DE4039498A1 - Schaltkreis und verfahren zum dimmen von gasentladungslampen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Schaltkreis und ein Verfahren zum Dimmen von Gasentladungslampen, insbesondere zum Dimmen von Leuchtstofflampen und Kompakt-Leuchtstofflampen.

Eine Gasentladungslampe wandelt mit hohem Wirkungsgrad elek­ trische Energie in sichtbare Energie um. Eine Gasentladungs­ lampe besteht im allgemeinen aus einem längeren gasgefüllten (gewöhnlich Quecksilberdampf mit niedrigem Druck) Rohr, das an beiden Enden Elektroden aufweist. Jede Elektrode ist als Wi­ derstands-Heizfaden (gewöhnlich aus Wolfram) ausgebildet, der mit einem Thermionen aussendenden Material, wie beispielsweise einem Gemisch aus Erdalkalioxiden beschichtet ist.

Der stationäre Betriebszustand einer Gasentladungslampe ent­ steht folgendermaßen: Es wird an die Widerstandsheizfäden eine Spannung angelegt, welche die Elektroden auf eine Temperatur aufheizt, die ausreicht, um die thermionische Emission von Elektronen in die Entladungsröhre hinein zu bewirken. Eine an die Elektroden angelegte Spannung beschleunigt die Elektronen in Richtung auf die Anode. Auf dem Weg zur Anode kollidieren die Elektronen mit Gasatomen zur Erzeugung positiver Ionen und zusätzlicher Elektronen, die in der Röhre ein Gasplasma aus positiven und negativen Ladungsträgerteilchen bilden. Die Elektronen strömen fortlaufend zur Anode und die positiven Ionen zur Kathode und halten damit in der Röhre eine elektri­ sche Entladung in Gang und heizen weiterhin die Elektroden auf. Wenn die angelegte Spannung eine Wechselspannung ist, kehren die Elektroden ihre Polarität in aufeinanderfolgenden Halbperioden um.

Die Entladung bewirkt die Emission von Strahlung mit einer Wellenlänge, die von dem speziellen Füllgas und den elektri­ schen Parametern der Entladung abhängig ist. Weil jede Kolli­ sion zusätzliche Elektronen und Ionen erzeugt, kann das An­ wachsen des Lichtbogenstroms bewirken, daß die Spannung zwi­ schen den Lampenelektroden abnimmt, ein charakteristisches Merkmal, das als "negativer Widerstand" bekannt ist. Aufgrund dieser Charakteristik des negativen Widerstandes ist der Be­ trieb der Lampe von Natur aus instabil, und der Strom zwischen den Elektroden muß durch äußere Mittel begrenzt werden, um eine Beschädigung der Lampe zu vermeiden.

Gasentladungslampen, zu denen die Leuchtstofflampen gehören, sind so gestaltet, daß sie ihre volle oder Nenn-Lichtausgangs­ leistung bei einem besonderen Effektivwert des Lampenstroms abgeben. In dieser Beschreibung und den folgenden Pa­ tentansprüchen wird der Effektivwert, bei dem die Lampe gemäß ihrer Ausbildung ihre volle Lichtausgangsleistung abgibt, als "Nenn-Wert" des Lampenstroms bezeichnet.

Fluoreszierende Gasentladungslampen enthalten eine Leucht­ stoffbeschichtung an der Innenseite des rohrförmigen Gehäuses und die Anregung dieser Beschichtung durch von der Entladung ausgehenden Strahlung erzeugt das abgegebene sichtbare Licht. Übliche Leuchtstofflampen sind im allgemeinen gerade längere Röhren, die einen im wesentlichen kreisförmigen Querschnitt mit variierenden Außendurchmessern besitzen, der zwischen 1 und 1 1/2 Zoll (2,54-3,81 cm) liegt.

Kompakt-Leuchtstofflampen unterscheiden sich von üblichen Leuchtstofflampen darin, daß sie aus Röhren mit kleinerem Durchmesser aufgebaut sind und einen Außendurchmesser von we­ niger als etwa 7/8 Zoll (2,22 cm) besitzen. Auch sind die Lam­ pen teilweise kompakt, weil die Röhre in mehreren Biegungen mit kleinem Radius in sich selbst zurückgefaltet ist derart, daß eine kompakte Form erreicht wird.

Das Regeln oder Dimmen von Gasentladungslampen ist gut be­ kannt. Ein Schaltkreis zum Dimmen einer üblichen Leuchtstoff- Gasentladungslampe ist in dem US-Patent No. 39 27 345 geoffen­ bart, das am 16. Dezember 1975 für Licata u. a. erteilt worden ist und auf das hier Bezug genommen wird. Licata offenbart einen Phasensteuer-Regelkreis, der eine phasengesteuerte Wech­ selspannung einer 60 Hz-Wechselspannungsquelle einer Leucht­ stofflampe zuführt, die in Serie mit einem induktiven Vor­ schaltgerät geschaltet ist. Der Regelkreis verwendet einen bidirektionalen Thyristor vom Triodentyp (triac) als Haupt­ schalteinrichtung und enthält einen Gleichspannungs-Kompensa­ tionskreis zur Sicherstellung symmetrischer Zündverzögerungen am Triac in jeder Halbperiode des Leistungsflusses von der Wechselspannungsquelle her. Während der Zündverzögerung am Triac fließt kein Strom durch die Lampe. Das symmetrische Zün­ den des Triacs verhindert, daß Gleichstrom durch die Lampe fließt, was ein Flimmern der Lampe bewirken kann und eine Sät­ tigung des induktiven Vorschaltgerätes zur Folge haben kann. Der Schaltkreis arbeitet über einen Dimm-Bereich von etwa 100%-50% der vollen Lichtausgangsleistung. Unterhalb etwa 50% Lichtausgangsleistung kann die elektrische Entladung nicht aufrechterhalten werden, weil die Zündverzögerung am Triac länger ist als die Endionisationszeit des Gasplasmas in der Entladungsröhre.

Die Firma Roberts Transformers Comp. aus Chicago, Ill. stellt ein Vorschaltgerät dieses Typs her, das speziell zum Betrieb von Kompaktleuchtstofflampen bestimmt und ausgelegt ist. Das Gerät besitzt einen begrenzten Regelbereich aufgrund der oben erwähnten Zündverzögerung am Triac und kann im allgemeinen un­ terhalb von 40% der vollen Lichtausgangsleistung nicht dimmen.

In dem US-Patent Nr. 24 07 498, das am 10. Juni 1980 für Spira u. a. erteilt worden ist, wird ein Dimmer-System geoffenbart, das einen zentralen Wechselrichter zur Zuführung eines im we­ sentlichen symmetrischen Wechselstroms von 23 kHz zur Lampe enthält. Die Lampe kann über einen Bereich von 100% bis 1% der vollen Lichtausgangsleistung gedimmt werden, indem die Am­ plitude des Wechselrichterausgangssignals entsprechend einge­ stellt wird. Die Verwendung von Hochfrequenz-Wechselstrom kann auch den Wirkungsgrad der Lampe um etwa 20% erhöhen. Bei niedrigen Lichtpegeln (weniger als 30% der vollen Lichtaus­ gangsleistung) jedoch hat die Lampe die Tendenz zur Streifen­ bildung, d. h. zum Aufbrechen in wechselnde Bänder leuchtender und abgedämpfter Bezirke entlang der Länge der Röhre. Dies be­ grenzt die Verwendbarkeit dieses Dimmer-Systems über einen weiten Bereich der Lichtausgangsleistung.

Bisherige Versuche zum Dimmen von Kompaktleuchtstofflampen sind im ganzen nicht erfolgreich gewesen. Das beste der be­ kannten Verfahren ist in einem Gerät verkörpert, das von Lutron Electronics Company Inc. in Coopersburg, Pa. herge­ stellt und unter dem eingetragenen Handelsnamen "HiLume" ver­ trieben wird. Die Funktionsweise dieses Gerätes ist in dem US- Patent Nr. 38 24 428 beschrieben, das am 16. Juli 1974 für Spira u. a. erteilt wurde, sowie in dem US-Patent Nr. 46 63 570, das am 5. Mai 1987 für Luchaco u. a. erteilt worden ist und auf die hiermit Bezug genommen wird. Dieses Gerät erlaubt ein Dimmen von Kompaktleuchtstofflampen bis auf 15% des Nenn­ wertes ihrer Lichtausgangsleistung. Jedoch unterhalb dieses Lichtpegels zeigen die Lampen ein lästiges flackerndes Verhal­ ten, welches sie für Beleuchtungszwecke ungeeignet macht.

Eine andere bekannte Dimmersteuerung für Kompaktleucht­ stofflampen wird von Innovative Industries in Tampa, Fl. her­ gestellt. Diese Steuerung kann die Lampe bis zu Lichtpegeln unterhalb von 15% ohne Flackern betreiben, aber sie leidet an einer geringen Stabilität des Lichtbogenstroms der Lampe, wenn sie unter etwa 40% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung betrieben wird. Der Lichtbogenstrom der Lampe, und damit die Lichtausgangsleistung der Lampe, variieren innerhalb eines weiten Bereiches bei einer gegebenen Einstellung des Dimmers. So kann beispielsweise beim Betrieb einer 26 Watt Vierröhren- T4-Lampe mit einem äußeren Röhrendurchmesser von etwa 0,5 Zoll (1,27 cm) diese Variation von 4,7 mA bis 13,9 mA reichen, wenn sich die Lampentemperatur über den Bereich von der normalen Raumtemperatur von etwa 25°C bis zu ihrer normalen Betriebs­ temperatur von etwa 50°C ändert. Die breite Variation in der Lichtausgangsleistung, die sich aus diesem Bereich des Licht­ bogenstroms ergibt, ist in praktischen Fällen nicht akzeptier­ bar. So kann insbesondere, wenn die Lampe bei der Einstellung eines gewünschten Lichtpegels sich auf Raumtemperatur befin­ det, das Licht bei dieser Einstellung auf etwa den dreifachen Wert des ursprünglichen Lichtpegels ansteigen, wenn die Lampe bis zu ihrer normalen Betriebstemperatur erwärmt wird. Wenn die Lampe sich zu Beginn auf einer im Gleichgewicht erreichten Betriebstemperatur befindet und dann auf einen niedrigeren Lichtpegel eingestellt wird, bewirkt die sich einstellende Ab­ kühlung der Lampe, daß der Lichtpegel noch niedriger wird und möglicherweise sogar der Lichtbogen ausgelöscht wird. Dies macht es sehr schwierig einen gewünschten Lichtpegel einzu­ stellen, wie er entsprechend den besonderen Bedürfnissen des Systembenutzers gefordert wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Dimmersteuerung zu schaffen, mit der eine stabile Betriebs­ weise von Kompaktleuchtstofflampen ohne Flackern oder Strei­ fenbildung über einen Bereich von etwa 100% bis zu 1% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung möglich ist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den in den unabhängigen Patentansprüchen angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Weiter­ bildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrie­ ben.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Dimmung von Kompaktleuchtstofflampen bis hinunter zu etwa 15% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung ohne Flackern erreicht, indem zum Betrieb der Lampe eine im wesentlichen symmetrische hochfrequente Wechselstrom-Wellenform vorgesehen wird. Bei ei­ ner symmetrischen Wechselstrom-Wellenform sind die Dauer, die Amplitude und die Gestalt der positiven und negativen Halbwel­ len im wesentlichen gleich.

