der Lampe und einem in Reihe geschalteten Schnellstartballast angelegt wird. Wenn die Frequenz erhöht wird, dann fällt die Leistung, die über die Hochspannungswicklung des Ballastes übertragen wird, weil eine hohe Streuinduktanz vorhanden ist. Die Niederspannungswicklungen haben jedoch eine beträchtlich geringere Streuinduktanz und liefern eine Spannung über den Elektrodenspulen, die die Elek troden erhitzt hält. Eine Frequenzsteuerung ist jedoch leider kostspielig und besitzt einen schlechten Wirkungsgrad. Es wird außerdem ein hoher Pegel elektromagnetischer Störungen erzeugt, wenn Schalttransistoren benutzt werden.

Die US-PS 48 53 598 beschreibt eine Schaltung zum Dimmen einer Leuchtstoffröhre mit geringer Leistung. Die Dimmerschaltung weist einen Gleichrichterkreis, einen Transformator mit wenig stens einer Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen, einen Resonanzkreis zwischen Transformator und Leuchtstoffröhre und einen Gleichstrom-Frequenz-Wandler auf, um ein pulsierendes Hochfrequenz-Gleichstrompotential der Primärwicklung anzulegen.

Die US-PS 37 19 716 und 37 31 142 beschreiben Dimmervorrich tungen für Gasentladungslampen mit einer einzigen Hochfrequenz- Leistungsschaltvorrichtung und einer Impulserzeugungsschaltung, die an der Leuchtstoffröhre anliegt. Indem die Leitfähigkeits zeit in der Schaltvorrichtung kurz im Vergleich mit der Lampen bogen-Zeitkonstanten gehalten wird, kann ein Löschen der Lampe vermieden werden. Eine Impulserzeugungsschaltung speichert Energie und läßt diese durch den Bogen zirkulieren, wenn die Schaltvorrichtung nicht leitfähig ist, wodurch der Lichtbogen stehen bleibt. Diese Erfindungen wurden verwirklicht in der Elektronik-Dimmerschaltung "Hi-Lume (WZ)", die von der An melderin beschrieben wird. Die Schaltung arbeitet wie folgt: die Steuerschaltung richtet die an einem Stromsensorwiderstand abfallende Spannung gleich und filtert diese, wobei der Strom- Sensorwiderstand in Reihe mit dem Lampenbogenstrom liegt, und es wird diese Spannung mit dem Dimm-Steuerspannungseingang verglichen. Das Arbeitsspiel der Einzelleistungsschaltvorrich tung (ein Schalttransistor) wird eingestellt, bis die Spannung über dem Sensorwiderstand gleich ist der Dimmersteuerspannung. Die Benutzung einer genauen Servorückkopplungsschleife, die direkt den Lampenbogenstrom überwacht, führt zu einer sehr stabilen Dimmerfunktion über einen Bereich von mehr als 100 : 1.

Oy Helvar in Helsinki, Finnland stellt einen elektronischen Dimmerballast her, der eine phasengesteuerte Spannung erhält und diese in eine Hochfrequenzspannung umformt, die zwischen die Lampenelektroden angelegt wird. Der Lichtausgang der Lampe wird durch die Leistung bestimmt, die dem elektronischen Ballastwiderstand durch einen Phasensteuerdimmer zugeführt wird. Obgleich der elektronische Ballastwiderstand gewisse Vorteile hat, sind ihm doch auch einige Nachteile eigen, z.B. die hohe Spannung von 750 V, die am Phasensteuerdimmer anliegt und un zureichende Zündspannungen bei niedrigen Leistungspegeln.

Es besteht ein Bedarf für Gasentladungslampen-Dimmer, die mit herkömmlichen magnetischen Ballastimpedanzen arbeiten, und eine Dimmersteuerung über einen weiten Beleuchtungsbereich gewährleisten.

Gemäß der Erfindung wird ein Gasentladungslampen-Dimmer-System geschaffen, welches eine schaltergesteuerte Leistungsquelle und einen magnetischen Standardballast besitzt, um einen Voll bereichs-Dimmvorgang der Gasentladungsröhren zwischen 3 und 100% Lichtausgang mit minimalem Streifenmuster einer geringen Gefahr der Lampenabschaltung und einem geringen Flackern liefert. Eine schaltgesteuerte Leistungsquelle kann eine Phasenanschnitt- Steuerung sein, durch die der Strom einer Wechselspannungsquelle während einer ersten Periode jeder Halbwelle gesperrt wird, während der übrige Teil der Halbwelle leitfähig ist. Andere schaltgesteuerte Leistungsquellen umfassen eine Umkehrphasen steuerung, eine Einkerbphasensteuerung und eine Impulsbreiten- Modulierung für Gleichstromdimmer. Der Umkehrphasensteuerdimmer ist dem Phasensteuerdimmer gemäß obiger Beschreibung ähnlich mit dem Unterschied, daß die Sperrperioden und die Leitfähigkeits perioden umgekehrt sind (vgl. US-Patentanmeldung S/N 133, 712 vom 16. Dezember 1987). Bei einem Einkerbphasensteuerdimmer findet eine Stromleitung aus einer Wechselspannungsquelle während Perioden sowohl zu Beginn als am Ende jeder Halbwelle statt und der Strom wird während einer Zeitdauer dazwischen abgeschaltet, wobei jedoch die Nulldurchgänge nicht einge schlossen sind (vgl. z.B. US-PS 43 50 935). Ein impulsbreiten modulierter Gleichstromdimmer sperrt abwechselnd den Strom aus einer Gleichstromquelle ab und läßt diesen fließen, wobei das Verhältnis von Leitzeit zu Sperrzeit eingestellt wird.

Die vorliegende Erfindung umfaßt eine Schaltung, die einen Stromfluß mit geringem Pegel zwischen den Elektroden vorsieht, um eine elektrische Entladung in der Lampe aufrechtzuerhalten, wenn die schaltgesteuerte Leistungsquelle allein nicht aus reicht. Vorzugsweise ist der Strom ein Hochfrequenzstrom, jedoch kann stattdessen auch die Netzfrequenz Anwendung finden oder sogar ein Gleichstrom.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Steuer system vorgesehen, welches elektrische Leistung von einer Quelle nach einer Gasentladungslampe liefert und folgende Teile umfaßt:

a) ein Resonanzkreis mit Eingangs- und Ausgangsklemmen, wobei die Lampe zwischen die Ausgangsklemmen schaltbar ist, um eine Parallellast an den Resonanzkreis anzu lege, und
b) Mittel, die eine symmetrische Hochfrequenz-Wechsel spannung an die Eingangsklemmen anlegen, um ein Resonanzansprechen in dem Resonanzkreis zu erhalten und eine Spannung über den Ausgangsklemmen zu erzeugen, die ausreicht, um die elektrische Entladung in der Lampe zu zünden und aufrechtzuerhalten.

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Steuersystem zum Anlegen einer elektrischen Leistung aus einer Quelle nach einer Gasentladungslampe vorgesehen, welches folgen de Merkmale aufweist:

a) ein Ballast, der zwischen die Quelle und die Lampe geschaltet ist, um einen ersten Strom mit einer ersten Frequenz von der Quelle nach der Lampe zu schicken, der im wesentlichen die Leistung hierfür bestimmt,
b) Mittel, die zwischen die Leistungsquelle und die Lampe geschaltet sind, um gleichzeitig einen zweiten Strom mit einer zweiten Frequenz zu liefern, die höher ist als die erste Frequenz und die von der Quelle nach der Lampe fließt, um eine elektrische Entladung darin aufrechtzuerhalten, und
c) ein erster Induktor, der zwischen die Lampe und den Ballast geschaltet ist, um im wesentlichen den zweiten Strom an einem Durchlaufen des Ballastwiderstandes zu hindern.

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Steuersystem vorgesehen, um eine elektrische Leistung von einer Quelle nach einer Gasentladungslampe zu schicken, wobei folgende Merkmale vorgesehen sind:

a) ein Resonanzkreis mit Eingangs- und Ausgangsklemmen, wobei die Lampe an die Ausgangsklemmen anschaltbar ist, um eine Parallellast an den Resonanzkreis zu legen;
b) Mittel, die eine Hochfrequenzspannung an die Eingangs klemmen legen, um ein Resonanzansprechen im Resonanz kreis zu bewirken, und um eine Spannung an den Aus gangsklemmen zu erzeugen, die ausreicht um eine elektrische Entladung in der Lampe zu zünden und auf rechtzuerhalten;
c) Mittel, die an den Resonanzkreis geschaltet sind, um festzustellen, wann das Resonanzansprechen ein vor bestimmtes Ansprechen überschreitet, und
d) Mittel, die auf die Sensormittel ansprechen, um die Frequenz der Antriebsspannung gegenüber der Spitzen ansprechfrequenz des Resonanzkreises zu verschieben, wenn das Resonanzansprechen das vorbestimmte Ansprechen überschreitet,

so daß die Spannung über den Ausgangsklemmen unter einem vor bestimmten Maximalwert bleibt.