Eine andere Ausführungsform der Erfindung sieht beim Dimmen von Kompaktleuchtstofflampen unterhalb etwa 40% des Nennwer­ tes der Lichtausgangsleistung eine verbesserte Stabilität der Lichtausgangsleistung bei niedrigen Lichtpegeln vor, indem eine ungewöhnlich hohe Ausgangsimpedanzcharakteristik für die Lampenstromquelle verwendet wird. Diese Impedanz ist größer als etwa 5000 Ohm und bewirkt eine stabile Funktionsweise dieser Kompaktleuchtstofflampen, welche einen unerwartet hohen Wert des negativen Widerstandes bei niedrigen Lichtpegeln verglichen mit üblichen Leuchtstofflampen aufweisen.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schlägt als Mittel zur Erreichung dieser ungewöhnlich hohen Ausgangsimpe­ danz eine Kombination passiver, in Serie geschalteter Impedanzelemente und eine Rückkopplungssteuerung für den Lichtbogenstrom der Lampe vor. Diese Kombination läßt es zu, daß die passiven Impedanzelemente einen mäßigen Impedanzwert haben, so daß sie körperlich klein aufgebaut sind und einen geringen Energieverlust haben, während das Stromrückkopplungs­ system einen relativ niedrigen Verstärkungsfaktor und verbes­ serte Stabilität verglichen mit der Verwendung einer der bei­ den Methoden für sich alleine besitzt.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung führt der Dim­ merkreis allgemein den Elektroden einer Leuchtstofflampe einen hochfrequenten Strom zu, um eine elektrische Entladung durch die Lampe zu zünden und aufrechtzuerhalten, und gleichzeitig wird in einem kleinen Anteil den Elektroden ein Gleichstrom zugeführt, um somit einen Strom mit zusammengesetzter Wellen­ form durch die Lampe hindurch zu erhalten. Der Gleichstrom ist klein genug, daß er keine ungünstigen Wirkungen hat, wie sie mit der Betriebsweise von Lampen mit Gleichstrom und asymme­ trischen Wellenformen verbunden sind, aber er reicht aus, um die sichtbare Streifenbildung in der Lampe beträchtlich zu re­ duzieren. In einer alternativen Ausführungsform kann die Gleichstromkomponente durch eine niederfrequente Wechselstrom­ komponente ersetzt werden.

Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht ein Verfahren zum Dimmen von Leuchtstofflampen darin, daß der Lampe ein Strom mit einer zusammengesetzten Wellenform zugeführt wird, der eine Wechselstromkomponente und eine Gleichstromkomponente enthält. Diese zusammengesetzte Wellen­ form ist bei Kompaktleuchtstofflampen besonders vorteilhaft, wenn die Wechselstromkomponente eine im wesentlichen symmetri­ sche Hochfrequenz-Wellenform besitzt. Die Gleichstromkompo­ nente kann entweder positiv oder negativ sein und ihre Größe ist vorzugsweise beträchtlich kleiner als die der Wechsel­ stromkomponente. In alternativer Ausführung kann die Gleich­ stromkomponente durch eine niederfrequente Wechselstromkompo­ nente ersetzt werden.

Im Sinne der vorliegenden Beschreibung und der sich an­ schließenden Ansprüche bedeutet der Ausdruck "Gleichstrom" ("dc") eine Spannungs- oder Strom-Wellenform, die in einer Richtung verläuft und entweder pulsierend oder nicht pulsie­ rend ausgebildet sein kann. Der Ausdruck "Wechselstrom" ("ac") bedeutet eine Spannungs- oder Strom-Wellenform, welche in re­ gelmäßig wiederkehrenden Zeitintervallen ihre Polarität wech­ selt und abwechselnd positive und negative Werte annimmt. Der Ausdruck "Gleichstromkomponente" bedeutet den Mittelwert einer Wechselstrom- oder Gleichstrom-Wellenform. Der Ausdruck "Wechselstromkomponente" bezieht sich auf den Teil einer Wech­ selstrom- oder Gleichstrom-Wellenform, der übrig bleibt, wenn ihre Gleichstromkomponente abgezogen worden ist.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt eine asymmetrische Wellenform eines Dim­ mersystems nach dem Stand der Technik;

Fig. 2 zeigt eine Spannungs/Strom-Kennlinie für eine typische Leuchtstofflampe;

Fig. 3 zeigt in einem vereinfachten Schaltbild eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 zeigt eine gegenüber Fig. 3 veränderte Ausfüh­ rungsform der Erfindung;

Fig. 5A-C zeigen in graphischer Darstellung den Stromfluß durch eine Kompaktleuchtstofflampe gemäß dem Verfahren nach der Erfindung;

Fig. 6 zeigt eine zusammengesetzte Strom-Wellenform, welche hochfrequente und niederfrequente Wech­ selstromkomponenten aufweist;

Fig. 7 zeigt in einem vereinfachten Schaltbild eine Einrichtung zur Herstellung der Wellenform nach Fig. 6;

Fig. 8 zeigt in einem vereinfachten Schaltbild eine Einrichtung zur Zuführung eines pulsierenden niederfrequenten Gleichstroms zu einer Lampe;

Fig. 9 zeigt in einem vereinfachten Schaltbild eine Einrichtung zur Zuführung eines pulsierenden niederfrequenten asymmetrischen Wechselstroms zu einer Lampe;

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild eines Dimmerkreises gemäß der Erfindung;

Fig. 11 zeigt das Schaltbild eines Dimmerkreises nach der Erfindung;

Fig. 12 zeigt in graphischer Darstellung eine bevor­ zugte Spannungs/Stromcharakteristik eines Stromsensorkreises nach der vorliegenden Erfin­ dung.

Die Lösung der Probleme des Flackerns, der instabilen Licht­ ausgangsleistung und der Streifenbildung in Dimmersystemen für Kompaktleuchtstofflampen ist nicht naheliegend.

So kann beispielsweise das oben beschriebene HiLume-Gerät bei üblichen Leuchtstofflampen eingesetzt werden, die röhrenför­ mige Gestalt besitzen mit Durchmessern hinunter bis etwa 1 Zoll (2,54 cm). Der Betrieb dieser Lampen reicht bis 1% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung ohne Flackern und mit ei­ ner guten Stabilität der Lichtausgangsleistung, so daß das bei der Verwendung dieses Gerätes zur Dimmung von Kompaktleucht­ stofflampen unterhalb von 15% des Nennwertes der Lichtaus­ gangsleistung beobachtete Flackern ganz unerwartet ist.

Die Untersuchung zeigt, daß das Flackern in Kompaktleucht­ stofflampen auf das Auftreten von Anodenschwingungen in der Lampe zurückzuführen ist. Anodenschwingungen sind ein gut be­ kanntes Phänomen bei Gasentladungslampen, die mit Gleichstrom betrieben werden oder mit Wechselstrom, der im Hinblick auf die Entionisierungszeit des Lampenplasmas eine niedrige Fre­ quenz aufweist. Es wird jedoch allgemein angenommen, daß beim Betrieb einer Lampe mit Hochfrequenz Anodenschwingungen elimi­ niert werden. Da das HiLume-Gerät mit einer solch hohen Fre­ quenz von ungefähr 27 kHz arbeitet, war das Auftreten von Anodenschwingungen in Kompaktleuchtstofflampen unerwartet.

Das HiLume-Gerät verwendet zum Betrieb der Lampe einen hoch­ frequenten Wechselstrom, aber dieser Strom ist nicht symme­ trisch. Fig. 1 zeigt das Diagramm einer Wellenform im HiLume- Gerät bei niedrigem Pegel der Lichtausgangsleistung. Offen­ sichtlich ist die Wellenform nicht symmetrisch, da sowohl die Dauer als auch die Amplitude der positiven und negativen Halb­ wellen sehr unterschiedlich sind. Es wird jedoch darauf hinge­ wiesen, daß die Fläche unter der positiven Halbwelle immer gleich der Fläche unter der negativen Halbwelle ist, so daß es sich um eine reine Wechselstrom-Wellenform ohne Gleichstrom­ komponente handelt. Der asymmetrische Charakter dieser Wellen­ form ist bei üblichen Leuchtstofflampen mit einem Durchmesser von 1 Zoll (2,54 cm) oder mehr vorteilhaft, weil er ein sehr gleichmäßiges Dimmen des Lichtpegels hinab bis 1% oder weni­ ger ohne Flackern oder sichtbare Streifenbildung zuläßt. Es wurde jedoch herausgefunden, daß diese asymmetrische Wellen­ form in Kompaktleuchtstofflampen trotz der hohen Betriebs­ frequenz von 27 kHz Anodenschwingungen hervorruft, was be­ wirkt, daß die Lampen unterhalb von 15% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung flackern.