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung umfaßt ein Steuersystem, welches eine elektrische Leitung von einer Spannungsquelle nach zwei Gasentladungslampen liefert, folgende Merkmale:

a) zwei Ballastwiderstände, von denen jeder zwischen die Spannungsquelle und eine der Lampen geschaltet ist, um einen ersten Strom mit einer ersten Frequenz von der Spannungsquelle nach den Lampen parallel fließen zu lassen, wodurch im wesentlichen die den Lampen zugeführte Leistung bestimmt wird;
b) ein Resonanzkreis, der zwischen die Quelle und die Lampen geschaltet ist, um gleichzeitig einen zweiten Strom mit einer ersten Frequenz, die höher ist als die erste Frequenz, von der Spannungsquelle nach den Lampen in Reihe hintereinander fließen zu lassen, um eine elektrische Entladung in den Lampen aufrecht zuerhalten;
c) Antriebsmittel, die eine Antriebsspannung an den Resonanzkreis anlegen, die ausreicht um ein Resonanz- Ansprechen hierin zu erhalten, und
d) erste und zweite Induktoren, die jeweils zwischen eine der Lampen und den entsprechenden Ballastwiderstand geschaltet sind, um den zweiten Strom gegenüber den Ballastwiderständen im wesentlichen abzusperren.

Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt eine typische Phasenanschnitt-Steuerung;

Fig. 2 veranschaulicht eine zu geringe Zündspannung, was bei niedrigen Leistungspegeln auftreten kann;

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines bekannten Dimmers für eine Gasentladungslampe;

Fig. 4 ist eine Phasenanschnittwellenform gemäß der Erfindung;

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Dimmersystems für eine Gasentladungslampe;

Fig. 6 ist ein Schaltungsschema des Dimmersystems gemäß Fig. 5;

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungs beispiels eines erfindugnsgemäßen Dimmersystems für eine Gas entladungslampe;

Fig. 8 ist ein Schaltbild des Dimmersystems gemäß Fig. 7;

Fig. 9 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 8;

Fig. 10 ist eine graphische Darstellung, welche die Impedanz charakteristiken einer typischen Gasentladungslampe veran schaulicht;

Fig. 11 ist ein schematisches Schaltbild eines erfindungs gemäßen Dimmersystems für eine Kompaktleuchtstoffröhre.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 1 veranschaulicht eine typische Phasenanschnittssteuerung. Nach einem Nulldurchgang 1 folgt eine Zeitverzögerung 3, während der die Spannung auf Null bleibt. Wenn diese Spannungswellenform zwischen die Elektroden einer Gasentladungslampe gelegt wird, dann löscht der Bogen während jeder Phasenverzögerung 3 nach ungefähr einer Millisekunde aus und die Lampe muß während jeder folgenden Halbwelle erneut gezündet werden. Dies verkürzt die Lebensdauer der Lampe. Wenn diese Spannung benutzt wird um eine Schnellstartlampe und den Ballastwiderstand zu speisen, dann ist der Spannungseffektivwert über jeder Elektronenspule ver mindert, da die Phasenverzögerung ansteigt und bewirkt, daß die Elektroden kühler werden und die Wiederzündung der Lampe schwieriger gestalten. Wenn die Phasenverzögerung lang ist, dann ist die Spitzenspannung der Phasensteuerwellenform nicht groß genug, um die Lampe wieder zu zünden (vgl. Fig. 2), was bei niedrigen Leistungspegeln ein Abschalten der Lampe bewirkt.

Ein Verfahren zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung an einen Ballastwiderstand einer Schnellstartlampe während der Phasen verzögerung zur Aufrechterhaltung einer ausreichenden Effektiv wertspannung über den Elektrodenspulen über einen weiten Dimmer bereich ist in der US-PS 46 51 060 beschrieben. Gemäß dieser Patentschrift steuert eine Phasensteuerstufe eine Wechsel spannung, die der Lampe und dem Ballastwiderstand zugeführt wird, so daß die Spannung nur während einer wählbaren Zeitdauer während jeder Halbperiode angelegt wird. Während des übrigen Teils jeder Halbwelle wird eine Hochfrequenz-Rechteckwelle dem Ballastwiderstand der Schnellstartlampe zugeführt. Die Hoch frequenzspannung wird von den Lampenelektroden durch die Streu induktanz in der Hochspannungswindung des Schnellstartballast widerstandes gesperrt. Die Niederspannungswicklungen haben nur eine geringe Streuinduktivität und legen daher die Hochfrequenz spannung an die Elektrodenspulen an, um sie heiß zu halten. Auf diese Weise bleiben die Elektroden über einen weiten Bereich von Leistungspegeln erhitzt, aber der Stromfluß zwischen den Elek troden und demgemäß die Helligkeit der Lampe werden im wesent lichen bestimmt durch die gesteuerte Phasenspannung.

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines Lampendimmers, entsprechend dem oben genannten Patent. Ein SCR-Phasensteuerkreis erzeugt Signale, um die relativen Einschaltzeiten und Ausschaltzeiten der Wechselspannung zu steuern, und diese Signale werden dem Steuer- und Leistungskreis 12 zugeführt, wo die angelegte Spannung durch gesteuerte Siliciumgleichrichter oder eon Triac erzeugt werden.

Eine 16 kHz Rechteckwelle, die vom Hochfrequenzfenster-Generator 8 getriggert wird, wird dem Lampenballastwiderstand 13 während der Phasenverzögerung zugeführt.Der Hochfrequenzfenstergenerator 8 empfängt ein Eingangssignal von der SCR-Phasensteuerung 6 und von dem 16 kHz-Rechteckwellengenerator 7 und erzeugt ein Aus gangssignal, welches anzeigt wenn die Rechteckwelle der Lampe zugeführt werden sollte. Jenes Ausgangssignal besitzt eine Zeitverzögerung um zu gewährleisten, daß die Rechteckwelle sich der Treiberspannung nicht überlagert.

Eine Rechteckquelle mit der gleichen Spannung von Spitze zu Spitze, wie die Leitungs-Wechselspannungswelle und mit einem 50% Arbeitszyklus wird dem Ballast Widerstand zugeführt. Der Impulsbreitensteuer- und Synchronisierungsschalter 9 stellt den Arbeitszyklus der Rechteckwelle ein und synchronisiert das Signal so, daß eine Rechteckwelle in der Mitte dieses Zyklus nicht beginnt oder endet.

Der Hochfrequenz-Transformatortreiber 10 empfängt ein Signal, wenn die Hochfrequenz-Rechteckwelle der Lampe angelegt werden muß und empfängt außerdem die 16 kHz Rechteckwelle von dem Rechteckwellengenerator 7. Der Treiber überträgt die 16 kHz Rechteckwelle während der gewünschten Periode und liefert sie nach der Stromsensorschaltung 11, die das Signal in eine ver stärkte Spannung umwandelt und diese dem Steuer- und Leistungs kreis 12 zuführt. Sie wird dann mit dem Leistungssignal kombi niert und dem Lampenballastwiderstand 13 angelegt. Obgleich das oben beschriebene Verfahren, welches mit gewissen Arten von Ballastwiderständen benutzt wird, eine genügende Leistung liefert, um die Lampenelektroden bei verschiedenen Phasenver zögerungen genügend zu erhitzen, sind dennoch die meisten Ballastwiderstände nicht geeignet, unter hohen Frequenzen zu arbeiten und das Ergebnis kann unvorhersehbar sein. Weil der Bogen während jeder Phasenverzögerung erlöschen kann, ist eine Wiederzündung zu Beginn einer jeden Halbwelle erforderlich, und hierdurch wird die Lebensdauer der Lampe verringert. Außerdem liegen 16 kHz noch innerhalb des Hörbereichs der meisten Menschen und die Resonanz in den Wicklungen einiger Ballast widerstände können störenden hörbaren Lärm verursachen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht einen kontinuier lichen Stromfluß mit geringem Pegel zwischen den Elektroden einer phasengesteuerten Gasentladungslampe vor, um eine elek trische Entladung in der Lampe aufrechtzuerhalten, wenn der phasengesteuerte Strom allein unzureichend ist. Dieser Strom mit niedrigem Pegel ist vorzugsweise ein Hochfrequenzstrom, obgleich auch ein Strom mit Netzfrequenz oder ein Gleichstrom benutzt werden könnten.

Fig. 4 veranschaulicht den resultierenden Stromfluß zwischen den Lampenelektroden, wenn die Phasensteuerwellenform gemäß Fig. 1 kombiniert wird mit dem Hochfrequenzstrom mit niedrigem Pegel. Die Hochfrequenzkomponente 15 hält eine elektrische Entladung über die Lampe während jeder Phasenverzögerung auf recht. Stattdessen kann der Hochfrequenzstrom mit geringem Pegel nur während der Phasenverzögerung zwischen den Elektroden fließen. Der Hochfrequenzstrom liefert vorzugsweise etwa 3% der vollen Leistung der Lampe. Vorzugsweise liefert ein getrennter Kreis eine Spannung über den Elektrodenspulen, um eine genügende Erhitzung der Elektroden für einen bestimmten Bereich von Leistungspegeln zu gewährleisten.