Entsprechend den durchgeführten Experimenten führt eine Diffe­ renz in der Dauer der positiven zur negativen Halbwelle von mehr als 10% der Zeitdauer einer vollen Periode in Kompakt­ leuchtstofflampen zu Anodenschwingungen und Flackern. Wenn die Lampe beispielsweise mit einer rechteckigen Wellenform betrie­ ben wird, welche eine Gesamtdauer von 100 µsec für eine volle Periode besitzt, dann muß die positive Halbwelle oder die ne­ gative Halbwelle eine Dauer aufweisen, die zwischen ca. 45 und 55 µsec beträgt, um Anodenschwingungen und Flackern zu vermei­ den. Aus diesem Grunde besteht einer der Grundgedanken der Er­ findung darin, daß eine Kompaktleuchtstofflampe mit einer im wesentlichen symmetrischen hochfrequenten Wellenform betrieben werden muß, um Anodenschwingungen und das darauf zurückgehende Flackern bei niedrigen Lichtpegeln zu vermeiden.

Hochfrequenz im Sinne der vorliegenden Erfindung wird dabei definiert als eine Frequenz, die größer ist als der reziproke Wert der Entionisierungszeit der Lampe. Für Kompaktleucht­ stofflampen liegt die Entionisierungszeit unterhalb von etwa 200 µsec, so daß die Hochfrequenz oberhalb von etwa 5 kHz lie­ gen würde.

Die Dimmersteuerung nach dem Stand der Technik von Innovative Industries ist nicht verwendbar, weil sie eine schlechte Sta­ bilität der Lichtausgangsleistung bei Lichtpegeln unterhalb von 40% des Nennwertes der Ausgangsleistung liefert. Sie zeigt jedoch nicht das oben beschriebene Phänomen des Flackerns, da sie zum Betrieb der Lampe eine im wesentlichen symmetrische Strom-Wellenform verwendet.

Die Stabilität der Lichtausgangsleistung der Lampe ist im all­ gemeinen abhängig von der Qualität der beim Betrieb der Lampe verwendeten Stromquelle. Die Qualität der Stromquelle wird zahlenmäßig beschrieben durch eine Größe, die ihre Ausgangsim­ pedanz genannt wird. Die Ausgangsimpedanz wird definiert als das Verhältnis der Änderung im Effektivwert der Ausgangsspan­ nung zur entsprechenden Änderung im Effektivwert des Ausgangs­ stroms und wird in der Einheit "Ohm" angegeben. Daher hat eine Stromquelle, welche als Folge einer Änderung der Ausgangsspan­ nung von 1 Volt eine Änderung des Strompegels von 0,001 A zeigt, eine Ausgangsimpedanz von 1 Volt/0,001 A d. h. etwa 1000 0hm.

Das Dimmen von Gasentladungslampen erfordert eine höhere Aus­ gangsimpedanz als der einfache Betrieb bei vollem Nennwert der Ausgangsleistung. Ein stabiler Betrieb kann bei den meisten Gasentladungslampen bei vollem Nennwert der Ausgangsleistung erhalten werden mit einer Impedanz von weniger als etwa 1000 Ohm.

Das Dimmen der Lampen erfordert eine höhere Ausgangsimpe­ danz, um die Stabilität über den ganzen Regelbereich sicherzu­ stellen. Das Vorschaltgerät von Robertson erzielt eine Dimmung bis hinunter zu etwa 40% der maximalen Lichtausgangsleistung mit einer Ausgangsimpedanz von etwa 1500 Ohm. Größere Regel­ bereiche erfordern höhere Ausgangsimpedanzen. So können bei­ spielsweise mit der bekannten Einrichtung HiLume übliche Leuchtstofflampen stabil bis zu weniger als 1% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung betrieben werden, wobei die Einrich­ tung eine Ausgangsimpedanz in der Größenordnung von 3500 Ohm zeigt. Aufgrund der oben beschriebenen asymmetrischen Wellen­ form der Ausgangsleistung jedoch kann diese Einrichtung nicht zum Betrieb von Kompaktleuchtstofflampen unterhalb etwa 15% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung ohne Flackern betrie­ ben werden.

Die bekannte Einrichtung von Innovative Industries zeigt eine Ausgangsimpedanz in der Größenordnung von 3200 Ohm. Sie kann zum Betrieb von Kompaktleuchtstofflampen ohne Flackern verwen­ det werden, aber leidet an der Veränderung im Lichtbogenstrom im Verhältnis 1 : 3, wenn die Lampe sich erwärmt oder abkühlt. Dies ist störend, weil es zu einer starken Veränderung der Lichtausgangsleistung führt, wenn die Lampe sich erwärmt. Da die HiLume-Einheit bei üblichen Leuchtstofflampen einen sehr guten Lichtbogenstrom und eine hohe Stabilität der Lichtaus­ gangsleistung zeigt und die Ausgangsimpedanz der Einrichtung von Innovative Industries etwas niedriger liegt, aber dennoch mit dem Wert für die HiLume-Einrichtung vergleichbar ist, kom­ men die starken Änderungen des Lichtbogenstroms und der Licht­ ausgangsleistung bei der bekannten Einrichtung von Innovative Industries ganz unerwartet. Es wird angenommen, daß der Grund für das Auftreten dieses unerwarteten Ergebnisses darin be­ steht, daß die Kompaktleuchtstofflampen einen sehr viel größe­ ren Wert des negativen Widerstandes über den Regelbereich auf­ weisen und dies einen unerwartet hohen Wert für die Aus­ gangsimpedanz erfordert, um eine akzeptable Stabilität für den Lichtbogenstrom und die Lichtausgangsleistung zu erzielen.

Fig. 2 zeigt die Darstellung der Spannungs/Stromkennlinie ei­ ner typischen Leuchtstofflampe. Der inkrementale Widerstand der Lampe an jedem Betriebspunkt dieser Kurve ist definiert als die Steigung der Kurve an diesem Punkt. Hieraus kann man sehen, daß der inkrementale Widerstand der Lampe bei sehr niedrigen Strömen positiv ist, dann an einem Maximalpunkt der Spannung den Wert 0 erreicht und dann beim weiteren Anwachsen des Stromes sehr schnell zu negativen Werten abfällt. Natür­ lich gibt es einen Punkt, an welchem der inkrementale Wider­ stand der Lampe den maximalen negativen Wert erreicht, und dieser Punkt ist in Fig. 2 mit A bezeichnet. Der Punkt des maximalen negativen Widerstandes ist der Betriebspunkt, an dem die Lampe am wenigsten stabil ist, und am ehesten Änderungen im Lichtbogenstrom und der Lichtausgangsleistung auftreten. Aus diesem Grunde sollten Messungen der Ausgangsimpedanz des Kreises am Punkt des maximalen negativen Widerstandes der Lampe vorgenommen werden, damit sie ein geeigneter Indikator der Betriebsstabilität der Lampe sind.

Übliche Leuchtstofflampen zeigen einen maximalen negativen Wi­ derstand von weniger als etwa 250 Ohm, und dieser Punkt er­ scheint bei etwa 25% des Nennwertes des Lichtbogenstroms oder mehr. Mit der derartigen Lampen arbeitet die bekannte HiLume- Einrichtung stabil bis zu 1% Lichtausgangsleistung oder weni­ ger mit einer Ausgangsimpedanz von 3500 Ohm am Punkt des maximalen Wertes des negativen Lampenwiderstandes.

In unerwarteter Weise zeigen Kompaktleuchtstofflampen einen maximalen negativen Widerstand, der größer ist als etwa 330 Ohm, und dieser Punkt erscheint bei etwa 10% des Nennwertes des Lichtbogenstroms oder weniger. Es wurde daher herausgefun­ den, daß eine Ausgangsimpedanz von mindestens 5000 Ohm erfor­ derlich ist, um den stabilen Betrieb von Kompaktleucht­ stofflampen bei niedrigen Ausgangslichtpegeln sicherzustellen.

Um kommerziell akzeptabel zu sein, ist für die Änderung der Lichtausgangsleistung ein Verhältnis von 2 : 1 oder weniger erforderlich. Daher besteht ein weiterer Grundgedanke der Er­ findung darin, daß eine Kompaktleuchtstofflampe aus einer Quelle betrieben werden muß, die eine ungewöhnlich hohe Aus­ gangsimpedanz aufweist, welche größer als etwa 5000 Ohm am Punkt des maximalen negativen Lampenwiderstandes ist.

Es wird angenommen, daß diese unerwarteten Eigenschaften von Kompaktleuchtstofflampen, nämlich das Flackern unterhalb von 15% bei asymmetrischen Strom-Wellenformen und der ungewöhn­ lich hohe Wert des maximalen negativen Widerstandes auf die körperliche Konstruktion der Lampen zurückzuführen ist, insbe­ sondere den kleinen Durchmesser der Röhre. Übliche Lampen da­ gegen bestehen aus Röhren mit einem Durchmesser von 1 Zoll (2,54 cm) oder jedenfalls mehr als etwa 7/8 Zoll (1,22 cm) Außendurchmesser. Es ist bekannt, daß kleine Röhrendurchmesser eine kurze Plasmaentionisationszeit bewirken und dies eine weniger stabile Entladung zur Folge hat. Weiterhin enthalten Kompaktleuchtstofflampen oft viele Bögen mit kleinem Biegungs­ radius und/oder Einschnürungen verglichen mit üblichen Lampen mit einem Durchmesser von 1 Zoll (2,54 cm) oder mehr. Es wird angenommen, daß diese Störungen der Entladung auch zu der ver­ minderten Lichtbogenstabilität beitragen mit dem Ergebnis von höheren Werten für den maximalen negativen Widerstand und einer verstärkten Tendenz zum Flackern.

Nach einer Ausführungsform der vorliegenden Errindung zum Betrieb einer Kompaktleuchtstofflampe, insbesondere bei nied­ rigen Lichtpegeln enthält die erfindungsgemäße Einrichtung eine Spannungsquelle 21 in Serie mit einer Hochimpedanzvor­ richtung 23, wie in Fig. 3 dargestellt. Die Impedanz der Hoch­ impedanzvorrichtung ist größer als etwa 5000 Ohm.