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungs form der vorliegenden Erfindung. Der Phasensteuerkreis 21 empfängt die Netzspannung und legt an den Ballastwiderstand 23 eine phasengesteuerte Wellenform. Der Ballastwiderstand 23 liefert einen phasengesteuerten Strom zwischen den Elektroden 33 und 33′ der Gasentladungslampe 34. Stattdessen kann ein variabler Autotransformator anstelle der Phasensteuerstufe 21 und anstelle des Ballastwiderstandes 23 benutzt werden, um einen variablen Stromfluß zwischen den Elektroden 33 und 33′ der Gas entladungslampe 34 zu liefern.

Die Wechselspannung wird durch den Gleichrichter 41 gleich gerichtet und durch den Hochfrequenzwandler 39 in eine Hoch frequenzspannung umgewandelt, und dieser Wandler kann ein regenerativer Transformator und eine Oszillatorschaltung sein. Die Hochfrequenzspannung wird durch einen Stufentransformator 37 nach unten transformiert, der die Niederspannung in Elektro denspulen 35 und 35′ und dem Hochfrequenzwandler 29 zuführt. Die Spannung über jeder Elektrodenspule 35 und 35′ hat vorzugs weise eine Frequenz von etwa 30 kHz bis 100 kHz, so daß der Transformator 37 relativ klein gehalten werden kann. Stattdessen kann aber auch Netzspannung oder Gleichspannung benutzt werden.

Der Gleichrichter 25 richtet die Hochfrequenz-Niederspannung des Transformators 37 gleich und führt sie einem Filter 27 zu, das die Spannung glättet. Dann wird die Gleichspannung in eine Hochfrequenzspannung von typisch 25 kHz durch den Hochfrequenz wandler 29 umgewandelt und dem Aufwärtstransformator zugeführt, der die Spannung um einen Faktor von etwa 15 erhöht und diese Spannung zwischen die Elektroden 33 und 33′ legt, um eine elektrische Entladung in der Lampe 34 zu zünden und aufrecht zu erhalten.

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild, welches detailliert das bevorzugte Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 beschreibt. Eine Wechselspannung liegt an dem Doppelweg-Gleichrichter 133. Der gleichgerichtete Ausgang der Brücke 133 wird durch einen Hauptfilter-Kondensator 131 gefiltert, und die gekletterte Gleichspannung wird an die Spanungsteiler-Kondensatoren 125 und 127 angelegt. Der Widerstand 129 bildet einen Nebenschluß, um Strom vom Filterkondensator 131 abzuziehen, um zu gewährleisten, daß dieser sich vollständig entlädt wenn die Leistung abgeschaltet wird. Die Kondensatoren 125 und 127 liefern eine Bezugspannung, auf die die Primär wicklungen des Hochfrequenz-Transformators 115 bezogen ist.

Die Transistoren 147 und 149 sind in Reihe geschaltet, wobei der Emitter des Transistors 149 mit dem Kollektor von 147 verbunden ist und die gefilterte Gleichspannung über dem Filter kondensator 131 liegt über dieser Reihenschaltung. Der in Basis schaltung liegende Transistor 149 läßt eine Entladung des Kondensators 125 über die Primärwicklung des regenerativen Transformators 141 und ein Heruntertransformieren des Trans formators 115 zu. Dieser Strom induziert eine Spannung in den Sekundärwicklungen mit einer Polarität, derart, daß eine Basis spannung an den Transistor 149 gelegt und diese vom Transistor 147 weggenommen wird. Da der Strom durch die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 141 hauptsächlich aus Magnetisie rungsstrom besteht, wird die induzierte Spannung in den Sekun därwicklungen nach Null gehen. Dies bewirkt, daß die Basisvor spannung vom Transistor 149 weggenommen und diese abgeschaltet wird, so daß der Stromfluß durch die Primärwicklung des Basis- Drive-Transformators 141 und durch den Transformator 115 auf hört. Wenn der Strom durch die Primärwicklung des Basis-Drive- Transformators 141 aufhört, dann beginnt das Magnetfeld im Kern zusammenzubrechen, und es wird eine Spannung in den beiden Sekundärwicklungen mit umgekehrter Polarität erzeugt, so daß eine Basisvorspannung an den Transistor 147 angelegt und die Basisspannung vom Transistor 149 abgeschaltet wird. Dadurch kann sich der Kondensator 127 über die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 141 und des Transformators 115 in Gegenrichtung entladen, so daß eine Hochfrequenz-Wechselspannung in der Primären des Transformators 115 erzeugt wird. Die Sekun därwicklungen des Transformators 115 liefern Leistung zur Erhitzung der Lampenelektroden und eine Speisespannung nach dem Doppelweggleichrichter 111. Die Widerstände 143 und 145 begren zen den Basisstrom der Transistoren 149 und 147. Die Dioden 151 und 155 bilden einen Kommunikationspfad für einen Wechselstrom fluß in der Primärwicklung des Herunterschalttransformators 115.

Der Induktor 123, das Triac 121, die Diode 119 und der Wider stand 117 bilden eine optimale Überlastschutzschaltung. Der Stromsensorwiderstand 117 liegt in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators 115, der die Spannung über die Diode 119 und die Gatter-Anoden-Verbindung des Triac 121 legt. Stattdessen könnte der Stromsensorwiderstand 117 durch einen Stromtransfor mator oder eine optisch gekoppelte Einrichtung (z.B. einen Opto- Transistor) ersetzt werden, falls eine Isolation erforderlich ist. Das Triac 121 wird leitfähig, wenn die Spannung über den Widerstand 117 größer ist als die Summe der Vorwärtsvorspannung der Diode 119 und der Gatter-Anoden-Spannung des Triac 121 (gewöhnlich 1 Volt), was einen übermäßigen Stromfluß durch die Primärwicklung des Transformators 115 anzeigt. Wenn das Triac 121 leitfähig wird, dann entlädt sich der Spannungsteiler- Kondensator 125, so daß der Stromfluß durch die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 141 aufhört und der Kreis abge schaltet wird. Stattdessen kann der Kreis mit einem Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten versehen werden, der in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators 115 liegt. Der Induktor 123 begrenzt die Geschwindigkeit des Stromanstiegs im Triac 121, um eine Beschädigung des Triac zu vermeiden.

Die Widerstände 157 und 163, die Diode 153, das Diac 159 und der Kondensator 161 bilden eine Einsatzschaltung, um beim Start den Oszillatorkreis in Betrieb zu setzen, der die Transistoren 147 und 149 umfaßt. Da die Transistoren 147 und 149 anfänglich abgeschaltet sind, lädt sich der Kondensator 161 über den Wider stand 157 auf, bis er eine ausreichende Spannung aufweist, um über das Diac 159 durchzubrechen. Wenn das Diac 159 durchbricht, entlädt sich der Kondensator 161 über den Widerstand 163 und die Basis des Transistors 147, und schaltet diesen an, so daß sich der Kondensator 127 über die Primärwicklung des Basis- Drive-Transformators 141 entladen kann, um die Schwingung ein zuleiten. Im Normalbetrieb verhindert die Diode 153, daß sich der Kondensator 161 auf die Durchbruchsspannung des Diacs 159 auflädt, indem ein Entladepfad über den Transistor 147 geschlos sen wird, der seinen Leitfähigkeitszustand mit Hochfrequenz ändert. Der Doppelwellen-Gleichrichter 111 empfängt eine Hoch frequenzwechselspannung vom Transformator 115 und richtet diese in eine hochfrequenzmodulierte Gleichspannung um, die durch einen Filterkondensator 109 geglättet wird. Die gefilterte Gleichspannung tritt über der Reihenschaltung von FET 75 und der Primärwicklung des Transformators 71 auf. Der Taktgeber 81 liefert dem FET 75 eine Hochfrequenzbasisvorspannung über etwa 10% des Arbeitszyklus, so daß die Hochfrequenz durch die Primär wicklung des Transformators 71 fließen kann. Die hochgespannte Hochfrequenz-Wechselspannung, die in der Sekundärwicklung induziert wird, wird über die Kondensatoren 67 und 69 übertragen und zwischen die Elektroden der in Reihe geschalteten Gasent ladungslampen 165 und 167 angelegt.

Die Zehnerdiode 77 liegt parallel zum FET 75, um die Spannung darüber zu begrenzen, wenn das FET 75 ausgeschaltet ist. Die Kondensatoren 67 und 69 verhindern, daß der Netzfrequenzstrom durch die Sekundärwicklung des Transformators 71 fließt und den Kern sättigt. Die Diode 73 liegt in Reihe mit dem FET 75 und verhindert den Aufbau von Schwingungen, die sonst zwischen dem Transformator 71 und den Kondensatoren 67 und 69 auftreten könnten.

Der Induktor 113 begrenzt die Leistung, die der Brückenschaltung 111 und den Gasentladungslampen 165 und 167 zugeführt wird, ohne zusätzliche Leistung zu verstreuen. Der Induktor 113 senkt die Spannung, während ein Hochfrequenzstrom fließt, aber es kann eine erhöhte Spannung beim Anlauf nach der Brücke 111 gelangen, wenn der Strom durch den Choke gering ist, um die Lampen zu zünden. Weil die übertragene Leistung eine Hochfrequenzleistung ist, kann der Induktor 113 sehr viel kleiner gemacht werden als ein Netzfrequenzinduktor mit der gleichen Impedanz.

Der Tastgeber 81 arbeitet wie folgt: eine Gleichspannung von 12 Volt wird dem Pin 8 zugeführt, um den Taktgeber zu erregen. Der Taktgeberkondensator 89 lädt sich über die Diode 83 und den Widerstand 85 auf, bis er auf etwa 6 Volt steht, und zu dieser Zeit wird bewirkt, daß die Spannung über dem Kondensator 89, die am Pin 6 auftritt, den Pin elektrisch abschaltet, so daß der Pin 7 elektrisch an den Pin 1 angeschaltet wird, der auf Null Volt geschaltet ist. Der Zeitgeberkondensator 89 entlädt sich dann über den Widerstand 87, bis eine Spannung von etwa 4 Volt erreicht ist, und zu dieser Zeit bewirkt die Spannung über dem Kondensator 89, die am Pin 2 auftritt, daß der Taktgeber den Pin 3 mit dem Pin S (Leistung) verbindet und den Pin 7 abschaltet. Während sich der Kondensator 89 wieder lädt, liefert der Pin 3 dem FET 75 einen Basisstrom über den Strombegrenzungswiderstand 79, bis die Spannung am Zeitgeberkondensator 89 wiederum 6 Volt erreicht. Durch Wahl der Werte von Widerstand 85 und 87 und Kondensator 89 wird die Frequenz und der Arbeitszyklus des Zeitgeber-Ausgangspins 3 festgelegt, und demgemäß die Frequenz und Leistung des Hochfrequenzstromes, der den Lampen geliefert wird. Der Pin 5 ist über den Kondensator 91 mit Null Volt ver bunden.

Der Transistor 95, die Zehnerdiode 97 und der Speicherkondensator 93 liefern dem Zeitgeber 81 eine geregelte Spannung. Im Normal betrieb ist ein bilateraler Siliciumschalter SBS 99 leitfähig und läßt den Strom durch die Reihenschaltung von Widerstand 107 und Zehnerdiode 97 fließen, wobei die Umkehrvorspannung der Zehnerdiode 97 an die Basis-Emitterverbindung des Transistors 95 und den Kondensator 93 angelegt wird. Wenn die Spannung über dem Kondensator 93 plus Basis-Emitterspannungsabfall am Tran sistor 95 kleiner ist als die Umkehrvorspannung der Zehnerdiode 97, fließt ein Strom durch die Basis-Emitterverbindung und bewirkt, daß der Transistor leitfähig wird und sich der Konden sator 93 aufladen kann. Die Charakteristiken der Schaltung sind derart, daß die Spannung am Kondensator 93 auf einem relativ konstanten Wert gehalten wird, der etwa gleich ist der Umkehr vorspannung der Zehnerdiode, verringert um den Basisemitter- Spannungsabfall des Transistors 95.

Der SBS 99, der Widerstand 107 und der Kondensator 103 bilden eine Anlaufverzögerungsschaltung, um das Anlegen der Leistung an den Zeitgeber 81 (und demgemäß am FET 95 und den Gasent ladungslampen) während einer vorbestimmten Zeitdauer zu ver zögern, so daß sich die Lampenelektroden aufheizen können, bevor ein Lichtbogen gezogen wird. Bei dem anfänglichen Starten der Lampen beginnt sich der Kondensator 103 über den Widerstand 107 zu laden, bis die Spannung ausreicht, um den SBS 99 zum Durch bruch zu veranlassen. Nachdem dieser durchgebrochen ist, läßt der SBS 99 den Strom über die Zehnerdiode 97 und den Spannungs regelkreis fließen, die dem Zeitgeber 81 die Leistung liefert. Wenn die Leistung weggenommen ist, entlädt sich der Kondensator 103 schnell über die Diode 105, damit eine schnelle Rückstellung des Startverzögerungskreises gewährleistet wird, falls die Leistung unmittelbar darauf wieder angelegt wird. Der Widerstand 101 liefert einen Pfad für den Leckstrom, der durch den SBS 99 und die Basis-Kollektorverbindung des Transistors 95 fließt, damit eine vorzeitige Durchschaltung des Transistors 95 beim Anlauf verhindert wird. Stattdessen kann eine digitale Zeit verzögerungsschaltung oder ein Widerstand mit einem positiven Temperaturkoeffizienten benutzt werden, um das Anlegen der Leistung an die Lampen 165 und 167 zu verzögern.

Der Widerstand 62 und der Kondensator 61 bilden einen Tiefpaß filter, um die Hochfrequenzspannung zu begrenzen, die an der gedimmten heißen Leitung auftritt. Kondensatoren 135 und 137 begrenzen die Hochfrequenzspannungen an dem heißen und dem neutralen Draht. Ein Metalloxid-Varistor (MOV) 139 ist in der Hochspannungsschutzschaltung angeordnet und begrenzt die Spannung zwischen heißem und neutralem Leiter auf einen Wert unter der Nennspannung der Elemente, die den Kreis bilden.

Induktoren 63 und 65 stellen magnetische Ballastwiderstände dar, die den phasengesteuerten Leitungsfrequenzstrom begrenzen, der durch jede parallel geschaltete Gasentladungslampe 165 bzw. 167 fließt. Die Induktoren 63 und 65 bewirken auch eine Sperrung der Hochfrequenzspannung, die der Sekundärwicklung des Transformators 71 zugeführt wird, so daß diese nicht an der gedimmten heißen Leitung auftreten kann.

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines Gasentladungslampendimmers gemäß der Erfindung zur Ver wendung in Verbindung mit herkömmlichen magnetischen Ballast widerständen. Ein einziger Hochfrequenztransformator liefert einen kleinen Strom von der Elektrode 185 nach der Elektrode 185′ und liefert eine niedrige Spannung über jeder Elektroden spule 195 und 195′ der Gasentladungslampe 186. Der Phasen steuerkreis 181 empfängt die 50 Hz oder 60 Hz Netzspannung und legt eine Phasensteuerwellenform an den Ballastwiderstand 183 an. Die Phasenverzögerung bestimmt die Effektivspannung, die an den Lastwiderstand 183 angelegt wird. Der Lastwiderstand 183 läßt einen Strom von der Elektrode 185 nach der Elektrode 185′ fließen. Stattdessen kann ein Stelldrafo benutzt werden, der den Phasensteuerkreis 181 ersetzt, um einen einstellbaren Strom von der Elektrode 185 nach der Elektrode 185′ fließen zu lassen.

Die Netzwechselspannung wird durch den Gleichrichter 187 gleich gerichtet und durch ein Filter 189 geglättet. Die sich hieraus ergebende Gleichspannung wird dann in eine Hochfrequenz-Wechsel spannung durch den Hochfrequenzwandler 191 umgewandelt, der einen regenerativen Basis-Drive-Transformator und eine Oszilla torschaltung umfassen kann, oder einen digitalen Zeitgeber und ein FET usw. Die Periode der Hochfrequenzspannung ist vorzugs weise sehr viel kleiner als die Rekombinationszeit des ioni sierten Gases in der Lampe 186. Die Hochfrequenzspannung wird an den Transformator 193 angelegt, der wenigstens zwei Sekundär wicklungen aufweist. Die eine Wicklung erhöht die Hochfrequenz spannung und läßt einen niedrigen Strom von der Elektrode 185 nach der Elektrode 185′ fließen, um einen elektrischen Licht bogen während der Phasenverzögerung des Phasensteuerkreises 181 aufrechtzuerhalten. Eine zusätzliche Wicklung transformiert die Hochfrequenzspannung nach unten und legt diese an jede Elek trodenspule 195 und 195′ an, um die Elektroden zu erhitzen.

Fig. 8 ist eine Schaltung des Dimmersystems gemäß Fig. 7. An den Doppelweggleichrichter 201 wird eine Wechselspannung angelegt. Der gleichgerichtete Ausgang der Gleichrichterschaltung 201 wird durch einen Hauptfilterkondensator 203 geglättet und die geglättete Gleichspannung wird der Reihenschaltung von zwei Spannungsteiler-Kondensatoren 205 und 207 zugeführt. Der Wider stand 209 bildet einen Shunt, um Ladung vom Filterkondensator 203 abzuziehen, um eine vollständige Entladung zu gewährleisten, wenn die Leistung abgeschaltet wird. Die Kondensatoren 205 und 207 liefern eine Bezugsspannung, auf die die Primärspannung des Hochfrequenztransformators 211 bezogen ist.