Das Ausgangssignal der Spannungsquelle 21 kann entweder eine Wechselspannung oder eine Gleichspannung sein und kann aus ei­ ner ganzen Anzahl von Komponenten mit unterschiedlichen Wel­ lenformen bestehen. Die Spannungsquelle kann Schaltkreise, wie Gleichspannungsvervielfacher oder dergleichen enthalten, ob­ wohl die genaue Natur der Spannungsquelle für die hier be­ schriebene Erfindung nicht kritisch ist und diese sogar außer­ halb des Schaltkreises selbst liegen kann. Die Spannungsquelle kann weiterhin schaltende Umrichter oder Wechselrichter oder Pulsbreitenmodulationskreise enthalten.

Die Hochimpedanzvorrichtung 23 kann aus einer beliebigen An­ zahl oder Kombination von ohmschen Komponenten oder Blindkom­ ponenten zusammengesetzt sein, die eine Impedanz besitzt, wel­ che größer als etwa 5000 Ohm ist. Eine Impedanz mit einem hohen ohmschen Anteil kann dazu tendieren, Energie abzuführen und vorübergehende Instabilitäten in der Lampe herauszu­ dämpfen, die sonst zum Lampenflackern und/oder zur Bildung sichtbarer Streifen führen könnten. Lichtausgangspegel unter­ halb von 0,5% sind bei Verwendung einer konstanten Gleich­ stromquelle in Serie mit einem hohem Widerstand erhalten wor­ den. Andere Ströme oder Spannungen können der Lampe zusätzlich zu dem Strom durch die Hochimpedanzvorrichtung 23 zugeführt werden.

Die Hochimpedanzvorrichtung 23 kann alternativ auch ganz aus Blindkomponenten zusammengesetzt sein. Diese Ausführungsform hat einen Vorteil gegenüber der nur ohmschen Impedanz, wie sie oben beschrieben ist, der darin besteht, daß die Blindkompo­ nenten weniger Leistung verbrauchen. Ein als LC-Kombination aufgebauter Resonanzkreis, der auf oder in der Nähe des Spit­ zenwertes der Resonanzfrequenz betrieben wird, wird insbeson­ dere für den Betrieb der Lampe bei niedrigen Lichtpegeln mit hohem Wirkungsgrad bevorzugt. In dieser Beschreibung und den sich anschließenden Ansprüchen wird unter einem Resonanzkreis ein Kreis verstanden, der einen einzigen Grundzustand der Re­ sonanz aufweist. Die Bezeichnung "Spitzenwert der Resonanzfre­ quenz" bezieht sich auf die Frequenz, bei der dieser Resonanz­ grundzustand ein Maximum hat. Die Hochimpedanzvorrichtung 23 kann auch als rein induktive oder kapazitive Impedanz aufge­ baut sein. Alternativ dazu kann die Hochimpedanzvorrichtung 23 als irgendein passiver oder aktiver Schaltkreis aufgebaut sein, der den Stromfluß durch die Lampe begrenzt und eine äquivalente Ausgangsimpedanz hat, die größer als etwa 5000 Ohm ist.

In Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Hochimpedanzvorrichtung dargestellt, die sowohl passive als auch aktive Elemente ent­ hält. Die variable Wechselspannungsquelle 25 liefert Wechsel­ spannung an einen Resonanz-LC-Kreis 27 mit einer Frequenz, die auf oder in der Nähe des Spitzenwertes der Resonanzfrequenz liegt. Der Resonanzkreis liefert Strom an die Lampe FL1. Ein Stromsensor 29 sensiert den Anteil des Stromes durch die Lampe und liefert ein Signal an ein summmierendes Knotenelement 30. Das summierende Knotenelement 30 vergleicht dieses Signal mit dem Signal eines Bezugselementes 31 und liefert ein Fehler­ signal, das proportional der Differenz zwischen den beiden Signalen ist, an den Verstärker 32. Der Verstärker 32 justiert die variable Spannungsquelle 25 in dem Sinne, daß die Diffe­ renz zwischen dem Signal des Stromsensors 29 und des Bezugs­ elements 31 reduziert wird, wodurch die Größe der Stromschwan­ kungen in der Lampe FL1 verkleinert und damit die Ausgangsim­ pedanz des Kreises vergrößert wird. Auf diese Weise ist die äquivalente Ausgangsimpedanz dieses Kreises sehr hoch; in der Tat viel höher als die Impedanz des Resonanz-LC-Kreises 27 allein. Ein Dimmerkreis, der eine Hochimpedanzvorrichtung die­ ser Ausbildung mit einer äquivalenten Ausgangsimpedanz von etwa 35 000 Ohm hat, war in der Lage eine Kompaktleucht­ stofflampe bei Lichtpegeln unterhalb 1% zu betreiben.

Die variable Spannungsquelle 25 kann irgendeine Wechselspan­ nungsquelle sein, die eine variable Ausgangsspannung aufweist. Vorzugsweise ist sie ein pulsbreitenmodulierter Wechselrich­ terkreis zur Erzeugung von Wechselspannungsimpulsen variabler Breite. Alternativ dazu kann das Element 25 auch durch eine Konstantspannungsquelle mit variabler Frequenz ersetzt sein.

Der Resonanz-LC-Kreis 27 kann alternativ ersetzt werden durch irgendeine Kombination von ohmschen Komponenten oder Blindkom­ ponenten oder kann vollständig weggelassen werden. Wenn jedoch das Element 27 eine relativ niedrige Impedanz aufweist, muß der Stromsensor 29 schneller ansprechen und der Verstärker 32 muß einen höheren Verstärkungsgrad aufweisen, um die gleiche äquivalente Ausgangsimpedanz für die Hochimpedanzvorrichtung 23 zu erhalten. Wenn die Ansprechgeschwindigkeit und die Ver­ stärkung des Systems vergrößert werden, wird es schwieriger, Schwingungen zu vermeiden und einen genügend stabilen Betrieb zu erreichen. Alternativ hierzu ermöglicht ein relativ hoher Impedanzwert für das passive Element (in diesem Falle der Re­ sonanzkreis 27) einen niedrigeren Verstärkungsgrad und ein langsameres Ansprechen, aber verursacht höhere Verluste im passiven Element.

Als Stromsensor 29 kann jede Vorrichtung verwendet werden, die ein Signal erzeugt, das eine Funktion des durch sie fließenden Stromes ist. Dies ist vorzugsweise ein Widerstand mit niedri­ gem Wert oder ein kleiner Transformator.

Ein Nachteil der Verwendung einer im wesentlichen symmetri­ schen Hochfrequenz-Wellenform zum Betrieb von Leuchtstofflam­ pen ist das Auftreten sichtbarer Streifen entlang der Länge der Lampenröhre. Diese Streifen können stationär sein oder sie können sich in einer oder der anderen Richtung mit wechselnden Geschwindigkeiten bewegen, und sie treten am häufigsten auf, wenn die Lampe unterhalb von etwa 30% des Nennwertes der Lichtausgangsleistung betrieben wird. Es wurde herausgefunden, daß die Hinzufügung eines schmalen Anteils eines Gleichstroms oder eines niederfrequenten Wechselstroms diese sichtbaren Streifen beträchtlich reduzieren oder eliminieren kann.

Entsprechend zeigt Fig. 5A die Wechselstromkomponente des durch eine Leuchtstofflampe fließenden Stroms bei einer der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Die Halbperiode τ ist bestimmt durch die Frequenz des sinusförmigen Stromes und ist vorzugsweise kürzer als die Entionisierungszeit des Gasplasmas. Der Effektivwert des zur Lampe fließenden Wechsel­ stromes bestimmt im wesentlichen die Leistung und damit die Helligkeit der Lampe und kann von einem Wert, der ungefähr dem Nennwert des Betriebsstromes der Lampe gleich ist, nämlich dem Wert, bei welchem der Nennwert der Lichtausgangsleistung er­ zielt wird, zu einem wesentlich niedrigeren Wert heruntergere­ gelt werden.

Fig. 5B zeigt die Gleichstromkomponente des durch die Lampe fließenden Stromes. Aus Gründen der besseren Darstellung ist die Höhe der Gleichstromkomponente im Vergleich zur Wechsel­ stromkomponente übertrieben dargestellt. In einem praktischen Fall wird bei typischen Leuchtstofflampen eine Gleichstromkom­ ponente von weniger ale etwa 5% des Nennwertes des Lampenbe­ triebsstroms bevorzugt.

Fig. 5C zeigt den durch die Lampe fließenden Strom mit zusam­ mengesetzter Wellenform. Die Gleichstromkomponente verschiebt die Wechselstromkomponente vom Nullniveau des Stroms weg und bewirkt eine leicht asymmetrisch zusammengesetzte Wellenform des Stroms, welche die Lampenstreifen wesentlich reduziert. Die Frequenz der Wechselstromkomponente beträgt vorzugsweise mehr als 20 kHz, um hörbare Geräusche zu vermeiden, obwohl an­ genommen wird, daß niedrigere Frequenzen ebenfalls noch zu dem gewünschten Resultat führen.

Vorzugsweise ist die Gleichstromkomponente kleiner als 5% des Nennwertes des Lampenbetriebsstromes, so daß das oben erwähnte Flackern vermieden wird sowie Probleme aufgrund von Anoden­ schwingungen, die mit dem Betrieb von Gasentladungslampen mit Gleichstrom oder asymmetrischem Wechselstrom verknüpft sind. Die Polarität der Gleichstromkomponente kann entweder positiv oder negativ sein.

Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die oben beschriebene Gleichstromkomponente des durch die Lampe fließenden Stroms durch eine niederfrequente Wechsel­ stromkomponente ersetzt werden.

Der Hauptvorteil der Betriebsweise der Lampe in dieser Art be­ steht darin, daß eine niederfrequente Wechselstromquelle leichter verfügbar ist als Gleichstromquellen.