Die Transistoren 213 und 215 sind in Reihe geschaltet, wobei der Emitter von 213 mit dem Kollektor von 215 verbunden ist. Die geglättete Gleichspannung über dem Glättungskondensator 203 liegt über dieser Reihenschaltung. Bei einer gegebenen Basisvorspannung läßt der Transistor 213 eine Entladung des Kondensators 205 über die Primärwicklung des regenerativen Basis-Drive-Transformators 217 und den Hochfrequenztransformator 211 zu. Dieser Strom induziert eine Spannung in der Sekundär wicklung mit einer solchen Polarität, daß ein Basisstrom nach dem Transistor 213 gelangt und der Basisstrom vom Transistor 215 weggenommen wird. Nachdem der Strom durch die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 141 in erster Linie aus Magneti sierungsstrom besteht, geht die induzierte Spannung der Sekun därwicklung auf Null. Dies bewirkt, daß die Basisvorspannung vom Transistor 313 weggenommen wird, wodurch dieser abgeschaltet und der Stromfluß durch die Primärwicklung des Basis-Drive- Transformators 217 und den Hochfrequenztransformator 211 abgeschaltet wird. Da der Strom durch die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 217 abfällt, beginnt das magnetische Feld im Kern zusammenzubrechen und es wird eine Spannung in den beiden Sekundärwicklungen von umgekehrter Polarität induziert, so daß die Basis des Transistors 215 vorgespannt und die Vor spannung vom Transistor 213 weggenommen wird. Damit kann sich der Kondensator 207 über die Primärwicklung des Basis-Drive- Transformators 217 und den Hochfrequenz-Transformator 211 in Gegenrichtung entladen, wodurch eine Hochfrequenz-Wechselspan nung an der Primärwicklung des Transformators 211 auftritt. Die Sekundärwicklungen des Transformators 211 liefern die herabtransformierte Spannung zur Erhitzung der Elektroden und die herauftransformierte Spannung zum Zünden der in Reihe ge schalteten Lampen 219 und 221. Während des stetigen Betriebes begrenzt der Induktor 223 den Hochfrequenzstrom nach den Lampen 219 und 221. Beim Starten der Lampen läßt der Induktor 223 Hochspannung über die Lampen zu, um einen Lichtbogen zu zünden. Der Kondensator 227 blockiert die Netzfrequenz-Spannungsände rungen gegenüber einer Sättigung des Hochfrequenz-Transformators 211. Die Widerstände 227 und 229 begrenzen den Basisstrom nach den Transistoren 213 bzw. 215. Die Dioden 231 und 233 bilden einen Kommunikationspfad für den Wechselstrompfad in der Primär wicklung des Hochfrequenztransformators 211.

Die Widerstände 235, der gesteuerte Silicium-Gleichrichter SCR 237, der Stromsensor-Widerstand 239, die Zehnerdioden 241 und 242 sowie der Widerstand 243 bilden eine Überlastschutzschal tung. Der Stromsensor-Widerstand 239 liegt in Reihe mit der Primärwicklung des Hochfrequenztransformators 211, wodurch eine Spannung an die Zehnerdioden 241 und 242 und die Gatter-Anoden- Verbindung von SCR 237 gelegt wird. SCR 237 wird leitfähig, wenn die Spannung über den Widerstand 239 größer ist als die Summe der Rückwärtsvorspannung der Zehnerdiode 241, der Vorwärtsvor spannung der Zehnerdiode 242 und der Gatter-Anoden-Spannung von SCR 237 (etwa 2 bis 3 Volt). Dies zeigt einen übermäßig hohen Stromfluß durch die Primärwicklung des Hochfrequenztransforma tors 211 an. Wenn SCR 237 leitfähig wird, entlädt sich der Spannungsteiler-Kondensator 205 und schließt die Primärwicklung des Transformators 211 kurz und schaltet ab. Der Widerstand 243 zieht das Gatter von SCR 237 auf eine bekannte Spannung, um eine Fehlzündung infolge von Störungen zu vermeiden.

Die Widerstände 245 und 247, die Dioden 249, das Diac 251 und der Kondensator 253 bilden eine Initial-Schaltung nach Anlauf der Oszillatorschaltung mit einem Transistor 213 und 215. Da die Transistoren 213 und 215 anfänglich abgeschaltet sind, lädt sich der Kondensator 253 über den Widerstand 245 auf, bis er eine genügende Spannung erreicht, um über dem Diac 251 durch zubrechen. Wenn das Diac 251 durchbricht, entlädt sich der Kondensator 253 über den Widerstand 247 und die Basis des Transistors 215 und schaltet ihn an, so daß sich der Kondensator 207 über die Primärwicklung des Basis-Drive-Transformators 217 entladen kann, um die Schwingung einzuleiten. Während des Normalbetriebes verhindert die Diode 249, daß sich der Kondensa tor 253 auf die Durchbruchsspannung des Diac 251 auflädt, indem ein Entladepfad über den Transistor 214 geschaffen wird, der seinen Leitfähigkeitszustand bei Hochfrequenz in Normalbetrieb ändert.

Der Widerstand 255 und der Kondensator 257 bilden ein Tiefpaß filter, um die Hochfrequenzspannung zu begrenzen, die an der gedimmten heißen Leitung auftritt. Kondensatoren 259 und 261 begrenzen die Hochfrequenzspannung an der heißen bzw. neutralen Leitung. MOV 263 stellt eine Hochspannungs-Schutzvorrichtung dar und bewirkt eine Begrenzung der Spannung zwischen heißem und neutralem Leiter auf einen Wert, der unter der Nennspannung der Elemente, die die Schaltung bilden, liegt.

Die Induktoren 265 und 267 sind Ballastwiderstände, die den phasengesteuerten Netzfrequenzstrom begrenzen, der durch jede der parallelgeschalteten Gasentladungslampen 219 und 221 fließt. Die Induktoren 265 und 267 bewirken außerdem, daß die herauf transformierte Hochfrequenzspannung, die in die Sekundäre des Transformators 211 injiziert wird, an der gedimmten heißen Ader auftritt.

Fig. 9 zeigt eine Abänderung der Schaltung gemäß Fig. 8, wobei die Induktoren 265 und 273 durch einen Streu-Autotransformator 269 ersetzt sind, der die Lampen 219 und 221 in Reihe beauf schlagt. Vorzugsweise transformiert der Streu-Autotransformator 269 die Netzspannung stufenweise nach oben und legt diese an die in Reihe geschalteten Lampen. Diese Schaltung hat den un erwarteten Vorteil einer erwünschten Lampenanlaßfolge. Die Anordnung einer erwünschten Startfolge erfordert im allgemeinen, daß sich die Elektroden während etwa 200 bis 300 ms aufheizen können, bevor ein Lichtbogen gezogen wird, da das Ziehen eines Lichtbogens vor Aufheizung der Elektroden die Lebensdauer der Lampen reduziert. Der Grund für diesen unerwarteten Erfolg ist noch nicht vollständig erforscht. Ein Versuch eines Verständ nisses erfordert eine Analyse der Impedanzcharakteristiken von Gasentladungslampen, wie dies im folgenden ausgeführt wird.

Fig. 10 ist eine graphische Darstellung der Impedanzcharakte ristiken einer typischen Gasentladungslampe, wobei drei Typen von Gasentladung angegeben sind, nämlich eine Towndsend-Ent ladung, eine Glimmentladung und eine Bogenentladung in der Reihenfolge des sich erhöhenden Stroms. Die Towndsend-Entladung ist eine Folge von Spurenbestandteilen von Ionen und Elektronen, die in allen Gasen infolge der äußeren Umgebungsstrahlung vor handen sind. Wenn die Spannung über der Lampe von Null an erhöht wird, dann steigt der Strom I an, wenn wenige Elektronen und positive Ionen im Gasrohr an die Elektroden eingezogen werden. Bei A werden diese Ladungen ebenso schnell abgezogen, wie sie erzeugt werden und der Strom steigt nur vernachlässigbar an, wenn die an die Röhre angelegte Spannung weiter von A nach B erhöht wird. Die hier in Betracht kommenden Ströme sind sehr klein und liegen in der Größenordnung von Nanoampere oder weniger.

Nachdem der Punkt B erreicht ist, beginnt ein neues Phänomen. Die Spannung ist nunmehr so groß, daß die Elektronen im Gas eine genügende kinetische Energie aufweisen, um zusätzliche Gasatome zu ionisieren. Der Strom steigt schnell von B nach C an.

An der Stelle C sind die Bedingungen so daß die Entladung sich selbst trägt. Damit dies geschehen kann muß ein neues Phänomen, nämlich eine Sekundäremission einsetzen. Die positiven Ionen, die durch den Ionisationsprozeß erzeugt wurden, werden infolge des elektrischen Feldes nach der Kathode beschleunigt. Da diese Feldstärke ansteigt, wenn die Spannung V ansteigt, erhalten einige dieser Ionen eine kinetische Energie, welche ausreicht Elektronen beim Auftreffen auf die Kathode herauszuschleudern. Die Bedingung, daß die Entladung sich selbst trägt, besteht da rin, daß das elektrische Feld groß genug sein muß, so daß für jedes Primärelektron genügend positive Ionen erzeugt werden, so daß eine von diesen eine genügende Energie aufweist, um ein Sekundärelektron aus der Kathode herauszubrechen. Dann wird das Primärelektron nicht mehr benötigt und die Entladung trägt sich selbst. Die Spannung, bei der der Übergang von der Townsend-Entladung nach der Glimmentladung stattfindet, wird als Townsend-Glüh-Übergangs-Spannung bezeichnet.