Die Frequenz der niederfrequenten Wechselstromkomponente liegt vorzugsweise beträchtlich niedriger als die bevorzugte Fre­ quenz von 27 kHz der Steuerspannung. Frequenzen im Bereich zwischen 30 Hz und 150 Hz werden bevorzugt. Frequenzen unter­ halb von 30 Hz können ein unerwünschtes sichtbares Pulsieren der Lampenhelligkeit verursachen. Frequenzen, die stark ober­ halb von 150 Hz liegen, erfordern erhöhte Anteile des nieder­ frequenten Stromes zur Reduzierung der Streifen, aber Frequen­ zen bis zu mindestens etwa 5 kHz sind noch verwendbar.

Fig. 6 zeigt die zusammengesetzte Wellenform eines Stromes, der sowohl hochfrequente als auch niederfrequente Wechsel­ stromkomponenten, wie oben beschrieben, aufweist. Die zusam­ mengesetzte Wellenform kann als Wechselstrom beschrieben wer­ den, da sie in regelmäßig auftretenden Intervallen die Polari­ tät wechselt und abwechselnd positive und negative Werte an­ nimmt. Die Größe und die relative Frequenz der niederfrequen­ ten Komponente ist aus Gründen der Darstellung übertrieben ge­ zeichnet.

Der Amplitudenspitzenwert der niederfrequenten Komponente ist vorzugsweise kleiner als der der hochfrequenten Komponente, so daß die zusammengesetzte Wellenform ihre Polarität über jede Halbwelle der Niederfrequenz mit einer hohen Frequenz wech­ selt. Die Gleichstromkomponente der in Fig. 6 dargestellten zusammengesetzten Wellenform ist vorzugsweise 0.

Eine bequeme Möglichkeit der Ableitung eines niederfrequenten Wechselstromes ist in Fig. 7 dargestellt. In Fig. 7 sind den Schaltelementen identische Bezugsziffern gegeben, welche iden­ tisch mit den Schaltelementen sind, die weiter unten in Ver­ bindung mit Fig. 9, 10 und 11 beschrieben werden. So sind der Eingangsgleichrichter 7, der schaltende Wechselrichter 9 und der Transformator T3 identisch mit den Schaltelementen, die später beschrieben werden. In Fig. 7 wird ein Teil des 60 Hz-Eingangsstroms am spannungsführenden Eingang H über einen Wi­ derstand R abgegriffen, der zwischen dem spannungsführenden Eingang H und einer Seite der Sekundärwicklung des Transforma­ tors T3 angeordnet ist, wo er dem Hochfrequenzwechselstrom hinzugefügt wird, der vom schaltenden Wechselrichter 9 aus der Lampe zugeführt wird. Der Wert des Widerstandes R100 ist so gewählt, daß eine gewünschte Amplitude der Niederfrequenzkom­ ponente zugeführt wird.

Ein Kondensator C100 verbindet die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R100 und der Sekundärwicklung des Transforma­ tors T3 mit Masse. In der vorliegenden Beschreibung und den sich anschließenden Ansprüchen bedeutet der Ausdruck "Verbinden" im Zusammenhang mit elektrischen Elementen, daß zwischen zwei oder mehreren Elementen ein leitender Pfad exi­ stiert, der zusätzliche Elemente enthalten kann, die nicht eigens erwähnt werden. Der Kondensator C100 ist so ausgewählt, daß er einen Leitungsweg mit hoher Wechselstromimpedanz bei 60 Hz zur Masse darstellt, so daß der niederfrequente Wechsel­ strom, welcher der Sekundärwicklung des Transformators T3 zu­ geführt wird, durch die Lampe fließt.

Der niederfrequente Wechselstrom, welcher der Lampe zugeführt wird, bewirkt eher eine Wechselstromverschiebung als eine Gleichstromverschiebung bei dem der Lampe zugeführten hochfre­ quenten Wechselstrom, aber bewirkt außerdem einen Grad der Asymmetrie bei dem hochfrequenten Wechselstrom, der ausreicht, um das Auftreten von sichtbaren Streifen wesentlich zu redu­ zieren.

Zusätzlich zu einem sinusförmigen niederfrequenten Wechsel­ strom von 60 Hz können andere Wellenformen verwendet werden, wie beispielsweise rechteckige, dreieckige oder sägezahnför­ mige Wellenformen usw. Eine Rechteckwelle würde eine positive Gleichstromverschiebung in einer Halbperiode und eine negative Gleichstromverschiebung in der anderen Halbperiode des nieder­ frequenten Wechselstroms hervorrufen, welche den hochfrequen­ ten Wechselstrom in beiden Halbperioden asymmetrisch macht.

Weiterhin ist es nicht notwendig, daß entweder ein konstanter Gleichstrom oder ein niederfrequenter Wechselstrom verwendet werden, um sichtbare Streifen in Kompaktleuchtstofflampen zu eliminieren. In alternativer Weise kann ein pulsierender Gleichstrom, wie beispielsweise der pulsierende Gleichstrom eines Vollweggleichrichters verwendet werden. Ein Schaltkreis zur Erzeugung eines pulsierenden Gleichstroms ist in Fig. 8 dargestellt. In diesem Kreis ist eine Klemme der Gleichstrom­ seite einer Diodenbrücke FWB im Eingangsgleichrichter 7 über den Widerstand R101 mit einer Klemme der Sekundärwicklung des Transformators T3 verbunden, so daß der hier abgegriffene Strom dem hochfrequenten Wechselstrom hinzugefügt wird, der der Lampe durch den schaltenden Wechselrichter 9 zugeführt wird. Die Wellenform des pulsierenden Gleichstroms, der an der Diodenbrücke FWB abgegriffen wird, ist in Fig. 8 als negativer Strom dargestellt, aber es ist selbstverständlich, daß ein po­ sitiver Strom ebenso die gewünschte Asymmetrie des hochfre­ quenten Lampenstroms bewirken würde. In diesem Falle würde die der Lampe zugeführte zusammengesetzte Wellenform sowohl eine Gleichstromkomponente als auch eine niederfrequente Wechsel­ strom- und eine hochfrequente Wechselstromkomponente enthal­ ten.

Der an der Diodenbrücke FWB abgegriffene pulsierende Gleich­ strom kann, wenn gewünscht, außerdem in einen asymmetrischen niederfrequenten Wechselstrom umgewandelt werden, indem ein den Gleichstrom abblockender Kondensator C101 in Serie zum Wi­ derstand R101 geschaltet wird, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist. Die Wellenform des niederfrequenten Wechselstroms ist ebenfalls in Fig. 9 dargestellt. Es handelt sich im wesentli­ chen um die gleiche Wellenform wie sie in Verbindung mit Fig. 8 beschrieben wurde, aber mit einer Gleichstromkomponente, die den Wert 0 hat. Es wird darauf hingewiesen, daß die genaue Wellenform und die genaue Frequenz nicht kritisch sind. Es wird außerdem darauf hingewiesen, daß die einzige dargestellte Lampe durch mehrere in Serie oder parallel geschaltete Lampen ersetzt werden kann.

Es wird zusätzlich betont, daß die hier dargestellte Erfindung nicht auf spezielle Schaltkreise oder Wellenformen, wie sie oben beschrieben wurden, beschränkt ist. In alternativer Weise kann jede Art Strom-Wellenform, die sowohl Wechselstrom- als auch Gleichstromkomponenten aufweist, der Lampe zugeführt wer­ den, um sichtbare Streifenbildungen zu eliminieren.

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild eines Dimmerkreises nach ei­ ner Ausführungsform der Erfindung. Der in gestrichelte Linien eingeschlossene Dimmerkreis 1 liefert einen variablen Lei­ stungsanteil einer Leistungsquelle 3 mit sinusförmiger Aus­ gangsspannung an eine Gasentladungslampe 5. Der Dimmerkreis enthält allgemein einen Eingangsgleichrichter 7 zur Umwandlung einer typischen niederfrequenten Wechselspannung der Lei­ stungsquelle 3 in eine Gleichspannung, die dem schaltenden Wechselrichter 9 zugeführt wird. Der schaltende Wechselrichter 9 wandelt die Gleichspannung in eine hochfrequente Wechsel­ spannung um, welche aus aufeinanderfolgenden invertierten und nicht invertierten rechteckigen Spannungsimpulsen mit va­ riabler Impulsbreite besteht. Der Pulsbreitenmodulationskreis (PDM) liefert eine Spannung mit modulierter Wellenform an den schaltenden Wechselrichter 9 zur Steuerung der Dauer jedes Im­ pulses.

Die hochfrequente Wechselspannung des schaltenden Wechselrich­ ters 9 steuert den Resonanzkreis 13 so, daß er im wesentlichen sinusförmig in Resonanz gerät mit einer Amplitude, welche durch die Amplitude und Frequenz der ansteuernden Spannung und den Gütefaktor Q des Resonanzkreises bestimmt ist. Der Reso­ nanzkreis ist insbesondere eine Quelle für einen symmetrischen hochfrequenten sinusförmigen Strom mit variabler Amplitude, bestimmt durch die Impulsbreite der vom schaltenden Wechsel­ richter 9 ausgehenden Steuerspannung.

Der vom Resonanzkreis 13 herrührende Strom wird der Lampe 5 zugeführt, um sie zu zünden und um in ihr über einen Bereich wählbarer Leistungspegel eine stabile elektrische Entladung aufrechtzuerhalten. Gleichzeitig richtet ein Ausgangs-Gleich­ richter 15 einen vorgegebenen Anteil des Stromes des Resonanz­ kreises 13 gleich und führt ihn der Lampe 5 zu, indem er somit dem durch die Lampe fließenden Strom eine ausgewählte Gleich­ stromkomponente hinzufügt zur Minimierung sichtbarer Streifen­ bildungen.

Der Stromsensor 29 sensiert den Anteil des durch die Lampe fließenden Stroms und liefert ein entsprechendes Signal an das summierende Knotenelement 30. Das summierende Knotenelement 30 vergleicht dieses Signal mit dem Signal des Bezugselementes 31 und liefert ein Fehlersignal an den Verstärker 32, das propor­ tional der auftretenden Differenz ist. Der Verstärker 32 justiert den Pulsbreiten-Modulationssteuerkreis 11 zur Redu­ zierung der Differenz zwischen dem Signal des Stromsensors 29 und des Bezugselements 31, wodurch die Größe der Änderungen des Stroms in der Lampe FL1 reduziert und damit die Aus­ gangsimpedanz des Kreises erhöht wird.

Fig. 11 zeigt schematisch einen Schaltkreis einer Ausführungs­ form eines Dimmerkreises nach der vorliegenden Erfindung. Die Funktionsweise des Kreises ist folgende: Eine von einer Span­ nungsquelle erzeugte Wechselspannung wird an die beiden Ein­ gänge, den spannungsführenden Eingang H und den neutralen Ein­ gang N angelegt. Die Dioden D1 und D2, der Widerstand R1, die Kondensatoren C1 und C2 und die Zenerdiode Z1 bilden ein Gleichspannungsnetzgerät für Niederspannung. Während jeder po­ sitiven Halbperiode der Spannung fließt ein Strom vom span­ nungsführenden Eingang durch den Kondensator C1, die Diode D2 und den Kondensator C2 zum neutralen Eingang, wodurch der Kon­ densator C2, in der aus Fig. 11 ersichtlichen Weise, positiv und negativ aufgeladen wird. Der Widerstand R1 und die Zener­ diode Z1 regeln die an der Zenerdiode Z1 auftretende Ausgangs­ spannung so, daß das Netzgerät insbesondere eine Gleichspan­ nungsquelle ist, welche eine Gleichspannung liefert, die an­ genähert gleich der Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z1 ist. Die Diode D1 stellt einen Entladungsweg für den Kondensator C1 während jeder negativen Spannungshalbperiode dar.

Die Vollweggleichrichterbrücke (FWB) richtet die von der Span­ nungsquelle kommende Wechselspannung gleich und liefert eine pulsierende Gleichspannung an den Ausgangsklemmen (+) und (-). Der pulsierende Gleichstrom wird durch den Kondensator C3 ge­ filtert, der parallel zu den Ausgangsklemmen der Vollweg­ gleichrichterbrücke geschaltet ist. Der Widerstand R2 liegt parallel zum Kondensator C3 und führt dessen Ladung ab, wenn die Spannung abgeschaltet ist. Die Dioden D3, D4, D5 und D6, die MOS-FETS Q1 und Q2, die Widerstände R3 und R4, der Trans­ formator T1 und der Kondensator C4 bilden einen schaltenden Wechselrichter zum Schalten und Umpolen der gefilterten Gleichspannung in eine hochfrequente steuernde Wechselspan­ nung. Während des Betriebs lädt sich der Kondensator C4 auf ungefähr den halben Wert der Spannung am Kondensator C3 auf. Wenn Q1 leitend ist, wird eine Steuerspannung an die Primär­ wicklung P des Transformators T2 angelegt, die positiv ist und deren Wert der Spannung an C3 abzüglich des Wertes der Span­ nung an C4 (etwa die Hälfte der Spannung an C3) entspricht. Wenn Q2 leitend ist, wird die Steuerspannung umgekehrt und ihr Wert ist gleich der Spannung an C4. Wenn Q1 und Q2 abwechselnd mit hoher Frequenz (≈27 kHz) geschaltet werden, werden rechteckige Impulse einer steuernden Wechselspannung erzeugt, welche einen Spannungswert von Spitze zu Spitze aufweist, der im wesentlichen gleich der Spannung am Kondensator C3 ist.

Die Steuerfrequenz liegt vorzugsweise zwischen 20 kHz und 50 kHz und ist bestimmt durch die steuernde Wechselspannung vom Pulsbreiten-Modulationskreis IC1, der unten erläutert wird. Frequenzen unterhalb 20 kHz liegen im menschlichen Hörbereich und sind deswegen unerwünscht. Frequenzen oberhalb von 50 kHz sind unerwünscht, weil sie dazu tendieren, hohe thermische Verluste in den MOS-FETS Q1 und Q2 zu erzeugen, und sie ver­ größern den Fluß eines Verluststroms durch die kapazitive Im­ pedanz der Zuleitungsdrähte gegen Erde, was die Betriebsweise bei niedrigen Lichtpegeln schwieriger macht.

Die Widerstände R3 und R4 dämpfen Schwingungen, die sonst auf­ grund der Streuinduktivität der Sekundärwicklungen S1 und S2 des Transformators T1 und der Gate-Kapazität der MOS-FETS Q1 und Q2 auftreten können. Die Dioden D3 und D4 verhindern das Rückwärtsfließen von Strömen jeweils durch die MOS-FETS Q1 und Q2. Die Dioden D5 und D6 bilden einen Kommutierungsweg für die jeweils durch Q2 und Q1 fließenden Ströme.

Die Schaltelemente Q1 und Q2 können von jedem Typ eines Halb­ leiterschalters sein, so beispielsweise FETS oder bipolare Transistoren; jedoch werden die dargestellten MOS-FETS vorge­ zogen wegen ihrer raschen Schaltfähigkeit und wegen ihres re­ lativ niedrigen Gate-Stromes. In alternativer Weise kann der schaltende Wechselrichter durch einen weniger kostspieligen Gleichstrom-Frequenzumwandler auf Halbleiterbasis ersetzt wer­ den, welcher eine nicht pulsierende Gleichspannung in eine mit Hochfrequenz pulsierende Gleichspannung umwandelt. Ein Schwingkreis vom Invertertyp, der Gleichspannung in Wechsel­ spannung umwandelt, wird jedoch vorgezogen, da er für den gleichen Anteil an übertragener Energie einen geringeren Spitzenwert des magnetischen Flusses im Kern der leistungs­ übertragenden Transformatoren besitzt und eine symmetrischere Wellenform erzeugt.

Der unten beschriebene integrierte Schaltkreis IC1 erhält eine Spannung (+ V_DC) von der Gleichspannungsquelle und liefert eine steuernde Wechselspannung an die Primärwicklung P des Transformators T1 zur Steuerung des leitenden Zustandes der MOS-FETS Q1 und Q2 und entsprechend der Breite jedes Recht­ eckimpulses der Steuerspannung. Die Sekundärwicklungen S1 und S2 des Transformators T1 sind so angeordnet, daß an die Gates der MOS-FETS Q1 und Q2 Spannung von entgegengesetzter Polari­ tät angelegt wird, so daß in einem gegebenen Zeitpunkt nur eine der beiden Schaltvorrichtungen im leitenden Zustand ist. Die in ihrer Pulsbreite modulierte Steuerspannung wird der Primärwicklung P des Transformators T2 zugeführt sowie dem Re­ sonanzkreis, der aus der Spule L1 und dem Kondensator C5 be­ steht, die in Serie geschaltet sind. Der Resonanzkreis schwingt im wesentlichen sinusförmig auf der Steuerfrequenz mit einer Amplitude, die durch die Pulsbreite der Steuerspan­ nung und den Gütefaktor Q des Resonanzkreises bestimmt ist. Der Gütefaktor Q ist in diesem Falle in erster Linie durch die Impedanz der Lampen FL1 und FL2 bestimmt, die in Parallel­ schaltung den Resonanzkreis belasten.

Die Belastung des Resonanzkreises in Parallelschaltung ten­ diert dazu, den Betrieb der Gasentladungelampen zu stabili­ sieren. Insbesondere nimmt der Gütefaktor Q des Resonanzkrei­ ses ab, wenn der Strom durch die Lampen anwächst und damit die Leitfähigkeit der Lampen steigt und dadurch wird die Resonanz­ reaktion verkleinert. Wenn umgekehrt der Strom durch die Lam­ pen abnimmt und damit die Leitfähigkeit der Lampen abnimmt, steigt der Gütefaktor Q des Resonanzkreises und dadurch wird die Resonanzreaktion angehoben. Der Resonanzkreis benimmt sich insbesondere wie eine Wechselstromquelle und liefert einen hochfrequenten sinusförmigen Strom durch den Transformator T3 zu den Lampen FL1 und FL2. Die Stärke des Stroms ist variabel in Abhängigkeit von der Pulsbreite der Steuerspannung und reicht aus, die elektrische Entladung in den Lampen zu zünden und aufrechtzuerhalten.

Um die Stabilität des Resonanzkreises weiter zu steigern, ist die Frequenz der Steuerspannung (≈27 kHz) kleiner als der Spitzenwert der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises (≈33 kHz).

Alternativ hierzu kann der Resonanzkreis zusätzlich ge­ dämpft werden, indem der Gütefaktor Q reduziert wird. Dies je­ doch würde seinen Wirkungsgrad reduzieren und unerwünschte Wärme erzeugen.

Der Kondensator C6, die Widerstände R5 und R6 und die Diode D7 bilden einen Ausgangs-Gleichrichterkreis, um durch die in Se­ rie geschalteten Lampen FL1 und FL2 einen Gleichstrom zu schicken. Der zwischen die Sekundärwicklungen S1 und S2 des Transformators T3 geschaltete Kondensator C6 ist so ausge­ wählt, daß er im wesentlichen alle hochfrequenten sinusförmi­ gen Ströme vom Resonanzkreis zu den Lampen FL1 und FL2 durch­ läßt. Der Widerstand R6 ermöglicht es, daß Gleichstrom durch die Diode D7 fließt und eine Gleichstromverschiebung am Kon­ densator C6 bewirkt, so daß der sinusförmige Strom durch die Lampen FL1 und FL2 eine Gleichstromkomponente enthält, die durch den Widerstand R6 bestimmt ist. Der Widerstand R5 ist insbesondere ein Ableitwiderstand zur Entladung des Kondensa­ tors C6, wenn die Spannung abgeschaltet ist. Der Widerstand R5 begrenzt auch den Anteil der Gleichstromverschiebung am Kon­ densator C6, wenn die Leitfähigkeit der Lampen bei niedrigen Leistungspegeln abnimmt.