Wenn die Spannung über der Lampe ansteigt, steigt der Entlade strom bis zum Punkt D in Fig. 10 an. Während dieser Bewegung steigt der Strom und die Spannung über der Röhre an und bleibt dann konstant. Die Entladung wird nunmehr als Glüh-Ent ladung definiert und trägt sich selbst. Die Spannung über der Lampe beträgt im typischen Fall 100 bis 300 Volt, d.h. etwas weniger als die Durchbruchsspannung des Gases, und der Strom liegt im Milliampere-Bereich. Von D nach E ist die Spannung im wesentlichen unabhängig vom Strom, wobei letzterer durch einen äußeren Ballastwiderstand begrenzt wird. Die Spannung, die erforderlich ist, die Glimmentladung im Bereich zwischen D und E zu halten, soll als Glimm-Spannung bezeichnet werden. Eine große Zahl positiver Ionen und ein hohes elektrisches Feld müssen vorhanden sein, um die erforderlichen Sekundärelektronen zu erzeugen. Weil sie schwerer sind, bleiben die positiven Ionen in dem Bereich sehr viel länger als die Elektroden, und die Folge davon ist eine resultierende positive Ladung (Raumladung) in der Nähe der Kathode. Nahezu sämtliche elektrischen Feld linien, die von der Kathode ausgehen enden auf diesen positiven Ionen. Demgemäß erscheint der größte Spannungsabfall über der Röhre in der Nähe der Kathode und der Strom an der Kathode ist vorherrschend ein positiver Ionenstrom.

Wenn die Glimmentladung von D ansteigt, dann bedeckt die Glimm- Entladung einen sich vergrößernden Abschnitt der Kathoden- Oberfläche, wodurch die Stromdichte konstant gehalten wird, bis bei E die gesamte Oberfläche bedeckt ist. Da die Spannung weiter ansteigt, steigt auch die Stromdichte an und die Glimmentladung beginnt sich auf einen einzigen Punkt zu konzentrieren, dessen Temperatur ansteigt. Eine stetige Arbeitsweise der Lampe zwisched den Punkten E und F ist unerwünscht, weil das hohe elektrische Feld in der Nähe der Kathode bewirkt, daß eine schwerwiegende Bombardierung mit positiven Hochgeschwindigkeits- Ionen erfolgt. Bei F wird der heiße Fleck der Kathode so heiß (etwa 3300°K für Wolfram), daß eine thermische Emission statt findet und das Glimmen in einen Lichtbogen übergeht. Die Spannung am Übergang zwischen Glimmen und Lichtbogen wird als Glimm-Lichtbogen-Übergangsspannung bezeichnet. Der Punkt F ist kein stabiler Arbeitspunkt und ein schneller Übergang findet zwischen F und G statt. Der Lichtbogenbereich zwischen G und H hat eine negative Widerstandscharakteristik (die Spannung fällt ab wenn der Strom ansteigt); so muß der Strom durch ein äußeres Element, beispielsweise einen induktiven Ballastwiderstand, begrenzt werden. Selbst wenn jedoch der Strom durch einen Ballastwiderstand begrenzt wird, verursacht die dramatische Verminderung der Lampenimpedanz, daß der Stromfluß durch die Lampe rapide um eine Größenordnung oder mehr ansteigt. Dies kann Spannungen in der Lampe zur Folge haben, z.B. thermische Spannungen an den Elektroden, die die Beanspruchungen bei weitem überschreiten, die im stetigen Zustand auftreten, und dadurch kann die Lebensdauer der Lampe beträchtlich vermindert werden.

Im Bogenentladungsbereich ist der Strom relativ hoch (0,1 bis 10 Ampere) und der Spannungsabfall in der Nähe der Kathode ist niedrig und liegt in der Größenordnung des Ionisierungs potential des Gases (10 bis 20 Volt). Aber dieser Spannungs abfall ist ausreichend, weil es nicht mehr erforderlich ist, eine große Zahl von positiven Ionen nach der Kathode zu beschleunigen, um die erforderliche Zahl von Sekundärelektronen zu erzeugen. Stattdessen ist es nur notwendig, ein ausreichendes Bombardement zu haben, um den heißen Punkt aufrechtzuerhalten, der eine thermische Emission bewirkt.

Wenn die Kathode durch eine beispielsweise an eine Wolframspule angelegte Spannung erhitzt wird, dann tritt der Übergang zwischen Glimmstrom und Bogenstrom, wie durch die Punkte F′ und G′ dargestellt, bei einer niedrigeren Spannung V₄ auf. Dies ist beim Start der Lampe wegen der verminderten Glimm- Bogenübergangsspannung V₄ erwünscht und die kleinere Änderung in der Lampenimpedanz zwischen F′ und G′ führt zu verminderten Beanspruchungen der Lampe während des Übergangs zwischen Glimmen und Lichtbogen. Es ist erwünscht, die Lampen beanspruchung zu vermindern und demgemäß die Lebensdauer der Lampe zu erhöhen. Bei bekannten Systemen war man jedoch bisher nicht in Lage, die Glimm-Bogen-Übergangsspannung unter die Townsend-Glimmübergangsspannung V₁ zu vermindern, da eine Spannung von mehr als V₁, benötigt wird, um den Townsend- Entladebereich von A nach C um den Townsend-Entladebereich von A nach C zu übersteigen.

Die Erfindung sieht beim Starten anfänglich einen begrenzten Strom mit einer Hochfrequenzspannung zwischen den Elektroden vor, um einen Glimmentladungsstrom mit geringer Stromstärke in der Lampe zwischen den Punkten D und E zu ziehen. Eine Hoch frequenzspannung liegt auch über den Elektrodenspulen, um diese aufzuheizen. Gleichzeitig liegt eine Netzfrequenzspannung V₅, die kleiner ist als die Townsend-Glimmübergangsspannung V₁ zwischen den Elektroden und hält eine Glimmentladung über die Lampe aufrecht. Wenn sich die Elektroden aufheizen, bewegt sich der Glimm-Lichtbogen-Übergangspunkt von F nach F′′. Wenn er F′′ erreicht (etwa 200 bis 300 ms) reicht die Netz frequenzspannung V₅ aus, um eine thermische Emission an der Kathode einzuleiten und den Lichtbogen in der Lampe zu ziehen. Der kleinere Lampenimpedanz-Übergang von F′′ nach G′′ führt zu verminderten Lampenbeanspruchungen und einer erhöhten Lampen-Lebensdauer. Demgemäß wird die Lebensdauer der Lampe erhöht, weil die Glimm-Lichtbogen-Übergangsspannung V₅ sich der Glimmspannung V₂ nähert.

Fig. 11 zeigt ein Schaltschema eines kompakten Fluoreszenz- Lampendimmersystems nach der Erfindung. Die Dimmerschaltung arbeitet ähnlich wie die Schaltung gemäß Fig. 6 und 8 mit dem Unterschied, daß die Hochfrequenzspannung durch einen LC- Resonanzkreis erzeugt wird, der von einer Hochfrequenz-Schwing schaltung angeregt wird. Die Resonanzschaltung ist in der Lage, Spitzenspannungen zu erzeugen, die 1000 Volt überschreiten. Diese Dimmerschaltung ist in idealer Weise für kompakte Fluores zenzlampen und andere Typen von Gasentladungslampen geeignet, die hohe Durchschlagsspannungen erfordern. Die Schaltung arbeitet wie folgt:

Die Doppelweg-Gleichrichterbrücke 301 mit den Kondensatoren 303, 305 und 307 sowie den Widerstand 309 bilden eine Gleichsspannungsquelle und entsprechen den Elementen 201 bis 209 gemäß Fig. 8. Der Widerstand 310 liegt auf der Wechselstrom seite der Doppelwegbrückenschaltung 301, um die hohen Eingangs ströme zu begrenzen und die Dimmerschaltung gegenüber hohen Strömen zu schützen, die das Ergebnis sein könnten, wenn der Ausgang aus Versehen kurzgeschlossen würde.

Die Transistoren 313 und 315, die Widerstände 317 und 319 und der regenerative Basis-Drive-Transformator 321 bilden einen Hochfrequenz-Schwingkreis. Die Transistoren 313 und 315 sind in Reihe geschaltet und der Emitter 313 ist mit dem Kollektor von 315 verbunden. Die Spannung über den Spannungsteiler-Kon densatoren 305 und 307 wird an die Transistoren 313 und 315 angelegt. Bei gegebener Basis-Vorspannung läßt der Transistor 313 den Kondensator 305 über die Primärwicklungen P des regenerativen Basis-Drive-Transformators 321 und den Hoch frequenztransformator 323 entladen. Dieser Strom induziert eine Spannung in den Sekundärwicklungen S1 und S2 des Trans formators 321 mit einer solchen Polarität, daß eine Basis- Vorspannung an den Transistor 313 angelegt und die Basisvor spannung vom Transistor 315 weggenommen wird.