Zwischen den Sekundärwicklungen S1 und S2 des Transformators T3 liegt als Bezugspunkt die mit Erde verbundene Masse. Die relative Größen der Sekundärwicklungen werden derart ausge­ wählt, daß eine bezogen auf Erde ausreichende Spannung erzeugt wird, um die Lampen FL1 und FL2 durch die Kapazität jeder Lampe gegenüber Erde zu zünden. Sie wird außerdem so ausge­ wahlt, daß die durch jede Lampe fließenden Erdströme ausgegli­ chen werden, so daß der hochfrequente sinusförmige Strom die Lampen in gleicher Weise mit Energie versorgt. In diesem be­ sonderen Schaltkreis ist ein Kompromiß notwendig, um eine aus­ reichende Zündspannung zu erzeugen und daher ist der durch die Lampe FL1 fließende Erdstrom etwas größer als der durch die Lampe FL2 fließende Erdstrom. Um dieses Ungleichgewicht zu korrigieren, ist der Kondensator C7 im Nebenschluß zur Lampe FL1 geschaltet, um einen kompensierenden Strom durch die Lampe FL2 zu bewirken. Der Kondensator C8 verhindert, daß das hoch­ frequente Schaltrauschen der MOS-FETS Q1 und Q2 im schaltenden Wechselrichter die Lichtabgabe der Lampen FL1 und FL2 ungün­ stig beeinflußt.

Die Sekundärwicklungen S1, S2 und S3 des Transformators T2 liefern eine Spannung an die Heizfäden der Lampen FL1 und FL2, um sie aufzuheizen. Die Primärwicklung P des Transformators T2 erhält eine impulsbreitenmodulierte Spannung vom schaltenden Wechselrichterkreis, der die MOS-FETS Q1 und Q2 enthält. Zu­ sätzlich fließt, nachdem Q1 abgeschaltet ist und bevor Q2 eingeschaltet ist, der Strom durch Q1 und die Spule L1 über die Diode D6 zurück und schaltet sie ein. Dies bewirkt einen zusätzlichen Spannungsimpuls an der Primärwicklung P des Transformators T2, der eine Amplitude besitzt, die dem Wert der Spannung am Kondensator C4 entspricht. Wenn die Spannung am Kondensator C5 ihren Spitzenwert erreicht, kehrt sich der Strom durch die Spule L1 um und der Kondensator C5 entlädt sich, indem er die Diode D5 einschaltet. Dies bewirkt an der Primärwicklung P einen zweiten Spannungsimpuls, dessen Ampli­ tude den gleichen Wert und das gegengesetzte Vorzeichen hat wie der erste Impuls. Die beiden zusätzlichen Spannungsimpulse überdecken im wesentlichen die Zeitdauer, nachdem Q1 abge­ schaltet ist und bevor Q2 eingeschaltet ist. Der Kreis verhält sich ähnlich während der Zeitdauer, nachdem Q2 abgeschaltet ist und bevor Q1 eingeschaltet ist. Die resultierende Hochfre­ quenzspannung an der Primärwicklung P hat einen Effektivwert, der über den Regelbereich der Lampen im wesentlichen konstant ist. In dieser Weise erzeugen die Sekundärwicklungen S1, S2 und S3 auch konstante Spannungseffektivwerte, um die Heizfäden der Lampen SL1 und SL2 über den ganzen Regelbereich aufzuhei­ zen.

Der integrierte Schaltkreis IC1 ist vorzugsweise ein inte­ grierter Schaltkreis zur Pulsbreitenmodulation mit der indu­ striellen Standardbezeichnung SG3526. Die innere Funktions­ weise des integrierten Schaltkreises ist beschrieben in dem Silicon General Product Katalogue 1989, Abschnitt 4, Seiten 111-119 und Abschnitt 12, Seiten 49-74, auf die hiermit Bezug genommen wird. Die Klemmen 14 und 17 des integrierten Schaltkreises IC1 sind an die Spannungszuführung VDC ange­ schlossen zur Zuführung niedriger Gleichspannung aus dem oben beschriebenen Gleichspannungszuführungskreis. Der Kondensator C13 ist ein Bypass-Kondensator zur Aufrechterhaltung einer sta­ tionären Spannung an den Klemmen 14 und 17. Der Kondensator C14 und die Widerstände R9 und VR1 sind über die Klemmen 9 und 10 des IC1 mit einem inneren Oszillator verbunden und bestim­ men die Modulationsfrequenz. Die Kombination des Widerstandes R9 mit dem variablen Widerstand VR1 kann wahlweise ersetzt werden durch einen einzigen Festwiderstand. Aber die darge­ stellte Kombination wird vorgezogen, da sie eine leichte Justierung der Modulationsfrequenz ermöglicht.

Das Ausgangssignal des integrierten Schaltkreises IC1 besteht aus aufeinanderfolgenden Impulsen einer positiven Spannung, die an den Klemmen 13 und 16 (Ausgänge A und B) abgegeben wird. Diese pulsierende Spannung wird den Eingängen A und B des Transformators T1 zugeführt und steuert die leitenden Phasen der MOS-FETS Q1 und Q2. Die Breite jedes Impulses ist vorzugsweise variabel zwischen dem Wert 0 bis zum Wert von 18 µs, welcher die maximale Impulsbreite darstellt, welche noch eine gewisse Totzeit zwischen den Impulsen bei der bevorzugten Modulationsfrequenz (≈27 kHz) ermöglicht. Diese Totzeit kann vergrößert werden, indem zwischen die Klemme 1 und Erde ein nicht dargestellter Widerstand wahlweise eingeschaltet wird. Die Dioden D20 und D21 (vorzugsweise Schottky-Dioden) verhin­ dern, daß die Ausgänge A und B jeweils durch den Magnetisie­ rungsstrom des Transformators T1 weit ins Negative gezogen werden.

Der integrierte Schaltkreis IC1 enthält vorzugsweise einen Fehlerverstärker zum Bewirken einer Rückkopplungssteuerung für den Strom durch die Lampen FL1 und FL2. An die negative Seite des Fehlerverstärkers wird eine Spannung (-ERROR) angelegt, die vom tatsächlichen Lampenstrom abhängig ist. In die posi­ tive Seite des Fehlerverstärkers wird eine Bezugsspannung (+ERROR) angelegt, die durch das Potentiometer VR2 eingestellt wird, welches, wie dargestellt, ein Teil einer Dimmer-Steuer­ vorrichtung sein kann. Das Ausgangssignal des Fehlerverstär­ kers steuert die Pulsbreite an den Ausgängen A und B und steu­ ert damit den Strom durch die Lampen FL1 und FL2. Die Spannung V_ref ist eine eng gereglte Spannung von 5 V an der Klemme 18 des integrierten Schaltkreises abgegeben wird.

Ein Stromsensorkreis, der die Dioden D8, D9, D10 und D11, die Widerstände R7, R8 und R14 und den Kondensator C17 enthält, erzeugt eine Spannung (-ERROR), die von der Höhe des Lampen­ stroms abhängt. Der Stromsensorkreis arbeitet wie folgt. Wäh­ rend jeder positiven Halbwelle des Stromflusses (i_FL) durch die Lampen FL1 und FL2 fließt Strom durch den Kondensator C6 und die Diode D8. Während jeder negativen Halbwelle fließt Strom durch den Kondensator C6, die Diode D9, den Widerstand R7 und entweder den Widerstand R8 oder die in Serie geschalte­ ten Dioden D10 und D11.

Bei niedrigen Strompegeln ist der Spannungsabfall am Wider­ stand R8 zu klein, um die Dioden D10 und D11 einzuschalten. In diesem Falle ändert sich die Spannung (-ERROR) proportional mit dem Lampenstrom und der Summe der Widerstandswerte R7 und R8. Bei größeren Strömen schalten die Dioden D10 und D11 ein und erzeugen einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall, der unabhängig vom Lampenstrom (i_FL) ist. Die Spannung (-ERROR) variiert in diesem Falle proportional mit dem Lampen­ strom und dem Wert des Widerstandes R7.

Fig. 12 zeigt die resultierende Beziehung zwischen dem Lampen­ strom (i_FL) und der Rückkopplungsspannung (-ERROR). Die zwei­ fache Steigungscharakteristik dieser Beziehung ermöglicht eine hohe Empfindlichkeit und enge Steuerung des Lampenstroms bei niedrigen Strompegeln, welche zu einer hohen Ausgangsimpedanz bei niedrigen Strompegeln und geringen Verlusten in den Sen­ sorwiderständen bei hohen Strompegeln führt. Der Widerstand R7 hat vorzugsweise einen kleineren Wert als der Widerstand R8. Ein Widerstandsverhältnis von etwa 4 : 1 wird über eine Steuerung über den vollen Regelbereich bei den meisten Typen von Kompaktleuchtstofflampen bevorzugt. Die Dioden D8 und C9 sind vorzugsweise Dioden mit schneller Erholungszeit. Der Wi­ derstand R14 und der Kondensator C17 vergrößern die Stabilität des Rückkopplungssteuersystems durch Dämpfung irgendwelcher Wechselspannungskomponenten, die von der Klemme 2 des inte­ grierten Schaltkreises IC1 abgegeben werden.

Claims (55)

1. Steuersystem zum Betrieb einer Gasentladungslampe bei Lichtpegeln unterhalb von ca. 40% des Nennwertes der Lichtaus­ gangsleistung, gekennzeichnet durch Mittel (21-23) zur Erzeu­ gung eines Wechselstroms in der Lampe, wobei diese Mittel eine Ausgangsimpedanzcharakteristik besitzen, die größer als ca. 5000 Ohm ist.

2. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom ein pulsbreitenmodulierter Strom ist.

3. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom ein im wesentlichen sinusförmiger Strom ist.

4. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom eine hohe Frequenz aufweist.

5. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom im wesentlichen symmetrisch ist.

6. Steuersystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Wider­ standsmittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

7. Steuersystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Induk­ tormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

8. Steuersystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Konden­ satormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

9. Steuersystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Schwing­ kreismittel (13) zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteri­ stik.

10. Steuersystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Steuer­ mittel für den Lampenstrom mit Stromrückkopplungsmitteln (29, 30, 32, 11) zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

11. Steuersystem nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch Steuer­ mittel für den Lampenstrom mit Stromrückkopplungsmitteln zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

12. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanzcharakteristik größer als etwa 10 000 Ohm ist.

13. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanzcharakteristik größer als etwa 35 000 Ohm ist.

14. Steuersystem zur Zuführung elektrischer Leistung aus einer Quelle zumindest einer Gasentladungslampe, gekennzeichnet durch

• a) Mittel zur Erzeugung eines Stroms mit zusammengesetzter Wellenform, wobei diese Wellenform eine Wechselstromkom­ ponente und eine Gleichstromkomponente aufweist, und
• b) Mittel zur Zuführung dieser zusammengesetzten Wellenform zu der Lampe oder den Lampen, wodurch sichtbare Strei­ fenbildungen in der Lampe bzw. den Lampen im wesentli­ chen verhindert werden.

15. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente der zusammengesetzten Wellenform des Stroms eine Hochfrequenzwechselstromkomponente ist.

16. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente der zusammengesetzten Wellenform des Stroms eine im wesentlichen symmetrische Wechselstromkom­ ponente ist.

17. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente der zusammengesetzten Wellenform des Stroms eine im wesentlichen symmetrische Hochfrequenzwech­ selstromkomponente ist.

18. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente der zusammengesetzten Wellenform des Stroms eine pulsbreitenmodulierte Wellenform ist.

19. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente der zusammengesetzten Wellenform des Stroms eine im wesentlichen sinusförmige Wellenform ist.

20. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Erzeugung eines Stroms mit zusammengesetzter Wellenform folgende Elemente enthalten:

• a) Mittel zur Erzeugung einer Wechselstromkomponente;
• b) von diesen getrennte Mittel zur Erzeugung einer Gleich­ stromkomponente; und
• c) Mittel zur Kombination der Wechselstromkomponente und der Gleichstromkomponente zur Herstellung der zusammen­ gesetzten Wellenform.

21. Steuersystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Gleichstromkomponente weniger als ca. 5% des Nennbetriebstromes bei voller Lichtausgangsleistung beträgt.

22. Steuersystem zur Zuführung elektrischer Leistung aus einer Quelle zu mindestens einer Gasentladungslampe, gekennzeichnet durch

• a) Mittel zur Zuführung einer Wechselstromkomponente mit einer ersten Frequenz zu der Lampe oder den Lampen; und
• b) Mittel zur gleichzeitigen Zuführung einer Wechselstrom­ komponente mit einer zweiten Frequenz zu der Lampe oder den Lampen, wobei die zweite Frequenz wesentlich niedri­ ger ist als die erste Frequenz zur Herstellung einer zu­ sammengesetzten Wellenform des Stroms in der Lampe bzw. den Lampen, welche das Auftreten sichtbarer Streifen im wesentlichen verhindert.

23. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Frequenz zwischen 30 Hz und ca. 5 kHz liegt.

24. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die er­ ste Frequenz höher ale ca. 5 kHz ist.

25. Steuersystem nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente mit der ersten Frequenz eine im we­ sentlichen symmetrische Wechselstromkomponente ist.

26. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente mit der ersten Frequenz eine puls­ breitenmodulierte Wechselstromkomponente ist.

27. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromkomponente mit der ersten Frequenz eine im we­ sentlichen sinusförmige Wechselstromkomponente ist.

28. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Zuführung einer Wechselstromkomponente mit ei­ ner ersten Frequenz und die Mittel zur Zuführung einer Wech­ selstromkomponente mit einer zweiten Frequenz Teil einer ein­ zigen Stromzuführungseinrichtung sind.

29. Steuersystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Effektivwert der Wechselstromkomponente mit einer zweiten Frequenz kleiner ist als ca. 5% des Effektivwertes des Nennbe­ triebsstroms der Lampe bei voller Lichtausgangsleistung.

30. Steuersystem zum Betrieb einer Gasentladungslampe bei Lichtpegeln unterhalb von ca. 40% des Nennwertes der Lichtaus­ gangsleistung, dadurch gekennzeichnet, daß es eine maximale Ausgangsimpedanzcharakteristik von mindestens ca. 5000 Ohm be­ sitzt und folgende Elemente enthält:

• a) eine Hochfrequenzstromquelle mit relativ niedriger Aus­ gangsimpedanz;
• b) mindestens ein passives Impedanzelement, das in Serie zwischen die Stromquelle und die Lampe geschaltet ist;
• c) Stromsensormittel zur Sensierung des Wirkstroms in der Lampe und
• d) Verstärkermittel, welche auf die Stromsensormittel an­ sprechen, zur Anhebung der effektiven Ausgangsimpedanz­ charakteristik des Steuersystems über den Wert des passiven Impedanzelementes allein hinaus.

31. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenzstromquelle einen pulsbreitenmodulierten Strom erzeugt.

32. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenzstromquelle einen im wesentlichen sinusförmi­ gen Strom erzeugt.

33. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanz der Hochfrequenzstromquelle kleiner als ca. 500 Ohm ist.

34. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß das passive Impedanzelement einen Impedanzwert von weniger als ca. 4500 Ohm besitzt.

35. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Lampe einen im wesentlichen kreisförmigen Querschnitt auf­ weist, wobei dieser Querschnitt einen Durchmesser von weniger als etwa 7/8 Zoll (2,22 cm) besitzt.

36. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenzstromquelle einen im wesentlichen symmetrischen Hochfrequenzstrom erzeugt.

37. Steuersystem nach Anspruch 30, gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung einer Gleichstromkomponente in der Lampe, welche sichtbare Streifen im wesentlichen eliminiert.

38. Steuersystem nach Anspruch 30, gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung einer niederfrequenten Wechselstromkomponente in der Lampe, welche sichtbare Streifen im wesentlichen elimi­ niert.

39. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanzcharakteristik größer als etwa 10 000 Ohm ist.

4o. Steuersystem nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanzcharakteristik größer als etwa 35 000 Ohm ist.

41. Verfahren, um das Auftreten von sichtbaren Streifen in ei­ ner Gasentladungslampe im wesentlichen zu eliminieren, gekenn­ zeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

• a) Zuführen eines Wechselstroms zu der Lampe zum Zünden und Aufrechterhalten einer elektrischen Entladung durch die Lampe hindurch und
• b) gleichzeitiges Zuführen einer Gleichstromkomponente zu der Lampe, wodurch eine zusammengesetzte Wellenform in der Lampe erzeugt wird, welche das Auftreten von sicht­ baren Streifen im wesentlichen eliminiert.

42. Verfahren und das Auftreten von sichtbaren Streifen in ei­ ner Gasentladungslampe im wesentlichen zur Eliminierung, ge­ kennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

• a) Zuführen einer Wechselstromkomponente mit einer ersten Frequenz zu der Lampe;
• b) gleichzeitiges Zuführen einer Wechselstromkomponente mit einer zweiten Frequenz zu der Lampe, wobei die zweite Frequenz wesentlich niedriger ist als die erste Fre­ quenz, wodurch eine zusammengesetzte Wellenform in der Lampe erzeugt wird, welche das Auftreten von sichtbaren Streifen im wesentlichen eliminiert.

43. Verfahren um das Auftreten von sichtbaren Streifen in ei­ ner Gasentladungslampe im wesentlichen zu eliminieren, gekenn­ zeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

• a) Erzeugen eines Wechselstroms mit einer ersten Frequenz;
• b) Erzeugen einer Wechselstromkomponente mit einer zweiten Frequenz, die wesentlich niedriger ist als die erste Frequenz;
• c) Zusammenfügen der beiden Wechselstromkomponenten mit der ersten und der zweiten Frequenz zu einem zusammengesetz­ ten Wechselstrom und
• d) Zuführen des zusammengesetzten Wechselstroms zur Gasent­ ladungslampe, um das Auftreten von sichtbaren Streifen im wesentlichen zu eliminieren.

44. Steuersystem zum Betrieb einer Gasentladungslampe bei Lichtkegeln unterhalb von ca. 40% des Nennwertes der Lichtaus­ gangsleistung, dadurch gekennzeichnet, daß die Lampe einen Querschnitt mit einem Durchmesser von weniger als ca. 7/8 Zoll (1,22 cm) aufweist sowie eine Spannungs/Strom-Charakteristik, welche mindestens einen Bereich mit negativem Widerstand be­ sitzt und die Mittel zur Erzeugung eines Wechselstroms in der Lampe aufweist, welche eine Ausgangsimpedanzcharakteristik be­ sitzen, die größer als etwa 5000 Ohm ist.

45. Steuersystem nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom ein Hochfrequenzstrom ist.

46. Steuersystem nach Anspruch 44, gekennzeichnet durch Induk­ tormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

47. Steuersystem nach Anspruch 44, gekennzeichnet durch Kon­ densatormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteri­ stik.

48. Steuersystem nach Anspruch 44, gekennzeichnet durch Schwingkreismittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharak­ teristik.

49. Steuersystem nach Anspruch 44, gekennzeichnet durch Steuermittel für den Lampenstrom mit Stromrückkopplungsmitteln zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

50. Steuersystem zum Betrieb einer Gasentladungslampe bei Lichtpegeln unter etwa 40% des Nennwertes der Lichtausgangs­ leistung, dadurch gekennzeichnet, daß die Lampe eine Span­ nungs/Strom-Charakteristik aufweist, die mindestens einen Be­ reich mit negativem Widerstand besitzt und das Mittel zur Er­ zeugung eines im wesentlichen symmetrischen Wechselstroms in der Lampe aufweist, welche eine Ausgangsimpedanzcharakteristik besitzen, die größer als ca. 5000 Ohm ist.

51. Steuersystem nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß der im wesentlichen symmetrische Wechselstrom eine hohe Fre­ quenz besitzt.

52. Steuersystem nach Anspruch 50, gekennzeichnet durch Induk­ tormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.

53. Steuersystem nach Anspruch 50, gekennzeichnet durch Kon­ densatormittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharak­ teristik.

54. Steuersystem nach Anspruch 50, gekennzeichnet durch Schwingkreismittel zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharak­ teristik.

55. Steuersystem nach Anspruch 50, gekennzeichnet durch Steu­ ermittel für den Lampenstrom mit Stromrückkopplungsmitteln zur Erzeugung der Ausgangsimpedanzcharakteristik.