Da der Strom durch die Primärwicklung P des Transformators 321 hauptsächlich aus Magnetisierungsstrom besteht, fällt die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung S1 ab. Dies bewirkt, daß die Basisvorspannung vom Transistor 313 wegfällt, wodurch er abschaltet und ein abnehmender Strom durch die Primärwicklung P der Transformatoren 321 und 323 fließt. Das Zusammenbrechen des magnetischen Feldes im Kern des Transformators 321 induziert eine Spannung in den Sekundärwicklungen S1 und S2 von einer solchen Polarität, daß die Basisspannung des Transistors 315 hergestellt und die Basisspannung vom Transistor 313 weggenommen wird, wodurch sich die Stromrichtung durch die Primärwicklung P des Transformators 321 umkehrt. Dieser Zyklus regeneriert sich selbst und führt zu einer Hochfrequenz-Wechselantriebsspannung, die den Sekundärwicklungen S1, S2, S3 und S4 des Transformators 323 aufgeprägt wird. Die Antriebsfrequenz liegt vorzugsweise zwischen 20 kHz und 50 kHz. Frequenzen unter 20 kHz liegen im menschlichen Hörbereich und sind daher unerwünscht. Hochfre quenz über 50 kHz ist unerwünscht, weil diese eine hohe thermische Dämpfung in den Schalttransistoren 313 und 315 verursacht und die kapazitive Impedanz der Befestigungsdrähte gegenüber Erde verringert wird. In der Schaltung gemäß Fig. 11 wird eine Treiberfrequenz von ungefähr 40 kHz bevorzugt.

Die gewünschte Treiberfrequenz kann durch geeignete Wahl der Widerstände 317 und 319 und der Zahl der Wicklungen, der Primär wicklung P und der Sekundärwicklung S1 und S2 des Transformators 321 eingestellt werden. Die Widerstände 317 und 319 dienen auch dazu, die Asymmetrien zu vermindern, die durch Änderungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls der Transistoren 313 und 315 verursacht werden könnten. Die Dioden 325 und 327 bilden einen Kommunikationspfad für einen Stromfluß durch die Transistoren 315 bzw. 313. Stattdessen könnten die Transistoren 313 und 315 durch FETS, MOSFETS oder andere Schaltelemente ersetzt werden.

Bipolare Transistoren, wie dargestellt, sind jedoch zu bevor zugen wegen ihres geringen Vorwärts-Spannungsabfalls und im Hinblick auf die relativ geringen Kosten.

Der Oszillatorkreis kann durch einen weniger kostspieligen Halbleiter-Gleichstrom-Frequenzwandler ersetzt werden, der eine nicht pulsierende Gleichspannung in eine pulsierende Hochfrequenz-Gleichspannung umformt. Eine invertierende Oszillatorschaltung, die Gleichstrom in Wechselstrom umformt, ist zu bevorzugen, da hierdurch reduzierte Spitzenmagnetflüsse im Kern der Transformatoren 321 und 323 bei der gleichen transformierten Energie erzeugt werden.

Sekundärwicklungen S1, S2 und S3 des Transformators 323 liefern eine nach unten gestufte Hochfrequenzspannung über den Elektro denspulen der Lampen 329 und 331, um diese Elektroden auf zuheizen. Die Sekundärwicklung S4 liefert eine Hochfrequenz- Treiberspannung an den LC-Resonanzkreis, der vom Induktor 333 und dem Kondensator 335 gebildet wird.

Der Resonanzkreis besitzt Eingangsklemmen A und C über dem Induktor 333 und dem Kondensator 335, die in Reihe geschaltet sind und den Ausgangsklemmen A und R, die über dem Kondensator 335 liegen. Die Lampen 329 und 331 sind in Reihe zwischen die Ausgangsklemmen geschaltet und speisen den Resonanzkreis parallel. Die Spitzen-Ansprechfrequenz des Resonanzkreises liegt vorzugsweise in der Nähe der Treiberfrequenz der Hoch frequenz-Oszillatorschaltung, um ein Resonanzansprechen zu gewährleisten. Bei dieser speziellen Schaltung wird die Impe danz des Resonanzkreises über den Transformator 23 zum Trans formator 323 reflektiert und bewirkt, daß die Oszillatorschal tung bei der Spitzenansprechfrequenz des Resonanzkreises arbeitet, wodurch ein optimales Resonanzansprechen gewährleistet wird. Unter einem Resonanzkreis soll ein Kreis verstanden werden, der eine einzige Grund-Resonanzfrequenz hat. Der Aus druck "Spitzenansprechfrequenz" bezieht sich auf die Frequenz, bei der diese Grundfrequenz maximiert wird.

Die Spannung über den Ausgangsklemmen liegt vorzugsweise zwischen 100 und 1000 Volt effektiv, um die elektrische Ent ladung in den Lampen zu zünden und aufrechtzuerhalten und die Spannung wird durch die Dämpfung des Resonanzkreises bestimmt. In diesem Fall wird das Ausmaß der Dämpfung in erster Linie durch die Impedanz der Lampen bestimmt, die den Resonanzkreis parallel belasten. Dies stabilisiert die Arbeits weise der Gasentladungslampen, die von Haus aus infolge einer negativen Widerstandscharakteristik der elektrischen Entladung unstabil sind. Wenn die Lampenimpedanz ansteigt, fällt die Dämpfung des Resonanzkreises ab, so daß ein erhöhtes Resonanz ansprechen der Antriebsfrequenz und eine höhere Spannung über den Ausgangsklemmen die Folge ist. Wenn umgekehrt die Impedanz der Lampen abfällt, dann steigt die Dämpfung des Resonanzkreises an, wodurch das Resonanzansprechen und die Spannung über den Ausgangsklemmen abfallen. Bevor die Lampen gezündet werden, ist ihre Impedanz sehr hoch und die Spannung über den Ausgangs klemmen der Resonanzschaltung steigt sehr schnell auf die Zündspannung der Lampen an. Nachdem die Lampen einmal gezündet sind, fällt ihre Impedanz scharf ab und die Spannung über den Ausgangsklemmen fällt ebenfalls ab, so daß der Leistungsfluß nach den Lampen relativ stabil bleibt.

Eine fakultative Spannungs-Überlastschaltung kann vorgesehen sein, die das maximale Ansprechen der Resonanzschaltung begrenzt, wenn die Lampen nicht zünden oder wenn eine der Lampen abgeschaltet ist. Die Überlastschaltung besteht aus einem Sensorwiderstand 337, einem Transistor 339, einem Kondensator 343 und einer Diode 342. Wenn die Augenblicks spannung über dem Sensorwiderstand 337 den Basis-Emitter- Spannungsabfall des Transistors 339 (ungefähr 0,7 Volt) über schreitet, schaltet der Transistor 339 an und zieht Strom aus dem Kondensator 341 ab. Hierdurch wird eine zusätzliche Last an den regenerativen Basis-Drive-Transformator 321 über die Sekundärwicklung S3 angelegt, wodurch die Antriebsfrequenz der Oszillatorschaltung auf eine niedrigere Frequenz gebracht wird, d.h. weiter weg vom Spitzenansprechfrequenzwert der Resonanzschaltung, wodurch das Resonanzansprechen verringert wird. Die Rückkopplungscharakteristik der Überlastschaltung ist so gewählt, daß die Ausgangsspannung der Resonanzschaltung unter einem vorbestimmten maximalen Spitzenspannungswert von etwa 1000 Volt verbleibt.

Um die Stabilität des Resonanzkreises weiter zu erhöhen, ist fakultativ ein Widerstand 343 zwischen Kollektor und Basis des Transistors 339 geschaltet, damit ein Strom durch den Transistor 339 und die Sekundärwicklung S3 des Transformators 321 fließen kann. Im Normalbetrieb belastet dies den Transformator 321, wodurch die Antriebsfrequenz der Oszillatorschaltung auf etwa 37 kHz abgesenkt wird, so daß die Resonanzschaltung vom Spitzenansprechwert (ungefähr 40 kHz) leicht verstimmt wird. Diese zusätzliche Stabilität, die von der Fehlabstimmung her rührt, ermöglicht es, daß die Lampen 329 und 331 über einen weiten Bereich von Leistungspegeln (ungefähr 5 bis 100%) arbeiten können, ohne daß ein merkliches Flackern auftritt. Stattdessen kann eine Stabilität dadurch erhalten werden, daß der Resonanzkreis weiter gedämpft wird. Hierdurch wird jedoch der Wirkungsgrad der Schaltung vermindert und es wird eine unerwünschte Wärme erzeugt.

Die Widerstände 345 und 347, die Dioden 349, das Diac 351 und der Kondensator 353 bilden eine Schaltung, die die Oszillatorschaltung beim Starten der Lampen initialisiert. Die Elemente arbeiten identisch den entsprechenden Elementen 245 bis 253 in Fig. 8.

Claims

1. Lichtstellsystem für Gasentladungslampen, welche Elektroden aufweisen, um eine Leistung an die Lampe anlegen zu können, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) Mittel, die einen ersten zeitveränderlichen Strom zwischen den Elektroden erzeugen, um eine elektrische Entladung in der Lampe zu veranlassen, und
b) Mittel, die gleichzeitig zwischen den Elektroden einen zweiten Strom liefern, um eine elektrische Entladung innerhalb der Lampe aufrechtzuerhalten, wenn der erste Strom allein unzureichend ist.

2. Lichtstellsystem für zwei Gasentladungslampen, von denen jede erste und zweite Elektroden aufweist, nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) es sind Mittel vorgesehen, um einen ersten zeitver änderlichen Strom von der ersten Elektrode nach der zweiten Elektrode jeder Gasentladungslampe zu schicken, um eine elektrische Entladung herbeizuführen, und
b) es sind Mittel vorgesehen, um einen zweiten Strom von der ersten Elektrode der ersten Lampe durch die zweiten Elektroden nach der ersten Elektrode der anderen Lampe zu schicken, um eine elektrische Entladung über den Lampen aufrechtzuerhalten, wenn der erste Strom allein unzureichend ist.

3. Lichtstellsystem für Gasentladungslampen, welche Elektroden und erste und zweite Anschlüsse aufweisen, um eine Leistung nach der Lampe zu liefern, nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) Mittel, um einen periodischen Strom mit einer ersten Frequenz zwischen den Elektroden anzulegen, um eine elektrische Entladung in der Lampe zu erzeugen, und
b) es sind Mittel vorgesehen, die gleichzeitig über den ersten und zweiten Klemmen eine periodische Spannung mit einer zweiten Frequenz anlegen, die höher ist als die erste Frequenz, um diese Elektroden aufzuheizen.

4. Lichtstellsystem für eine Gasentladungslampe, welche Elektroden mit ersten und zweiten Anschlüssen aufweist, um eine Leistung an die Lampe anlegen zu können, nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination:

a) Mittel, die eine Spannung an die ersten und zweiten Klemmen anlegen, um die Elektroden aufzuheizen;
b) Mittel, um den Stromfluß durch die ersten und zweiten Klemmen festzustellen, und ein Signal zu liefern, wenn dieser Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, und
c) Mittel, die das Signal empfangen und die die Spannung liefernden Mittel unwirksam machen.

5. Lichtstellsystem für eine Gasentladungslampe, die Elektroden aufweist, um eine Leistung an die Lampe anzulegen, nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) Mittel, die einen ersten zeitveränderlichen Strom über einen Ballastwiderstand zwischen den Elektroden erzeugen, um eine elektrische Entladung in der Lampe herbeizuführen, und
b) Mittel, die direkt einen zweiten Strom zwischen den Elektroden liefern, wenn der erste Strom im wesentlichen gleich Null ist, um eine elektrische Entladung über die Lampen aufrechtzuerhalten.

6. Lichtstellsystem für eine Gasentladungslampe nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) einen Streu-Auto-Transformator, der elektrisch in Reihe mit der Lampe geschaltet ist,
b) Mittel, die eine Spannung an der Primärwicklung des Streu-Autotransformators anlegen, um einen ersten Strom zwischen den Elektroden zu ziehen, und
c) Mittel, die gleichzeitig zwischen den Elektroden einen zweiten Strom erzeugen, um eine elektrische Entladung in der Lampe aufrechtzuerhalten, wenn der erste Strom allein unzureichend ist.

7. Lichtstellsystem für eine Gasentladungslampe, die Elektroden und erste und zweite Klemmen aufweist, um eine Leistung an die Lampe anzulegen, nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Mittel, die beim Lampenstart bewirken:

a) daß eine Spannung über den ersten und zweiten Klemmen auftritt, um die Elektroden aufzuheizen,
b) daß ein zeitveränderlicher erster Strom zwischen den Elektroden fließt, um eine Klemmentladung in der Lampe einzuleiten, und
c) daß nach Erhitzung der Elektroden auf eine vorbestimmte Temperatur ein zweiter Strom zwischen den Elektroden fließt, um eine Bogenentladung in der Lampe einzuleiten.

8. Lichtstellsystem nach den Ansprüchen 1, 2, 5, 6 und 7, gekennzeichnet durch die Merkmale:

a) die den ersten Strom liefernden Mittel weisen eine Phasenanschnittsteuerung auf,
b) die ersten und zweiten Ströme sind periodische Ströme, und
c) die Frequenz des zweiten Stromes ist höher als die Frequenz des ersten Stromes.

9. Lichtstellsystem für eine Gasentladungslampe, die Elektroden und erste und zweite Klemmen aufweist, um eine Leistung an die Lampe anzulegen, nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß während des Lampenstarts:

a) ein Strom zwischen den Elektroden fließt, um eine Glimmentladung in der Lampe zu zünden und aufrecht zuerhalten,
b) eine erste Spannung an die ersten und zweiten Klemmen angelegt wird, um die Elektroden aufzuheizen, und
c) eine zweite Spannung, die zwischen der Glimmspannung und der Townsend-Glimmübergangsspannung liegt, zwischen die Elektroden angelegt wird, um eine Bogenentladung über die Lampe einzuleiten, nachdem die Elektroden aufgeheizt sind,

so daß der Lampenstart durch eine Glimmbogenübergangsspannung charakterisiert wird, die niedriger ist als die Townsend-Glimm- Übergangsspannung.

10. Lichtstellsystem, um eine elektrische Leistung von einer Quelle an eine Gasentladungslampe anzulegen, nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch:

a) einen Resonanzkreis, der Eingangs- und Ausgangsklemmen aufweist, wobei die Lampe an die Ausgangsklemmen anschaltbar ist, um eine Parallellast für den Resonanz kreis zu bilden,
b) Mittel vorgesehen sind, um eine symmetrische Hoch frequenz-Antriebsspannung an die Eingangsklemmen an zulegen, um ein Resonanzansprechen im Resonanzkreis zu bewirken und eine Spannung über den Ausgangsklemmen zu erzeugen, die ausreicht um eine elektrische Entladung in der Lampe zu zünden und aufrechtzuerhalten.

11. Lichtstellsystem zum Anlegen einer elektrischen Leistung an eine Gasentladungslampe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale:

a) ein Ballastwiderstand ist zwischen die Quelle und die Lampe geschaltet, um einen ersten Strom mit einer ersten Frequenz von der Quelle nach der Lampe fließen zu lassen, der im wesentlichen die Leistung bestimmt,
b) es sind Mittel zwischen die Quelle und die Lampe geschaltet, um gleichzeitig einen zweiten Strom mit einer zweiten Frequenz zu erzeugen, die höher ist als die erste Frequenz, wobei dieser Strom von der Quelle nach der Lampe fließt, um eine elektrische Entladung darin aufrechtzuerhalten,
c) ein erster Induktor, der zwischen die Lampe und den Ballastwiderstand geschaltet ist, um den zweiten Strom gegenüber dem Ballastwiderstand abzusperren.

12. Lichtstellsystem zum Anlegen einer elektrischen Leistung von einer Quelle nach einer Gasentladungslampe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale:

a) ein Resonanzkreis mit Eingangs- und Ausgangsklemmen, wobei die Lampe an die Ausgangsklemmen anschaltbar ist, um eine Parallelbelastung des Resonanzkreises zu bilden,
b) Antriebsmittel, um eine Hochfrequenzantriebsspannung an die Eingangsklemmen anzulegen, und um ein Resonanz ansprechen in dem Resonanzkreis zu bewirken und eine Spannung an den Ausgangsklemmen zu erzeugen, die ausreicht um eine elektrische Entladung in der Lampe zu zünden und aufrechtzuerhalten,
c) Mittel, die an den Resonanzkreis angeschaltet sind, um festzustellen, wann das Resonanzansprechen ein vorbe stimmtes Ansprechen überschreitet, und
d) Mittel, die an die Antriebsmittel angeschaltet sind und auf die Sensormittel ansprechen, um die Frequenz der Antriebsspannung von der Spitzenansprech-Frequenz des Resonanzkreises zu verschieben, wenn das Resonanz ansprechen das vorbestimmte Ansprechen überschreitet, wodurch die Spannung über den Ausgangsklemmen unter einem vorbestimmten Maximalwert verbleibt.

13. Lichtstellsystem zum Anlegen einer elektrischen Leistung von einer Quelle nach zwei Gasentladungslampen nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale:

a) zwei Ballastwiderstände sind jeweils zwischen die Spannungsquelle und eine Lampe geschaltet, um einen ersten Strom mit einer ersten Frequenz von der Quelle nach den Lampen parallel zueinander fließen zu lassen, wodurch im wesentlichen die Leistungsaufnahme bestimmt wird,
b) es ist ein Resonanzkreis zwischen die Spannungsquelle und die Lampen geschaltet, um gleichzeitig einen zweiten Strom mit einer zweiten Frequenz zu liefern, die höher ist als die erste Frequenz, wobei dieser Strom in Reihe von der Quelle durch die Lampen fließt, um eine elektrische Entladung darin aufrechtzuerhalten,
c) eine Antriebsvorrichtung liefert eine Antriebsspannung über den Resonanzkreis, die ausreicht um ein Resonanz- Ansprechen zu gewährleisten, und
d) es sind erste und zweite Induktoren jeweils zwischen eine der Lampen und den entsprechenden Ballastwider stand geschaltet, um im wesentlichen den zweiten Strom daran zu hindern, durch die Ballastwiderstände zu strömen.